JPS6135035A - 直列シ−ケンス拡張スペクトル信号処理を用いたコ−ド分割マルチプレクサ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は一般に直列シーケンス拡張スペクトル信号処理
を用いたコード分割多重化に関し、特に所定のコード長
で多重化できる発信器数を増大する信号処理に関する。

（従来技術） 拡張スペクトルシステムでは、伝送信号が特定の情報を
伝送するのに必要な最小バンド中よりはるかに広い周波
数バンドにわたって拡張される。

振巾変調や周波数変調等別の変調様式では、伝送バンド
中が情報自体のバンド中と匹敵する一方、拡張スペクト
ルシステムでは情報を広バンドのコード化信号で変調す
ることにより、例えば１　ｋＨｚの情報バンド中を数Ｍ
Ｈｚ巾のバンドへ広げる。つまり、拡張スペクトルシス
テムを別の広バンド通信システムから区別する重要な特
徴は、拡張スペクトル信号処理においては送られる情報
以外の信号が伝送信号を広げることにある。

代表的な拡張スペクトルシステムにおける伝送信号の拡
張は、（１１直列シーケンス変調、（２）周波数ホッピ
ング又は（３）パルス化ＦＭつまり“ｃｈｉｒｐ（さえ
ずり）”変調によって与えられる。直列シーケンス変調
では、情報信号中よりはるかに高いビット速度を持つデ
ジタルコードシーケンスによってキャリヤが変調される
。周波数ホッピングではコードシーケンスによって指示
されたパターンでキャリヤ周波数が離散増加的にシフト
され、又ｃｈｉｒｐ変調では所定のパターン間隔中に広
バンドにわたってキャリヤが掃引される。更にあまり使
われないが、時間ホッピングというキャリヤ拡張法もあ
り、これでは通常低いデユーティサイクルで短い持続時
間である伝送時間がコードシーケンスと時間−周波数ホ
ンピングによって支配され、コードシーケンスカぐ伝送
周波数と伝送時間の両方を決定する。

拡張スペクトルシステムの用途は、通信をデコード化で
きないようにする盗聴者に応じ多様である。別の用途に
は、航海や、特定のコード速度と使用シーケンス長に応
じた分解能での射程法めがある。用途の詳細については
、Ｒ，Ｃ，ディクソンのテキスト、「拡張スペクトルシ
ステム」、Ｊｏｈｎ　Ｗｉｌｅｙ　ａｎｄ　５ｏｎｓ、
ニューヨーク、１９７６の特に９章を参照のこと。

直列シーケンス変調には、ＡＭ又はＦＭ等幾つか異った
フォーマントのいずれか１つのコードシーケンスによる
キャリヤの変調が含まれるが、２相の位相シフトキーイ
ング（Ｐ　Ｓ　Ｋ）が最も一般的である。２相ＰＳＫで
は、コードシーケンスとＲ’Ｆ　キャリヤの人力するバ
ランス形ミキサが、コードシーケンス“１″のとき第１
の位相シフトＸＯで、コードシーケンス″０”のとき第
２の位相シフト（１８０＋Ｘ）’でキャリヤが伝送され
るように制御する。２相ＰＳＫ変調は他の様式と比べ、
伝送時にキャリヤが抑制され通常の機器で通信を受信す
るのをいっそう困難にし、又伝送時キャリヤと反対に情
報に大きなパワーが与えられるようにする点で有利であ
る。２相ＰＳＫの特徴は上記ディクソンのテキスト、第
４章に記されている。

伝送のバンド中を広げるのに使われるコードの種類は、
特にメソセージの機密が必要でなければ線形コードが好
ましく、最大コードが最適な相関特徴を与える。最大コ
ードとは、所定のシフトレジスタ又はその他所定長の遅
延エレメントによって発生可能な最長コードと定義され
る。２進シフトレジスタシーケンス発生器において、ｎ
段のシフトレジスタで発生可能な最大長（ＭＬ）シーケ
ンスは２ｆｉ−１ピントである。シフトレジスタシーケ
ンス発生器は、一部の段を別の段へフィードバックした
シフトレジスタから形成される。出力ビツト流は、シー
ケンスが繰返す前における、使用したレジスタとフィー
ドバックの段数に応じた長さを有する。例えば５段のシ
フトレジスタはその最大長（ＭＬ）シーケンスとして、
３１ビツトの２進シーケンス（つまり２’−１）を発生
できる。多数段のシフトレジスタＭＬシーケンス発生器
は、稀にしか繰返さないＭＬクシ−ンスを発生するため
、シーケンスはランダムに見え、ノイズの属性を持ち、
検出が困難である。従って、直列シーケンスシステムは
６擬似ノイズ”システムとも呼ばれる。

最大シーケンスの特性は上記ディクソンの３．１節に要
約されており、３〜１００段の最大コード発生器用のフ
ィードバック接続がディクソンのテキストの３．６表に
示しである。最大長フィードバックの１０段を有するシ
フトレジスタに対応した１０２３ビツトコードの場合、
５１２個の１”と５１１個の“０”が存在し、その差は
１である。

“１”と“０”の相対位置がＭＬコードシーケンス内で
変化する一方、各最大長シーケンス中の“ｌ”と“０”
の数は同しＭＬ長クシ−ケンスついて一定である。

いずれのＭＬクシ−ンスについても“１″と０″の数の
差は１なので、シーケンスをその位相シフトしたレプリ
カとビット毎に比較した最大線形コードの自己相関は０
＋１のピント位相シフト域を除き−１の値となり、相関
は−１から（２″−１）まで線形に変化する。従って、
１０２３ビツトの最大コード（２’−１）は１０２４と
いうピーク−平均自己相関値、つまり３０．．１ｄｂの
レンジを持つ。

直列シーケンス拡張スペクトル通信をコード分割多重化
で使用可能にしているのは、この特徴である。共通Ｍ　
Ｌコードの異うたシフトにセントされた受信器は、共通
コードのそのシフトを持った発信器にのみ同期される。

従って、２以上の信号を同一周波数で同時に明瞭に伝送
できる。自己相関形多重化システムは共通の１つのクロ
フク又はタイミング源を含み、数個の発信器と少くとも
１個の受信器がこれに同期される。発信器は共通の最大
長シーケンスを発生し、各発信器のコードは他のコード
に対し少くとも１ピント位相シフトされている。受信器
は、同調すべき特定の発信器のシフトに対応したコード
シーケンスシフトを有する共通伝送最大長のローカルレ
プリカを発生する。

ルーカル発生シーケンスは、＋１ピント同期だけに対応
したレベルを認識するように調整された相関検出器によ
って入力信号と自己相廟され、所定の発信器から発生さ
れた信号だけから情報を短縮して抽出する。

最大長コードシーケンスの自己相関特徴はコード長の逆
数に応じた片寄り、つまり； Ｖ／　（、、，２’　−１） 但しＶは“ｌ”に対応した電圧の大きさ、ｎはシフトレ
ジスタの段数；を有するので、隣接チャネル間で重複が
生じる。つまり、望まない入力信号の拒絶が不完全であ
る。従って、明瞭な信号区別はチャネル間にガートバン
ドを必要とし、所定のコード長に対して可能な発信器数
が減じられる。

長い最大長シーケンスはそのガートバンドを補償し、可
能な発信器数を増加させるが、これは同期化を遅らせ、
多重化発信器のパワー不均衡を生ずる。

（発明の目的） 従って本発明の主な目的は、所定のコード長に対しより
多くの発信器数が明瞭に区別できるような改良自己相関
型のコード分割多重化方法及び装置を提供することにあ
る。別の目的は、比較的多数の発信器を相互に区別、す
るのに比較的短いＭＬコードを用いるコード分割多重化
方法及び装置を提供することにある。

本発明の別の目的は、信号検出に使われる改良相関検出
器を提供するこ−とにある。

別の目的は、コード分割多重化装置で信号の検出に使わ
れる改良相関検出器を提供することにある。

別の目的は、直列シーケンス拡張スペクトルコード分割
多重化装置で使われる改良相関検出器を提供することに
ある。

更なる目的は、必要な較正調整が最小な相関検出器回路
を提供することにある。

更なる目的は、コード分割多重通信システム内における
受信器と所定の発信器の相関程度を求めるためにマルチ
チャネル検出器で使われる、必要な較正調整が最小な改
良相関検出器を提供することにある。

本発明の別の目的は、コード分割多重受信器におけるＳ
Ｎ比を改善することにある。別の目的は、共通の擬似ラ
ンダムコードシーケンスの連続的なコードシフト遅延に
タイム合せされる複数の相関検出器を有し、出力が最適
の受信同期化を求めるように処理されるようなコード分
割多重受信器におけるＳ／Ｎ及び同期化特性を改善する
ことにある。

本発明の別の目的は、直列シーケンス拡張スペクトル受
信器における同期化を改善することにある。更なる目的
は、最適な同期化遅延を識別するため、コードチップの
等しい一部によって相互に変位された複数の相関検出器
を用いるような直列シーケンス拡張スペクトル受信器に
おける受信同期化を改善することにある。

別の目的は、直列シーケンス拡張スペクトル受信器にお
いて入力信号とノイズを区別することにある。

更なる目的は、データサンプリング速度がタイミング信
号の周波数より高くなく得る直列シーケンス拡張スペク
トル受信器での受信同期化を改善することにある。

（発明の構成） 上記及びその他の目的は、複数の発信器と少くとも１個
の受信器が共通のタイミング信号源に同期される本発明
の方法及び装置によって満たされる。各発信器は共通の
双極コードシーケンスの異った指定シフトである双極擬
似ランダムコードによって拡張されたキャリヤで変調さ
れたデータを発信する。所定の発信器によって発信され
た信号を他の発信器によって発信された信号から区別す
るため、受信器が伝送された共通双極擬似ランダムコー
ドのレプリカである２つのローカル双極擬似ランダムコ
ードを発生する。ローカル発生コードの一方は、所定の
発生器に指定されたコードシーケンスシフトと同じコー
ドシーケンスシフトを持ち；他方は、いずれの発生器に
も指定されていないコードシーケンスシフトを持つ。所
定の発信器から伝送されたコードから情報を区別、抽出
するため、２つのローカル発生コードが処理され、入力
信号と相互相関した３進コードシーケンスを得る。

本発明の別の特徴によれば、２進コードシーケンスが良
好な自己相関特性を持つ最大長（ＭＬ）シーケンスであ
る。情報はＰＳＫ信号変調を用いて、２進コードシーケ
ンス内に埋込まれる。

本発明の別の特徴によれば、双極デジタルシーケンスの
形の第１及び第２標準信号が変調された双極シーケンス
の入力データによって多重化され、それらの積が相互に
減算されるような多様の異った態様の相関検出器が提供
される。減算の差が積分されてランダムなノイズを平均
化し、更に復調されて２進情報を回収する。相関検出器
の各チャネルによって生じる伝達関数は、 但しｒ（ｔ）は所定発生器のに対応したコードシフトを
有する双極シーケンス、ｃｒ（ｔ）は指定されてないコ
ードシフトを有する双極コードシーケンス、５（ｔ）は
入力信号、Ｔはビット周期。

相関検出器の一実施例によれば、各チャネルの掛算器つ
まり副受信器はそれぞれ対応する２つの標準シーケンス
ｒ　（ｔ）　、ｅ　（ｔ）によって制御された２つの入
力を有するアナログマルチプレクサから成る。このマル
チプレクサが人力シーケンス５（ｔ）と入力シーケンス
の反転を選択的に減算器に加え、５（ｔ）　（ｒ（ｔ）
＝ｅ（ｔ））に相当したシーケンスを得、それをビット
期間にわたり積分して相関度を生ずる。

相関検出器の第２の実施例では、Ｎチャネルの相関検出
器が、２つの標準シーケンスの極性に応じて入力信号５
（ｔ）、入力信号５（ｔ）の反転又は０を積分／ダンプ
回路に供給して連続的なビット期間にわたって積分する
Ｎ個の３人力アナログマルチプレクサから成る。２つの
標準信号ｒ（ｔ）、ｅ（ｔ）がデジタルロジック回路を
介して３人力マルチプレクサを制御する。

相関検出器の第３の実施例によれば、全ての信号処理が
デジタル的に行われる。受信信号ｓ　（ｔ）がデジタル
化され、アキュームレータでビット周期に等しい期間に
わたって算術的に加算される。

アキュームレータ内の最初と最後６値の差が、ビット周
期にわたって積分された５（ｔ）の値を表わす。２つの
標準信号の値が等しいと、アキュームレークの値は一定
に保たれる。等しくないと、アキュームレータの内容が
５（ｔ）の値に従って変更され、ｒ　（ｔ）が“１”な
ら５（ｔ）のデジタル値がアキュームレータへ加算され
、ｒ　（ｔ）が“０”ならアキュームレータから減算さ
れる。

第３実施例の変更例によれば、電圧／周波数コンバータ
が人力信号をデジタル化し、周波数カウンタとの和を累
積する。２つの標準信号が等しいと、カウンタを駆動す
るクロックが停止される。

ｒ　（ｔ）が“１”だと、２進カウンタが電圧／周波数
コンバータからの５（ｔ）に比例した速度でパルスを累
積するように制御される。ｒ（ｔ）が“０”だと、累積
が減算となりカウント方向が逆になる。

本発明の別の特徴によれば、複数の発信器と少くとも１
個の受信器が共通のタイミング信号源に同期されるよう
な直列シーケンス拡張スペクトルシステムでのＳＮ比を
改善するのに加られる方法及び装置が提供される。各発
信器は共通の双極コードシーケンスの異った指定シフト
である双極擬似ランダムコードによって拡張されたキャ
リヤで変調されたデータを発信する。受信器は複数の相
関検出器で形成され、それぞれ伝送された共通双極擬似
ランダムコードのレプリカである２つのローカル双極擬
似ランダムコードを発生する。ローカル発生コードの一
方は、所定の発信器に指定されたコードシーケンスシフ
トと同じコードシーケンスシフトを持ち；他方は、いず
れの発信器にも＋＝定されていないコードシーケンスシ
フトを持つ。

２つのローカル発生コードが各相関検出器内で処理され
、入力信号と相関された３進コードシーケンスを得て相
関信号を発生し、各相関検出器がローカル相関ピークに
位置するように上記相関信号が与えられて受信タイミン
グを調整する。この発明によれば、受信の同期化を与え
る他、相関検出器の出力がデータを受信し、ＳＮ比を最
適化するように処理される。各相関ピークの符号が伝送
中のデータ符号に一致していることを確認後、受信器が
正しく同期されていれば、存在する特定の歪に応じて選
択された加重因子を使って相関出力が処理され、ＳＮ比
を最適化する。

本発明の別の特徴によれば、特に複数の発信器と少くと
も１個の受信器が共通のタイミング信号源に同期される
ような直列シーケンス拡張スペクトルシステムで使われ
る発信器と受信器間の同期化を改善する方法及び装置が
提供される。各発信器は共通の双極コードシーケンスの
異った指定シフトである双極擬似ランダムコードによっ
て拡張されたデータ信号を発信する。受信器は複数の相
関検出器で形成され、それぞれ伝送された共通双極擬似
ランダムコードのレプリカである２つのローカル双極擬
似ランダムコードを発生する。ローカル発生コードの一
方は、所定の発信器に指定されたコードシーケンスシフ
トと同じコードシーケンスシフトを持ち；他方は、いず
れの発信器にも指定されていないコードシーケンスシフ
トを持つ。

所定の発信器から伝送されたコードから情報を区別、抽
出するため、２つのローカル発生コードが処理され、入
力信号と相互相関した３進コードシーケンスを得る。こ
の相互相関が、受信器と所定の発信器が合致したとき最
大となる同位相信号及び最小となる直角位相信号を生ず
る。同期化は、直角位相相互相関信号を最小とするよう
に受信タイミングを調整することによって得られる。

この発明の一実施例によれば、同位相と直角位相両信号
の比が測定され、受信タイミングシフトのサイズを制御
して、中間的な受信タイミングシフトを経ずに完全な同
期化を得るように処理される。比が所定数より大きけれ
ば、受信器は完全に同期されていると見なされ、デッド
バンドを確立して、同期化の行過ぎを減少させる。

この発明の別の実施例によれば、相関検出器の１つにお
ける同位相及び直角位相両相開信号の振巾比が測定され
、ノイズの存在下における信号を識別する。此の絶対値
が１よりはるかに大きいと、信号が存在すると見なされ
；そうでないと、受信器はノイズを受信したと見なされ
る。測定比が所定値より大きい場合にのみ、受信器は入
力信号・と同期するように制御される。

本発明の別の特徴によれば、特に複数の発信器と少くと
も１個の受信器が共通のタイミング信号源に同期される
ような直列シーケンス拡張スペクトルシステムで使われ
る発信器と受信器間の同期化を改善する方法が提供され
る。各発信器は共通の双極コードシーケンスの異った指
定シフトである双極擬似ランダムコードによって拡張さ
れたデータを発信する。受信器は、タイミング信号源の
周波数又はその整数倍に等しい速度でデータ信号をサン
プリングする段階、１つ以上の連続的なデータサンプル
を組合せて、タイミング信号源の特定のタイミング時点
に対応したデータサンプル時点を発生する段階、データ
サンプル時点のうちどれが最大値を有するかを検出する
段階、及び最大値を有するものとして検出されたデータ
サンプル時点の１つに対応するタイミング信号源のタイ
ミング時点に受信器をロックする段階によって、所定の
指定コードシーケンスを持つ擬似ランダムコードで拡張
されたデータ信号を伝送する発信器の１つとタイミング
信号源に同期される。

上記方法の利点は、同期化が不明瞭の可能性がある各点
で冗長なデータチャネルサンプリングを行う必要を取除
けることにある。更に上記方法は、タイミング信号源の
周波数より速い速度でのデータサンプリングを可能とす
る。連続的なデータサンプルを組合せてデータ時点を発
生するごとによって、データサンプリングが正味のデー
タ速度より高い速度で行われ、その速度は毎秒当り（１
つ以上の連続したデータサンプルの組合せから発生され
る）データサンプル時点又はビットの数に相当する。又
この構成は、データサンプルを（例えばマイクロプロセ
ッサ内で）デジタル的に組合すこと、及びデータ速度を
実際のハードウェアのタイミングを独立化することを可
能にする。

本発明の更に別の目的及び利点は、発明を実施するため
の最適態様としてのみ例示した発明の好ましい実施例を
図示し、説明する以下の詳細な記載から当業者には容易
に明らかとなろう。又自明のごとく、発明の他の異った
実施例も可能であり、その詳細も発明から逸脱しない各
種あ明白な点において変更可能である。従って、図面と
説明は、制限の意味でなく、例示の意味としてのみ見な
されるべきである。

（実施例） ■−票 拡張スペクトル通信では、伝送されるデータに通常必要
なハンド中を越えた信号ハンド中の拡張が、まず伝送す
べきデータによってキャリヤ波形をＰＳＫ変調し、次に
得られた信号を少くとも通常データ速度の２倍の反復速
度で生ずる長さしの標準擬似ランダムコードによって変
調することで行われる。前述した理由からＰＳＫが好ま
しいが、キャリヤを変調し複合信号を拡張するのに、Ｐ
ＳＫ以外の変調様式も使える。

信号通信を復調するため、受信信号は複合通信を拡張す
るのに用いたのと同じ標準コードでヘテロゲイン混合さ
れるか又は乗算され、伝送されたコードとローカル発生
された受信コードが同期していると、発信器でコードの
ＰＳＫ変調で生したキャリヤの反転物が除去され、最初
のベースハンド変調キャリヤが受信器内で再生される。

第１図は、発明の一特徴を含む基本的な拡張スベクトル
受信器の基本エレメントを示す。受信器１００が、複数
の発信器中の特定の１つから伝送された直列シーケンス
拡張スペクトル（Ｄ　Ｓ　Ｓ　Ｓ）信号を受信し、受信
信号を処理して、特定の発信器から伝送された信号を全
発信器から伝送された各信号中から弁別する。受信信号
は実質上２回変調されていること、つまり、まずキャリ
ヤがデータで変調され、次にその複合信号が擬似ランダ
ムコードシーケンスで変調されて、複合信号を擬似ラン
ダムシーケンスのハンド中に匹敵したバンド中にわたっ
て拡張するので、受信器１００は伝送データを抽出する
のに受信信号の２段の復調を行うことに留意されたい。

受信ＤＳＳＳ信号はまず、他の発信器からのものとその
信号が弁別されている特定発信器のコードでヘテロダイ
ン混合されるか又は乗算される。従って、発信器と受信
器の両方で発生したコードが同期しているなら、発信器
でコードＰＳＫ変調で生じたキャリ°ヤの反転物が掛算
器１０２で除去され、最初のベースバンド変調キャリヤ
が再生される。狭バンドの再生キャリヤが、ベースバン
ド変調キャリヤだけを通ずように設計されたバンドパス
フィルタ（図示せず）に与えられる。次に、再生キャリ
ヤを掛算器１０４でローカル発生キャリヤによりヘテロ
ダイン混合又は乗算することによって、ベースバンドデ
ータが抽出される。掛算器１０４の出力が、集積／ダン
プ回路等の通常の相関フィルタ１０６へ、更に伝送デー
タと対応する信号を生じるサンプル／ホールド回路へ与
えられる。

受信器１００は、システムクロック１１０に同期された
標準的なマイクロプロセッサ１０８で制御され、各発信
器もそのクロックに同期されている。ノイズと不所望の
通信も、受信直列シーケンス信号を最初のキャリヤバン
ド中へ圧縮するローカル発生標準コードにより、掛算器
１０２で同じ掛算プロセスを経て処理されるので、ロー
カル発生標準コードと同期しないいずれの入力信号も入
力信号及び標準コードの両バンド巾の和に等しいハンド
中に拡張される。この非同期入力信号は少くとも標準コ
ード中に等しいハンドｌＪ内にマンプされているので、
バンドパスフィルタで不所望信号パワーのかなりの部分
を拒絶できる。これは、Ｄ　Ｓ　Ｓ　’Ｓシステムにと
って重要な点である二つまり、標準コードで変調された
バンド中の同期入力信号はベースバンド変調バンド中へ
変換されるが、非同期入力信号はコード変調ハンド中に
拡張されたままである。

同期化処理では、発信器で使われた特定コードに固有な
特性を利用する。最大長（ＭＬ）シーケンスの自己相関
、つまりシーケンスのその時間シストレプリカとの乗算
は同期が達成されているときピークとなり、同期が失わ
れるにつれ（すなわちコードとそのレプリカ間の時間差
が１コードチップ又はそれ以上に近づくにつれ）　、−
Ｐ”　／Ｌへ低下する絶対値を持つ。但しＰはコードシ
ーケンスの振巾、Ｌはコード長。自己相関パターンの符
号は、発信器を変調するのに使われているデータビット
に依存する。従って、受信器と発信器が正しく同期され
ていれば、自己相関出力の符号をモニターすることによ
って、伝送データを受信器で回収できる。

第２図を参照すれば、受信器１００が同調される擬似ラ
ンダムコードシーケンスは双極性で、つまり、定電圧電
源の極性が切換えられる。本発明では、キャリヤが双極
伝送で抑制されるので、パワーの伝送効率を改善するた
め単極でなく双極性のシーケンスが使われる。又双極伝
送はある周波数バンドへのエネルギーの高集中を防ぎ、
システム中の異った発信器による伝送間の干渉を避ける
のを助ける。各双極シーケンスは、振巾Ｐとチップ持続
時間Ｔｃを有する。ＭＬクシ−ンスの長さは、システム
内でそれらの信号がコード分割多重化されるべき異った
発信器数に依存する。各発信器には、共通ＭＬクシ−ン
スの異った所定チップを持つ同じ発信コードが割当てら
れている。従って、このシステム内で多重化可能な発信
器の最大数は、ＭＬクシ−ンスの長さに対応する。

この種のコード分割多重システム内で干渉せずに多重化
できる発信器数は理論上、シーケンスのビット長に等し
い。例えば６３ビツト長を持つＭＬコードの場合、伝送
チャネルは理論上６３個の異った発信器を多重化できる
。これは、いずれも共通のタイミング源に同期された発
信器からの受信コードとローカル発生コード間の自己相
関がピークのとき、受信器と所定の発信器間で同期化が
達成されるものとしてである。しかし実際には、ＭＬク
シ−ンスの自己相関における一Ｐ”　／Ｌ項の−ため隣
接相関曲線間で重複が生ずるので、システム内でコード
分割多重化できる発信器数は理論的最大値よりはるかに
低い。この点は、単一伝送の相関曲線を示した第３図と
、隣接伝送つまり単一コードチップだけ相互に時間がズ
レた伝送についての複数の相関曲線を示した第４図を参
照すれば、もっと分り易く理解されよう。

第３図において、発信及びローカル発信コードシーケン
スがコードチップＴｃより大きく相互に時間がズレてい
ると、相関曲線は−Ｐ”　／Ｌの振巾を持つ。但し、Ｐ
はシーケンスの絶対振巾、Ｌはシーケンス長（ビット）
。発信及びローカル発生両コードかはゾ同期していると
、つまり相互に１コードチップの時間ズレ内にあると、
相関度は完全同期におけるＰ２のピーク振巾に達する。

従って、受信器と単一発生器間の同期は、相関出力をモ
ニターし、相関信号が所定の正価以上のとき同期してい
ると見なすことにより、検出できる。

一方第４図を参照すると、相互に単一コードチップだけ
時間シフトされた３つの発信コードシーケンスに、に−
１及びに＋１が存在するものと仮定されている。各相関
は、第３図と同じく、正のピーク値Ｐ２と負のピーク値
−Ｐ”　／Ｌを持つ。

隣接コードシーケンスの相関曲線は、第４図中斜線で示
した領域内で重複する。これらの領域では、隣接コード
シーケンスが共通の相関を示し、各発信間を区別するの
が不可能である。実際問題として、各発信間での干渉を
避けるため、第５図に示すようにシーケンス間にガート
バンドを挿入する必要がある。これは、第４図のように
各コードチップ毎の遅延でなく、１つ置きのコードチッ
プの遅延にのみ対応したシーケンスシフトを発信に与え
ることによって得られる。この結果、理論的な最大値と
比べ、ゼいぜい半分の発信数しか多重化できない。実際
には、同期の不明瞭さを避けるため１つ置きのコードシ
フト遅延だけを用いたときに得られるのより大きいガー
トバンドが必要なので、双極シーケンスを用いたコード
分割多重システムで多重化可能な発信器数は理論的最大
値の半分よりさらに少くなる。

本発明の一特徴によれば、受信器が同調されるべき特定
の発信器に指定されたコードシーケンスといずれにも指
定されてないコードシーケンス間の差を得ることで生じ
た３進コードと人力信号の相互相関を取ることによって
、多重化可能な発信器数は理論的制限より１少い値にま
で増加される。すなわち、２つの双極コードシーケンス
が受信器で発生される。一方のコードは、全発信器から
伝送される共通コードシーケンスのレプリカで、所定の
１つの発信器のシーケンスシフトに対応したシーケンス
シフトを有する。他方のコードは、共通双極シーケンス
のレプリカで、いずれの発信器にも指定されてないコー
ドシーケンスシフトを存する。ローカル発生コードの一
方が他方から減算され、３進コードシーケンスであるそ
の結果が人力信号と相関される。３進コードシーケンス
のシーケンスシフトは、後述する静的同期法用い、所定
の発信器から発生されるシーケンスの１コードチップ内
に入れられる。受信器と所定発信器間での完全な同期は
、一般に受信器のタイミングをコードチップの一部分づ
つ連続的にシフトし、相関器の出力をモニターすること
によって得られるダイナミック同期（詳しくは後述）を
用いて得られる。相関出力がピークにあるとき、受信器
と所定の発信器は相互に同期していると見なされる。

こ＼で、受信器と発信器が対応するクロックパルスにも
同期されている止すると（つまり発信器が１つのクロッ
クパルスに同期せず、受信器が別のクロックパルスに同
期しているとすると）、伝送データを抽出するため相関
出力の極性がモニターされる。

発信シーケンスと相互相関されるべき３進パルスシーケ
ンスの発生器よ、第６（ａ）〜（ｄ１図を参照すれば分
り易く理解されよう。第６（ａ）図には、絶対振巾Ｐと
チップ期間Ｔｃを持つ発信双極シーケンス５（ｔ）が示
しである。このシーケンスは、実際には例えば６３ビツ
ト等もっと長いシーケンスを単純化したものである。受
信器内では、第６（ｂ）図に示した第１標準パルスシー
ケンスｒ（ｔ）が発生される。

発信器と受信器の両シーケンスは同一遅延を持ち、相互
に同期されていると見なされているので、シーケンスｒ
　（ｔ）は第６（ａ）図に示した所定の発信器からのシ
ーケンスＳ（【）と等しい。

受信器は第６（ｃ）図に示した第２標準パルスシーケン
スｅ（ｔ）を発生し、これは所定の発信器及びその他の
全受信器から発信されたシーケンスと同じだが、どの発
信器にも指定されていないシーケンス遅延を有する。

２つのローカル発生標準パルスシーケンス間の差（ｒ（
ｔ）＝ｅ（ｔ））が得られ、第６（ｄ）図に示す３進パ
ルスシーケンスを与える。この３゛進シーケンスは、２
つの標準パルスシーケンスｒ（ｔ）、ｅ（ｔ）の相対的
２進値に応じ、値〔＋２．０、−２〕を取る。

尚、第６図に示した例のシーケンス長は７ビツトである
が、実際には、コード分割多重化すべき比較的多数の発
信器を許容するため、もっと長いシーケンスが使われる
。

・第７図を参照すると、信号多重化のため人力双極パル
スシーケンスと相互相関されるべき３進標準シーケンス
が受信器２００で発生される。受信器２００は発信パル
スシーケンス５（ｔ）を受信して、人力シーケンスを第
１相関掛算器２０２と第２相関掛算器２０４の各入力に
与える。第１相関掛算器２０２は入力シーケンスｓ　（
ｔ）を、所定発信器のシーケンスシフトと対応したシー
ケンスシフトを持つローカル発生標準パルスシーケンス
ｒ（ｔ）と乗算する。掛算器２０４は人力シーケンスｒ
　（ｔ）を、非指定パルスシーケンスシフトを持つパル
スシーケンスｅ（ｔ）と乗算する。得られた積が差回路
２０６に与えられ、その差が標準的な相関フィルタ２０
８で積分されサンプリングされる。

第７図には、入力シーケンス５（ｔ）がまず２つの標準
パルスシーケンスｒ（ｔ）、ｅ（ｔ）とそ杵ぞれ乗算さ
れ、次にそれらの積の差を差回路２０６で得ることが示
しである。これは、２つの標準パルスシーケンスｒ　（
ｔ）、ｅ（ｔ）の差を得てから、その差を入力シーケン
ス５（ｔ）と乗算することと等しい。

こうして得た相互相関を第８図に示す。各相関曲線は、
所定の発信シーケンス及びローカル発生標準シーケンス
ｒ（ｔ）＝ｅ（ｔ）が相互に１コードチップ以上変位し
ていると、値０となる。この点は、振巾Ｐ２／Ｌの負の
残留相関が存在する第３図の相互相関曲線と対照的であ
る。所定の発信及びローカル発生標準パルスシーケンス
が同期されていると、相関曲線の振巾はピーク値Ｐ（Ｌ
＋１）／Ｌまで線形に増加する。

上記相関法の利点は、本発明に゛よる複数の隣接伝送の
相関を示した第９ａ図を第４図と比較すれば明らかであ
ろう。特に、第９ａ図は２コードチップ分離のコードを
示している。但し、第９ａ図の伝送はｌコードシフトだ
け相互に“変位させることができ、こうしても隣接伝送
の相関は重複しないのに対し、第４図では斜線部分で重
複が生じる。

このように本発明は、多重化可能な発信数をパルスシー
ケンス長（ビット）より１少い値に等しくでき、従来の
システムでは不可能だったことを可能とする。第９ａ図
に示した方法で発信間にガートバンドを入れても、信頬
可能に多重化できる発信数は、第４図に示した相関法を
用いて信頼可能に多重化できる数より大巾に大きい。

受信器に入力するコード分割多重化ＰＳＫ信号Ｙ（ｔ）
が次式で表わされるとする： Ｙ（ｔ）　−、％、ＰＪｄＪＸＪ（ｔ）　ｃｏｓ（Ｗ、
ｔ＋０）　＋Ｎ（ｔ）　　　（１）但し、Ｊの人力伝送
について： Ｏ≦ｔ≦Ｔ、Ｔはコードチップ周期； Ｐｊ　は各人力双極パルスシーケンス内のパワー；ｄｊ
　は各対応入力シーケンスの極性又は符号ＸＮｔ）は伝
送データ： Ｗｃはキャリヤの周波数（ラジアン）；０　はキャリヤ
の位相；及び Ｎ　（ｔ）はノイズ。

単一標準コードシーケンスを用いた従来の受信器の出力
ｖ　Ａ（Ｔ）は次式で与えられる：但しＰｒは所望入力
シーケンスのパワー；ｄｒは所望入力シーケンスのデー
タ符号；Ｌはパルスシーケンス長（ビット）； Ｐｊは各不所望シーケンスのパワー； ｄｊは不所望シーケンスの対応データ符号；及び ＮＡはノイズ。

本発明の原理に従って動作する受信器の出力ｖ　ｍ　（
ｒ）は次式で与えられる： ｖｉ（Ｔ）＝ｐ、ｄ、　（１＋１／Ｌ）＋Ｎｉ　　（３
）本発明の相関法は指定されていないコードシーケンス
シフトを持つコードシーゲンスの減算を含むので、出力
ｖ　ｍ　（Ｔ）中における不崩望伝送成分（添字“ｊ”
で示す）は全て完全に拒絶されている一方、従来の受信
器における出力Ｖａ（Ｔ）は不所望伝送（添字“Ｊ”）
と所望伝送（添字“ｒ”）両方の寄与分を含む。

マルチプレクサの３成分信号の相関は、特定の発信２進
パルスシーケンスだけを用いた従来の相関と比べ、受信
器の入力に現われるホワイトノイズに関しデータのＳＮ
変調で３ｄＢの劣下を含む。

つまり、 ＮＡ＝ＮＢ＝０ 上記の多重化法は、コード分割多重システムで任意長Ｍ
Ｌコードを用いて、不所望なアクセスを完全に拒絶する
能力をもたらす。従来は、可能なマルチプレクサ数がコ
ード長よりはるかに小さくなるので、充分長いＭＬコー
ドしか使えなかった。

又それでも、多重化発信器のパワー不均衡が生じていた
。

更に、第９ａ図の理想的な相互相関パターンは、それぞ
れ１コードチップ以下づつ時間をズラして理論的限界以
上のコードを用いた多重化設計を与え、より複雑な受信
構成を可能とする。例えば、多重化可能な発信器数は、
第４図に示した各コードシーケンス間に更に１コード加
えることによって、受信器全体のＳＮ性能をわずかに損
うだけで、２Ｘ　（Ｌ−２）チャネルまで増加できるこ
とが認められた。第９ｂ図に示すように、追加コードは
第４図に示した各コード間に挿入できる。各コードは、
受信器に設けた複数のタップで検出される。

第９ｂ図に示した各受信器タップの出力は次の通り： 第１表 １、　予備コード ２、Ｖ２予備コード ３、ゼロ ４、ｚコード１ ５、　コード１＋％コード１°′ ６、２コ一ド１＋コード１′十％コード２７、　　％、
：］　　Ｆｌ　’　＋’：１−Ｖ２＋Ａコード２′シー
ケンスの式は各チャネルにつき次のように解ける： チャネル１−２×タツプ４ チャネル１’＝２Ｘ（タップ５−チャネル１）チャネル
２＝２Ｘ　（タップ７−チャネル１′−タップ４） チャネル２’＝２Ｘ　（タップ７−チャネル２−タノプ
５） チャネルＬ′−２×タップ（２’Ｌ＋３）実際に壁、ノ
イズと同期の問題から、上記の構成を実施するのはかな
り困難である。代りの実施法としては、相関包絡が最大
の２に等しい時点でゼロキャリヤが生ずるようにすれば
よい。このような構成における各タップからの出力式は
次の通り： 第ユ」Ｌ−表 １．　予備コード ２、ゼロ ３、　　　ゼ　　ロ ４、　　　ゼ　　ロ ５、　コード１ ６、　コード１′ ７、　コード２ この構成は、干渉のない完全なデータ回収を可能とする
。しかし、幾分ノイズの影響を受は易い。

上記の問題を解消するため、２つ以上のコードシーケン
スをグループ分けし、ガートバンドで分離した構成が第
９ｃ図に示しである。グループ又はグループから成るパ
ターンの正確な分離は、上記構成と関係ない。この手法
は、似た特性を持つ発信器のグループ分けを可能とし、
同期上の問題を簡単化する。

信号を持ったデータ及び送受信器部における通信の改良
に必要なデータによる追加の変調も、上記の方法中に含
まれる。この際に必要な条件は、追加の変調がシフトさ
れたパルスシーケンスの必要なタイミングを満たさず、
受信器の多重化感度を維持するということだけである。

旦則囮二里叉 受信器の所定の発信器は、データの抽出前に相互に時間
同期されねばならない。受信器と送信器が共通のタイミ
ング源（商用電線が伝送媒体なら、共通のタイミングは
６０Ｈｚの電源から得られる）に同期されていれば、同
期化は受信のタイミングを、発信信号の異った伝播遅延
、タイミング信号及び送受信器に固有な遅延に適応させ
る問題となる。これら遅延の一部は一定なので、“静的
”遅延を使って補償でき、受信器と所定の発信器を相互
に１コードチップ以内で同期させられる。こ＼でチップ
とは、擬ランダムコード発生器のビット周期である。

一般に、静的遅延はその大部分が一定であるため、受信
器の初期較正時に補償できる。しかし、伝送媒体が伝送
ラインで、送受信器が共通のタイミング源に同期されて
おり、両装置間の通信が双方向性の場合には困難が生ず
る。つまり、静的遅延は２つの標準点で調べねばならず
、その１つは発信器がタイミング源にある標準点、他は
受信器がタイミング源にある標準点である。

発信器がタイミング源に位置し、受信器が他に位置する
場合、タイミング信号と発信信号は発信器から受信器へ
はソ゛同−速度で伝播する。送受信器間におけるその他
のタイミング変化は、送受信器回路内で生じる遅延によ
るもので、送受信器を１コードチップ内で相互に同期さ
せるように予め設定できる。従って、タイミング源から
離れた受信器は全て、等しい静的遅延を取り得る。

しかし、受信器がタイミング源に位置し、発信器が他に
位置すると、各受信器は異った信号伝播距離のため遠隔
の各送信器に固有な静的遅延を必要とする。従って、受
信器で複数の発信器からの信号を受信可能とするために
は、受信器の静的遅延が可変でなければならない。実際
°には、各送信器と受信器間の静的遅延が送信器の設置
時に測定される；そして特定発信器とのその後の通信の
ため、その静的遅延値が受信器内に予め設定される。

上記発信器からの発信が受信される都度、発信器の一致
した同期化を得るために、受信タイミングが自動的に調
整され、特定の発信器に対応した遅延を許容する。

発明の一実施例では、複数の送／受信器ユニットがいわ
ゆる“主／従”構成で設けられる。この構成では、主ス
テーションと呼ばれる１つの送／受信器ユニットが他の
ステーション（従ユニット）用タイミング信号源として
機能する。主ステーションと各従ステーション間のタイ
ミング信号に関連した遅延量には、主ステーションでの
タイミング信号源に対するフィルタ遅延、主ステーショ
ンにおける受信フィルタ遅延、主ユニットと特定の従ユ
ニツト間における信号伝播遅延、主ステーションでの結
合遅延、及び主ステーションにおける発信フィルタ遅延
が含まれる。これら各種遅延を知ることで、主ステーシ
ョンと特定の従ステーション間に関連した静的遅延の量
が見積られる。しかし、温度変化、伝送周波数等に関連
した伝送うインでの変化に伴い、各遅延に一定の変化が
生ずる。

主及び従ユニツト間での静的遅延特性における上記変化
の大部分は動的な遅延調整で補償できるが、特定の主又
は従ユニットにおけ、る受信器が数コードチップの範囲
にわたって遅延変化を追跡できなければならないので、
システムの多重化能力は幾分減じられる。又これは、２
個の隣接受信器の信号が干渉なく対応バンドにわたって
時間変化できるようにするのに充分な巾のガートバンド
を必要とする。

しかし、必要なガートバンドの量は、まず主ステーショ
ンにおいて、主ステーションと各従ステーション間での
信号伝送に関連した静的遅延を周期的に測定し、次に静
的遅延を所望の範囲内に戻すため、従ステーションにお
ける発信信号のタイミングを周期的に調整することによ
って減じられることが認められている。これにより、遅
延変化に対して必要なガートバンドが大巾に減少し、よ
り多くのコード遅延が多重化に使用できるようになるた
め、より多くの従ステーションが同時に発信可能となる
。

静的遅延で確立された同期からの変化は、各受信器内の
動的遅延機構によって補償される。動的遅延は２つの段
階から成る：微同調と粗同調。静的遅延のタイミングが
受信器と特定の発信器を１コ一ドチンプ以内で相互に同
期させる一方、微同調は相関検出を用い、予測伝送（静
的遅延）の関数でなく受信伝送の関数として受信タイミ
ングにおける微調整を行う。

受信タイミングがローカルな相関ピークとなるように微
同調した後、受信器がタイム合せされたローカルピーク
が最適な相関にとって“正しい”ローカルピークである
かどうかを定める必要がある。これが必要なのは、選定
コードの相関特性及びその他の因子に応じ、複数の相関
ピークが存在することもあり、そのうち主ローカルピー
クが最大のピーク振巾を有するからである。これらの複
数ピークは、±ＩＴｃのコード相関ピーク内におけるキ
ャリヤ相関から生ずる。更に、各データビット中に存在
するシステムのタイミングパルス中どれが同期にとって
正しいものなのかも定めねばならない。この決定を行わ
ないと、発信器が１つのタイミングパルスにロックされ
る一方、受信器は別のタイミングパルスにロックされる
という事態が生じ得る。これは、データ期間中に２つの
タイミングパルスが存在し、正しくないタイミングが送
受信器のデータ期間の間に直交状態を生ずるからである
。つまり、このような直交データ期間の正味エネルギー
はゼロとなる。送受信器が相互に正しく同期されていて
も、送受信器が同じタイミングパルスにロックされてな
ければデータ伝送を検出、デコードできないので、デー
タは受信シーケンスから抽出し得ない。次に、微同調、
粗同調及び各データビット以内での正しいタイミングパ
ルスに対する同期について詳しく説明する。

第１０図は、入力した双極パルスシーケンスをそのキャ
リヤとローカル発生３進−準シーケンスとの相対相関を
取って得た相関パターンを示す。

この相関パターンは受信タイミングＶ１で大ピーク、受
信タイミングｖ２、ｖ３、Ｖ６及びｖ７で小相関ピーク
を生じ、以下これら受信タイミングのことを“チャネル
”と呼ぶ。主チャネルｖｌでの相関ピークは、入力コー
ドシーケンスと標準コードシーケンス間におけるコード
チップ時間遅延差の関数として選定されたコードの相関
特性に依存する。送受信器間で同期が達成されたとき相
関度はピークとなり、同期差が１コードチップ又はそれ
以上に近づくにつれ、相関度の絶対値はゼロへと低下す
る。尚、コードの不完全な相関特性とサイン波状キャリ
ヤによる相関への影響のため、第１０図に示した相関曲
線は、キャリヤを含まない部分的に直線状の第９ａ図に
示した理想的な相関曲線と比ベサン波状に近い。これが
、Ｉｌｌ調整が必要な理由である；つまり微同調で、相
関ピークが求められるまで受信タイミングを調整し、次
に一粗同調で、相関ピークがチャネルｖ１に対応した大
相関ピークなのか又はチャネルＶ２、Ｖ３、■６又はｖ
７その他に対応した小相関ピークなのかを決定する。

発明の一特徴によれば、受信器の同期化が各受信チャネ
ルと同調された複数の別個な副受信器つまり相関検出器
を設けることによって達成される。

各チャネルＶ１、■２、ｖ３、■６、■７が１コードチ
ップの１／３時間だけ相互に離間しているとすると、微
同調では、各チャネルが全てローカルピークに位置する
ように受信タイミングを調整する。更に、チャネルＶｌ
が１コードチップ以内で同期されているとすると、チャ
ネル■１はローカルピークから１コードチップの１／６
以内にある。相関検出器の出力がマイクロプロセッサ３
１４（後述）に与えられ、発信器との同期用受信タイミ
ング信号を生じ、発信データを抽出する。マルチ相関検
出器の各種実施例を第１１〜１８図に示す。

皿皿檎量 第１１図に示したマルチチャネル相関検出器の一実施例
は、Ｎ個の相関チャネルについて一般化したものである
。全体を３００で示したマルチチャネル相関回路は、各
チャネル毎に、それぞれ第１掛算器３０４、第２掛算器
３０６及び差回路３０８から成る相関器３０２を備えて
いる。第１掛算器３０４は、入力シーケンス５（ｔ）を
受信する一人力と、所定発信器のシーケンスシフトに対
応したシーケンスシフトを持つ第１のローカル発生標準
シーケンスｒ（ｔ）を受信する他入力とを有する。掛算
器３０６は、入力シーケンスｓ　（ｔ）を受信する一人
力と、指定されていないシーケンスシフトを持つ第２の
標準シーケンスｅ（ｔ）を受信する他入力とを存する。

それぞれ入力シーケンスと２つのローカル発生標準シー
ケンスとの積を表わす両掛算器３０４．３０６の出力は
、差回路３０８の各入力に与えられる。その差出力が、
チップ速度でビット周期に一致された積分／ダンプ型フ
ィルタ３１０に与えられ、各チャネル毎に次のような信
号■８を生じる： 但しｖＮと５（ｔ）はアナログ信号、ｒ（ｔＮ）とｅ（
ｔｓ）ば２進体号である。積分／ダンプ回路３１０の出
力はサンプル／ホールド回路３１２に与えられ、同回路
が積分器出力ＶＮの振巾と極性をモニターし格納する。

この値が通常のマイクロプロセッサ３１４に与えられ、
これが全Ｎ個の検出器３０２からの出力に応じて、所定
の伝送から２進データを抽出し、タイミングエラー信号
を発生して、後で詳述するように受信器を所定発信器と
の同期状態にロックする。

第１１図に示したアナログマルチチャネル相関検出器は
、両掛算器３０４．３０６、差回路３０８、積分／ダン
プ回路３１０及びサンプル／ホールド回路３１２に関連
して非常に多くの較正調整を必要とする。実際上、この
種の８チヤネル検出器は約８０の較正調整を要する。

標準シーケンスｒ（ｔ）、ｅ（ｔ）の極性だけを使えば
、性能のわずかな劣化だけでシステムの大巾な簡略化が
得られる。２つの標準シーケンスは２連（双極）信号な
ので、第１２図に示すように、乗算はＮチャネルの相関
器において、２Ｎ個の２入力アナログ掛算器と１個のイ
ンバータを用いることにより実行できる。この実行では
、２進標準信号が入力信号５（ｔ）と反転入力信号ｉη
のどちらが選択され、差回路３０８へ加えられるのかを
決める。

こ＼で、Ｎ個の各差回路３０８の所望出力は５（ｔＮ）
　［ｒ（ｔＮ）＝ｅ（ｔＮ）　］で、第１２図に示した
相関検出器４００内の各チャネルは第１の２人力マルチ
プレクサ４０２と第２の２人力マルチプレクサ４０４を
備え、これらはそれぞれ第１及び第２双極標準シーケン
スｒ（ｔＨ）、ｅ（ｔＮ）の瞬間的な極性によって制御
される。各マルチプレクサ４０２．４０４の一人力は入
力シーケンスｓ’（ｔ）を受信する第１ライン４０６に
接続され、他入力はライン４０８に接続されている。ラ
イン４０８は、インバータ４１０で極性が反転された入
力シーケンス５（ｔ）を受信する。両マルチプレクサ４
０２．４０４は、ドライバ４１２．４１４を介し標準シ
ーケンスｒ（ｔＮ）、ｅ（ｔＮ）によって駆動される。

ｒ　（ｔＮ）とｅ　（ｔＮ）の極性が等しいと、マルチ
プレクサ４０２．４０４が共にライン４０６に接続され
る。従って、人力シーケンスｓ　（ｔ）が差回路３０８
の正負両入力端に与えられ、積分／ダンプ回路３１０　
（第１１図）にゼロ信号が加えられる。

ｒ（ｔｏ）が正、ｅ（ｔｓ）が負だと、マルチプレクサ
４０２がライン４０６に、マルチプレクサ４０４がライ
ン４０８に接続される。従って、シーケンス５（ｔ）が
差回路３０８の正入力に、反転シーケンス５（ｔ）が差
回路３０８の負入力に与えられ、シーケンス２ｓ（ｔ）
が積分／ダンプ回路３１ｏに与えられる。一方、２つの
標準シーケンスの相対的極性が逆になると、シーケンス
５（ｔ）が差回路３０８の負入力に、反転入力シーケン
スｉηが差回路３０８の正入力に与えられる。従って信
号−２ｓ（ｔ）が積分／ダンプ回路３１０に与えられて
、次式に満たすニ ジＮ（ｔ）　＝ｓ（ｔＮ）　［ｒ（ｔＮ）＝ｅ（ｔＮ）
　］第１２図の回路は第１１図の回路・と世べ、インバ
ータ４１０が２種の較正調整（バランスとオフセント）
を必要とするが、アナログ掛算器の較正調整が第１２図
では必要ない点で有利である。この結果、８チヤネル検
出器に必要な調整数は約８０から３４へ減じられる。

第１３図を参照すると、第１１図に示した回路の更なる
簡略化が、各積分／ダンプ回路３１０への入力がそれぞ
れ＋１または−１を入力シーケンス５（ｔ）に乗算して
得た２つの信号の差であり、両標準シーケンスが相互に
等しいと出力がゼロになることに基いて達成されている
。第１３図では、２Ｎ個の掛算器とＮ個の減算器が回路
５００において、Ｎ個の３入力アナログマルチプレクサ
５０２で交換しである。各マルチプレクサ５０２の第１
人力が、入力シーケンス５（ｔ）を受信するライン５０
４に接続されている。マルチプレクサ５０２の第２人力
は、５０８で反転された反転入力シーケンスｓ　（ｔ）
を受信するライン５０６に接続されている。マルチプレ
クサ５０２の第３人力は、アースされたライン５１０に
接続されている。

第１標準シーケンスｒ（ｔＮ）がインバータ／ドライバ
５１２を介し、マルチプレクサ５０２の制御入力に直接
接続されている。又マルチプレクサ５０２の制御入力に
は、それぞれ２つの標準シーケンスｒ（ｔＮ）　、ｅ（
ＬＮ）に接続された２人力を持つＥＸ−ＯＲ回路５１４
に接続されている。

２つの標準シーケンスが相互に等しいと、ＥＸ−ＯＲ回
路５１４の出力がマルチプレクサをライン５１０にドラ
イブし、マルチプレクサ５０２の出力から積分／ダンプ
回路３１ｏ　（第１１図）へゼロ信号を生ぜしめる。第
１標準ｒ（ｈ）が１だと、マルチプレクサ５０２の出力
ｖ（ｔ）は５（ｔ）に等しい。一方、ｒ（ｔ）がＯだと
、マルチプレクサ出力ｖ（ｔ）が−５（ｔ）に等しい。

従って、差回路は信号５（ｈ）　［ｒ（ｔｌ、）＝ｅ（
ｔ、ｌ）　］を生じ、各チャネルの積分／ダンプ回路出
力は必要に応じ次式で表わされる： 第１３図の３人力アナログマルチ。プレクサ５０２を実
施するための２種類の回路を第１４８．１４ｂ図にそれ
ぞれ示す。第１４ａ図において、２つの２入力マルチプ
レクサ６００．６０２は各々次・のような特性を持っ： Ａ＝０なら、Ｘ＝Ｘ。

Ａ＝１なら、ｘ＝ｘ。

第１標準シーケンスｒ　（ｔ）がマルチプレクサ６００
の制御端ＡとＥＸ−ＯＲ回路６０４の一人力に接続され
る。第２標準シーケンスｅ（ｔ）がＥＸ−ＯＲ回路６０
４の抽入力に接続される。ＥＸ−ＯＲ回路６０４の出力
がマルチプレクサ６０２の制御端Ａに接続されている。

入力シーケンス５（ｔ）はマルチプレクサ６００の一人
力ｘ１と、イアバー））６０６を介して同マルチプレク
サの抽入力ｘ０とに接続される。マルチプレクサ６００
の出力Ｘがマルチプレクサ６０２の一入力Ｘ、に与えら
れ、マルチプレクサ６０２の抽入力ｘ０はアースされて
いる。

第１４ａ図に示したマルチプレクサの出力ｖ（ｔ）は、
必要な式　ｖ（ｔ）　−５（ｔ）　［ｒ（Ｌ、）＝ｅ（
Ｌ、）コに対応した次の真理値表で与えられる。

第３表 ０　．１　　１　−５（ｔ） １　　０　　１　　５（ｔ） 第１４ｂ図に示した３人力マルチプレクサ６０６の実施
例では、制御人力Ａ、Ｂの２進値に応じ、その出力Ｘが
４つの入力ｘＯ％　ＸＩ　％　ＸＺ　、Ｘ３のいずれか
１つと選択的に接続される。入力シーケンス５（ｔ）は
入力ｘ２へ直接、入力ｘ１ヘインバータ６０８を介して
接続される。入力Ｘ０ｓＸ３はアースされている。２つ
の標準シーケンスｅ（ｔ）、ｒ（ｔ）はマルチプレクサ
６０６の制御人力Ａ、Ｂにそれぞれ接続されている。

マルチプレクサ６０６の動作は第１４ａ図に関連して上
述した真理値表によって説萌され、所望の出力ｖ（ｔ）
を与える。

第１１〜１４図の相関検出器の実施例は、連続信号を積
分するアナログ技術に基いている。必要な較正調整の数
は、積分検出器におけるアナログ積分を離散的な信号加
算で置き換えることによって更に減少できる。第１５図
を参照すると、受信器の各チャネルに設けられた相関検
出器７００は人力シーケンス５（ｔ）をデジタル化し、
ビット周期に等しい時間にわたりアキュームレータ内で
デジタル信号を算術的に加算する。アキュームレータ内
における初期及び最終値間の差が、ピント周期にわたっ
て積分された５（ｔ）の値を表わす。累算は標準シーケ
ンスｒ（ｔ）、５（ｔ）の値によって制御される。２つ
の標準シーケンスが等しいと、累算値は不変である。ｒ
（ｔ）とｅ（ｔ）が等しくないと、累算はｒ（ｔ）の値
に応じ５（ｔ）の値によって増減される。

相関検出器７００ば、アナログシーケンス５（ｔ）を受
信するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ７０２
を備え、それに応じて対応したデジタル信号を出力端り
に発生する。Ａ／Ｄコンバータ７０２の出力は、アキュ
ームレータレジスタ７０Ｇの入力に与えられる出力を持
つ加／ｆｊ＆算回路７０４の一人力へに与えられる。ア
キュームレータ７０６の出力は、出力レジスタ７０８及
び加／減算器　７０４の他人力Ｂに与えられる。

各ユニット７０２〜７０８及びシーケンサ７１０の動作
は、ビット周期Ｔに同期されている。一方シーケンサ７
１０が、Ａ／’Ｄコンバータ７０２の変換時間とアキュ
ームレータレジスタ７０６の累算時間を、それぞれ化カ
フ１２．７１４で制御する。アキュームレータレジスタ
７０６は、Ｅｘ−ＯＲゲート７１６とＡＮＤゲート７１
８を介し２つの標準シーケンスｒ（ｔ）、ｅ（ｔ）の値
によっても制御される。

加／減算器７０４は、標準シーケンスｒ（【）が１のと
き、デジタル化入力シーケンス５（ｔ）とアキュームレ
ータレジスタ７０６の内容の和である出力信号を生じ、
標準シーケンスｒ（ｔ）がゼロのとき、アキュームレー
タレジスタの内容と入力シーケンス５（ｔ）のデジタル
値との差を発生子る。加／減算器の入力Ａ、Ｂに加わる
２信号の選択的な加減算は、インバータ７２０を介し標
準シーケンスｒ（ｔ）から生じ入力Ｆに与えられる信号
によって制御される。

ｒ（ｔ）がｅ　（ｔ）に等しいと、ＥＸ、−ＯＲゲート
７１６はＡＮＤゲート７１８の一人力に与えたロジック
０の信号を生ずる。ＡＮＤゲート７１８の他人力には、
シーケンサ７１０によって書込み累算信号が生ずる。シ
ーケンサ７１０は、Ａ／Ｄコンバータ７０２に与えられ
て入力シーケンス５（ｔ）のＡ／Ｄ変換を行う“コンバ
ート入力”信号と、５（ｔ）の瞬間値を現時点の累算値
に加減算する“書込み累算”信号を交互に生じ、加減算
値が出力レジスタフ０８更にマイクロプロセンサ３１４
（第１１図）に与えられ、これが２進出力とタイミング
エラー信号を発生する。

従って、ｒ（ｔ）がｅ（ｔ）に等しいと、アキュームレ
ータレジスタ７０６の内容はＥＸ−ＯＲゲート７１６の
制御下で変化しない。ｒ（ｔ）がロジック１だと、アキ
ュームレータレジスタ７０６の内容が入力シーケンス５
（ｔ）の値だけ増加され；一方ｒ（ｔ）がロジックＯだ
と、アキュームレータレジスタの内容が入力シーケンス
５（ｔ）の値だけ減少される。

これは、５（ｔ）に＋１又は−１を掛けて積分すること
に相当する。

第１５図の相関検出器７００は、第１６図に示したＮチ
ャネルの相関検出器８００に一般化し得る。標準シーケ
ンスｒ（ｔｌｌ）、ｅ（ｔ、ｌ）は、一対のＮ〜１マル
チプレクサ８０４．８０６へそれぞれ与えられるｒ　（
ｔｎ）とｅ（ｔ、）の出力を持つ入力ラッチ８０２へ与
えられる。両マルチプレクサ８０４．８０６の出力がＥ
Ｘ−ＯＲゲート８０Ｂの各入力へ与えられ、これがＡＮ
Ｄゲート８１２を介してアキュームレータメモリ８１０
を制御する。

第１６図のアキュームレータメモリ８１０が第１５図の
アキュームレータレジスタ７０６に対応する。しかしメ
モリ８１０は、各チャネルに対応し且つシーケンサ８１
６の出力で制御されるチャネルシーケンサ８１４によっ
てアドレス可能な複数のメモリ領域を含む。アキューム
レータメモリ８１０の出力は、第１５図の出力レジスタ
７０８と対応する出力メモリ８１Ｂに与えられる。但し
メモリ８１８は、相関チャネルと対応し且つシーケンサ
８１６の出力によってアドレス可能な複数のメモリ領域
を含む。

入力シーケンス５（ｔ）はサンプル／ホールド回路８２
０でサンプルされてＡ／Ｄコンバータ８２２に加えられ
、そこで第１５図に関連して述べたのと同じように入力
アナログシーケンス５（ｔ）がデジタル化されて加／減
算器８２４に与えられる。

動作時、サンプル／ホールド回路８２０が入力アナログ
シーケンス５（ｔ）をサンプルし、そのサンプルをマイ
クロプロセッサ３１４（第１１図）から発生しシーケン
サ８１６に与えられるピント周期Ｔに同期して、対応し
たデジタル値に変換する。

シーケンサ８１６からアドレスされた各メモリ領域内に
おけるアキュームレータメモリ８１０の内容は、対応し
たチャネルにおける標準シーケンスｒ　（ｔ）の値に応
じ、現時点の５（ｔ）の値だけ増減される。すなわち回
路８００はチャネルシーケンサ８１４、シーケンサ８１
６及びマイクロプロセッサ３１４の制御下で、入力シー
ケンスを連続的にサンプルし、そのシーケンスに＋１又
は−ｌを乗し、各チャネルＮ毎に積分する。アキューム
レータメモリ８１゛０と出力メモリ８１８はＮ個の累算
チャネルをモニターし、チャネルシーケンシング時にお
ける信号の時間同期はサンプル／ホールド回路８２０と
入力ラッチ８０２によって保たれる。

次に第１７図を参照すると、別のデジタル的実行である
単一チャネルの相関検出器９００は、絶対値回路９１４
を介して入力シーケンス５（ｔ）の絶対値を受取る通常
の電圧／周波数コンバータ９０２を備えている。絶対値
回路９０４が必要なのは、電圧／周波数コンバータ９０
２が通常通り単極性の入力信号に応答するからである。

電圧／周波数コンバータ９０２は入力シーケンス５（ｔ
）の瞬間的振巾を１つの対応した周波数信号に変換し、
これがＡＮＤゲート９０８の一人力を介してアップ／ダ
ウンカウンタ９０６に与えられる。

入力シーケンスｓ　（ｔ）はアナログ比較器９０８にも
与えられ、これが人力シーケンス５（ｔ）の極性を追跡
する。すなわち、アナログ比較器９０８の出力は入力シ
ーケンス５（ｔ）の符号を表わす。標準シーケンスｒ　
（ｔ）、ｅ（Ｌ）はＥＸ−ＯＲゲート９１０を介してＡ
ＮＤゲート９０８の他人力に与えられる。

アップ／ダウンカウンタ９０６は、アナログ比較器９０
８の出力と第１標準シーケンスｒ（ｔ）を入力する別の
ＥＸ−ＯＲゲート９１２によって制御される。つまりア
ップ／ダウンカウンタは、入力シーケンス５（ｔ）と標
準シーケンスｒ（ｔ）の両符号が同じのときアンプする
ように制御され、それ以外ならダウンされる。カウンタ
９０６の出力ば、ビット周期Ｔに同期されたラッチ９１
４に与えられる。

アンプ／ダウンカウンタ９０６のクロックＣＬＫは、２
つの標準シーケンスｒ（ｔ）、ｅ（ｔ）が相互に等しい
と、ＥＸ−ＯＲゲート９１０によって不能となる。それ
以外は、カウンタクロックが可能とされ、カウンタ９０
６が入力シーケンスｓ　（Ｌ）を追跡する。すなわち、
ｒ（ｔ）が１だと、カウンタは正極性のシーケンスビッ
ト５（ｔ）によってアンプされ、負極性のシーケンスビ
ット５（ｔ）によってダウンされる。−力積シーケンス
ｓ　（ｔ）がロジックゼロだと、累算が減算となり、カ
ラント方向が逆になる。

第１７図の回路９００は、第１８図の回路１００により
Ｎチャネルの相関検出へと一般化される。

回路１００において、電圧／周波数コンバータ１００２
、絶対値回路１００４及びアナログ比較器１００６は第
１７図の対応部分に相当し、全チャネルに共通である。

しかし、アップ／ダウンカウンタ１００８、ＡＮＤゲー
ト１０１０及びＥＸ−ＯＲゲート１０１２．１０１４は
各チャネル毎に２重化されている。各２進アツプ／ダウ
ンカウンタ１００８の出力は、共通にビット周期Ｔに同
期されたラッチ１０１６へ与えられる。Ｎ個のラッチ出
力は（第１１図に示したような）マイクロプロセッサ３
１４に与えられ、これが各チャネルの相関信号を処理し
、それに応じて所定の発信器から回収された２進体号を
生ずると共に、受信タイミングを所定の発信器に同期す
るようシフトさせるタイミング信号を生ずる。

軌色貝肌■ 前述のように、静的同期化には、異った発信器に関連し
た異る伝播時間に対応する所定の遅延を受信器内に確立
することが含まれる。初期の設置時受信器内に設定され
た静的遅延が、送受信器を相互に１コードチップ以内に
同期する。次いで、上記の相関検出器から生じた相関信
号に応じて、完全な相関がマイクロプロセッサによって
確立される。マイクロプロセッサ３１４はチャネル相関
信号を更に詳しく処理し、受信タイミングを制御して、
所定の発信器に２段階、つまり微同調と粗同調を経て同
期させ、その後必要に応じシステムクロックの正しいパ
ルスへの同期修正を行う。・再び第１０図を参照すれば
、コード相関は受信コードと標準コード間におけるコー
ドチップ時間遅延差の関数であり、使用コードの特定の
相関特性に応じ、同期が達成されたときピークとなり、
同期差が１コードチップ又はそれ以上に近づくにつれて
ゼロへ下がる絶対値を持つ。データは、パターンの符号
が発信器を変調するのに用いたデータビットに依存する
という認識に基き、相関パターンから回収される。つま
り、受信器と所定の発信器が相互に正しく同期されてい
るとき、主相関チャネルで電圧■１の符号をモニターす
ることによって発信データが回収される。

徽−皿一訓 第１９図を参照すると、第１０図に示した相関パターン
に対応する相関パターンが１１００で示しである。これ
は“同位相の”相関パターンで、粗修正チャネルＶｌ、
’Ｖ２、Ｖ３、ｖ６及び■７が相互ピークのうちどれが
主チャネルに対応するかを決めるのに使われ、同期する
と最大の相関度となる。追加の一対のチャネル■４、■
５は微つまり副修正チャネルで、主チャネルｖ１の相関
出力を最大化することによって受信の同期を維持する。

向上記において、１コードチップの分数値に対する言及
は全て、キャリヤ周波数とコード発生周波数の比に関連
している。例えば、キャリヤ周波数が５６７０Ｈｚ、コ
ード発生周波数が３８７０ビット／秒だと、■コードチ
ップの分数値に対する言及は３．／２という比に関連し
、１コードチップ毎に３つのピークを可能とする。第１
９図における追加の相関曲線１２００は、同位相の相関
曲線から９０度ズレた直角位相の相関曲線である。

直角位相の相関曲線が持つ意味は、同位相曲線の値が最
大のとき、直角位相曲線の値がゼロになることにある。

後述するように、後述処理時に相関ピークの検出は、直
角位相の相関を用いることで簡単化される。

コードチップ毎に３つの相関ピークが存在するので、主
相関チャネル■１が１コードチップ以内に正しく同期さ
れているとすれば、主チャネルＶ１は“ローカル”ピー
クから１コードチップの１／１６以内に位置する。微同
調はマイクロプロセッサ３１４の゛制御下で、相互に１
コードチップの１／３づつ離間された相関チャネルＶｌ
、■２、■３、■６及びｖ７が全てローカルピークに位
置するように、受信器のタイミングを調整する。５つの
相関チャネルが各ローカルピークへ位Ｗするように受信
タイミングを調整する一つの方法は、第２０（８１図の
フローチャートに示した、逐次検索によって成される。

これには、前置き長さ２　　（ｐＳ）の使用が含まれる
。但し、Ｓは各ビットの平滑数でｐは受信器の相関分解
能でコードチップ周期を割った１／６（本実施例）、又
は同期ゼロからピークまで実施例を調整するのに必要な
最小分解能の相関数である。

前置き中の各データビット毎に、受信器の主相関チャネ
ルＶ１のタイミングｌコードチップの最小分数値１　／
　６　（ｐ）づつ調整され（ステップ１３２０）、相関
電圧Ｖｌの振巾が記憶される（１３３０）。受信器が１
コードチップの最大１／３にまでわたりそのタイミング
を変えるまで、上記プロセスが繰返される（１３４０）
。その後、主相関Ｖ１の振巾が最大となる時点がローカ
ルピークとして選択され（１３５０）、受信器のタイミ
ングがその時点に位置するチャネル■１に調整される（
１３６０）。

マイクロプロセッサ３１４で制動される別の微同調法で
は、第１９図に示した微同調チャネルＶ４、■５を用い
る。追加対の相関検出器（図示せず）で与えられる微同
調チャネルＶ４、ｖ５は、ｌコードチップの１／６以下
に等しいコードチップの分数値だけ主相関チャネルＶ１
から時間がズレている。前置きビットは任意に微同調法
中に含まれ、最悪のケースの長さはｐｓで、最小の受信
器修正（分解能）が１コードチップの１／６となる。第
２０１ｂ１図を参照すると、相関電圧■４、Ｖ５が主チ
ャネルｖ１の相関電圧■４、Ｖ５がマイクロプロセッサ
３１４に与えられる（ステップ１９５０）。ｖ４と■５
の相対振巾を比較することにより　（ステップ１９６０
．１９７０）、マイクロプロセッサが受信器タイミング
のシフトされるべき方向を決め（ステップ１９８０．１
９９０）、主チャネルｖ１を大ローカル相関ピークに位
置せしめる。この種のシステムを第２１図に概略的に示
す。マイクロプロセッサ３１４のプログラミングは簡潔
にするため省いたが、第２０　＋ｂ１図の簡単なフロー
チャートとその説明に基いて実行するルーチンとされて
いる。

更に別の微同調法では、直角位相キャリヤによってタイ
ミングが発生されるチャネルが使われる。

直角位相相関パターン１２００のゼロは同位相相関パタ
ーン１１００のピークに生じるとＩＩ）う第１９図から
の認識に従い、エラー電圧が同位相及び直角位相両パタ
ーンの積の符号に暴きマイクロプロセッサ３１４から発
生される。つまりエラー電圧の符号は、受信器の相関チ
ャネルをローカル相関ピークへ同期させるために受信器
のタイミングがシフトされねばならない方向を示す。同
期達成のための受信タイミングのシフト方向だけでなく
、ローカルピークを得るのに必要なシフト量を決めるの
に、同位相及び直角位相両相関電圧１１００．１２００
の振巾を利用することもできる。

すなわち、発明の別の特徴によれば第２２　（８１図の
フローチャートに要約したように、同位相ｖ１及び直角
位相Ｖｌｑの両相間電圧が測定される（ステップ２０５
０）。同位相及び直角位相Ｖｌｑ両相両相圧電圧が計算
され（２０６“０）、比が正なら（２０８０）、両相間
が同極性と見なされ受信器のタイミング遅延が増加され
る（２０９５）；そうでなければ、両相間が逆極性と見
なされ、受信器のタイミング遅延が減少される（２０９
０）。

受信器が所定の発信器に完全に同期されているとき受信
器のタイミングが変化するのを防ぎ、且つ受信器での遅
延によ１て生しる、■データビ・ノド以上古い情報を用
いて修正決定を行わねばならないという複雑さを避ける
ため、実質上ｃｏｔａｎｇｅｎｔの関数である比Ｖｌ／
Ｖｌｑの絶対値がモニターされる。マイクロプロセッサ
３１４に付属したメモリに記憶されているテーブルが比
Ｖｌ／Ｖｌｑを微同調修正の数、例えば各修正毎に１コ
ードチップの１／４８、に関連付けて最適な同調に達す
る。このテーブルを以下に示す。

第−」（−表 ０　　　　　　　　　　　　　　　　■１　　　　　　
　　　　　　　　　５．０２２　　　　　　　　　　　
　　　　２．４１３　　　　　　　　　　　　　　　１
．４９４　　　　　　　　　　　　　　　１．００５　
　　　　　　　　　　　　　０．６６８６　　　　　　
　　　　　　　　０．４１４９７　　　　　　　　　　
　　　　　０．１９９９従って、受信器のタイミ・ング
に与えられる修正数はＶｌ／Ｖｌｑから直接求められ、
比が５．０２より大きいと修正デッドバンドが存在し、
最適な同期近くでは受信器の検索を行わない。又、受信
器を相関ゼロから相関ピークへ移動させるのに必要なデ
ータビット数が（本例の）８から最小限１に減じられ、
前置きに必要な長さを最小限化して加速逐次検索を可能
とする。更に、受信器の追跡速度を滅しずに連続データ
の追跡修正を禁止できるので、行過ぎを避けることがで
きる。

償５」ノ邸ｌ創肛 直角位相Ｖｌｑと同位相■１の両相間電圧を得ることに
より、ハックグランドノイズ内に存在する信号の決定が
更に可能となる。第２２ｆｂ１図のプログラムフローチ
ャートに要約したように、ノイズだけが受信器の入力に
存在すると、同位相■１及び直角位相Ｖｌｑの両型圧か
は−同じ値Ｋを取り、比Ｖｌ／Ｖｌｑが１に近づく。し
かし信号とノイズ両方が存在すると、微同調が■１を最
大限化、Ｖｌｑを最小限し、１よりはるかに大きい比を
生ずる。従って、比Ｖ　１　／　Ｖ　１　ｑは信号存在
の指示として使われる。実際には、上記比が多数のデー
タビットにわたってモニターされ、精度を確実とするた
め平滑技法又は多数票決（ｍａｊｏｒｉｔｙνｏｔｉｎ
ｇ）が施される。

バンクグランドノイズ中における信号の存在を検知する
回路が第２１図に示してあり、マイクロプロセッサ３１
４が上記相関検出器の出力に応じて信号ｖ１、Ｖｌｑを
発生する。両信号■１、Ｖｌｑがマイクロプロセッサ３
１４で処理されて比Ｖ１／Ｖｌｑを生じ、得られたＶｌ
／Ｖｌｑの絶対値が所定の闇値と大小比較され、入力信
号がデータ伝送を表わすのか又は単なるノイズなのかを
判定する。

上記した微同調を用いて受信器をローカルピークに同調
した後、粗同調により、そのローカルピークが“正しい
”ローカルピークで受信器が最良の相関を有するのかど
うかを判定する必要がある。

粗同調 一実施例によれば、受信器を２次以外の最大相関ピーク
へ確実に同調させるための所定発信器に対する受信器の
粗同調には、ローカルピークとしての一時点に固定して
、受信器が１コードチップの１／３の倍数で調整され、
各隣接ローカルピークにおける受信信号の振巾を測定す
る逐次検索が含まれる。各ピークの振巾が求め≦れると
、正しいピークかどうかの判定が成される。相関パター
ンの中心に近い隣接ピークの振巾はチャネルフィルタの
歪みのため相互に区別するのは困難なので、最大の相関
振巾を持つチャネルの選択でなく全チャネルの相対値に
基いて判定を行う通常の“重心（ｃｅｎｔｒ　−ｏｆ−
ｍａｓｓ）　　”手法が最大ローカルピークを識別する
のに使われる。

マイクロプロセッサ３１４は粗同調の逐次検索モードに
おいて、ローカルピークの識別後受信器のタイミングを
１コードチップの１／３の倍数づつシフトさせ、相関振
巾を測定記憶し、重心手法又はその他の手法を用いて比
較を行い正しい相関ピークを識別するようにプログラム
される。逐次検索には長さＷＳの伝送前置きビットが必
要である。但しＷはピーク捜索レンジの巾（１コードチ
ップの１／３の倍数）、Ｓは電圧読取で平滑化するビッ
ト数である。

第２３図において、逐次検索により粗同調を行うマイク
ロプロセッサ３１４のプログラミングの簡略化したフロ
ーチャートには、上記した微同調を用いて受信器がロー
カルピークにあるかどうかを判定するステップ１２００
でのテストが含まれる。受信器がローカルピークにない
と、受信器はローカルピークにあると判定されるまで微
同調される。ローカルピークに位置した受信器は、その
タイミングかに＋Ｎになるまでインクレメントされる（
ステップ１２０２）。但しＫは微同調時に得られるロー
カルタイミング、Ｎは！コードチップの１／３の所定倍
数。Ｋ＋Ｎの相関値が測定記憶され（ステップ１２０４
）、その後受信器のタイミングが１コードチップの１／
３づつデクレメントされる（ステップ１２０６）。次に
受信器と所定発信器との相関が測定記憶され（ステップ
１２０８）、受信器のタイミングが（Ｋ−Ｎ）つまり最
初に検出したローカルピークにの反対側にあるかどうか
テストされる（ステップ１２１０）。

反対側になければ、受信器のタイミングが更にデクレメ
ントされ、相関を測定して記憶する。反対側にあれば、
記憶された全ての相関をテストしくステップ１２１２）
、ピークの相関を識別する。

別の実施例によれば、前置きビット長を減じるため、主
チャネルｖ１の両側において１コードチップの１／３の
倍数だけ相互にズラされた複数の２次受信チャネルが１
次及び２次の相関信号を生じ、これらがマイクロプロセ
ッサ３１４に与えられる。マイクロプロセッサ３１４は
、重心解析又はその他の解析を用いて、最大の相関度を
有する主チャネルｖ１と副次チャネルを識別するように
プログラムされる。逐次検索の回路又はプログラミング
でなく、複数の受信チャネル又は相関検出器を用いるこ
とによって、粗修正に必要な前置きビット長が平滑化ピ
ント数Ｓに減しられる。勿論こ＼では、探索の所望中に
対し、主相関チャネルＶ１の両側で１コードチップの１
／３の倍数の共通ズレを持ったチャネルが存在するもの
と仮定しである。

複数の受信器を用いることで、マイクロプロセ・７すを
逐次検索するようにプログラムする必要はない。その代
りにマイクロプロセッサ３１４は、ローカルピークに同
調された全相関検出器の各出力を単に比較し、最大振巾
を持つピークを識別するようにプログラムされる。

タイミング信　の　正 伝送のデータビット速度がタイミング源のパルス反復速
度の半分以下だと、発信器と受信器が相互に完全に同期
されているように見えても、異ったタイミングパルスに
ロックされることがある。

例えば、３０ビット／秒のデータビット速度で、タイミ
ングパルス源が６０Ｈｚ、キャリヤ周波数が６０Ｈｚの
高調波間に位置する場合、発信器が第１の６（Ｈｌｚの
タイミングパルスにロックされる一方、受信器が次に続
＜６０Ｈｚのタイミングパルスにロックされる可能性が
ある。従って、受信器と発信器間が完全に同期していて
も、受信器のデータタイミング回収が不正確なため、交
番するデータ伝送が検出されない。

この状態をもっと分り易く示すため、第２４　（ａ）図
は受信器と所定の発信器が同期されるタイミングパルス
を表わしている０発信器のキャリヤは第２４（ｂ１図に
示してあり、交番するｌｏと０を表わす発信データが第
２４（ｃ）図に示しである。受信器と発信器が同じタイ
ミングパルスに同期されているとすれば、受信器の積分
／ダンプ回路３１０は発信データの反転に同期され、第
２４ｉｄｉ図に示すごとく各データの後端でダンプを行
う。同図中、“黒点”が積分／ダンプ時点を示す。従っ
て、サンプルされた積分器出力は、伝送内に埋込まれた
データのレプリカとなる。

しかし、送信器と受信器が同じタイミングパルスに同期
されていないと、積分／ダンプ回路３１０が発信データ
に正しく同期されない。この状態が第２４　（８１図に
示してあり、こ−では積分／ダンプ時点が発信データの
反転間に生じ、積分器のザンプル出力がゼロとなる。

すなわち、受信器と発信器がそれぞれ同一でなく前後す
るタイミングパルスに同期されると、発信データの回収
が不可能になる。従って、受信器と発信器をテストし、
両ユニットが前後するタイミングパルスでなく同一タイ
ミングパルスに同期されていることを確かめる必要があ
る。

発明の一特徴によれば、データビットの半分の埋込み追
加遅延を存する副次受信チャネルＶｌ’が主受信チャネ
ルＶ１に付属して設けられる。従って、両チャネル■１
とＶｌ’の一方が必ず発信信号を検出する。伝送に付属
させた交番する前置きデータを主及び副次の受信チャネ
ルへ加えることによって、判定が成される。２つの受信
チャネルの相関出力の振巾を比較し、（より大きい相関
振巾を持つ）正しいチャネルの方が発信器と同じタイミ
ングパルスに同期するものである。そし°ζ、この“正
しい”チャネルでのみデータがモニターされる。

受信器と発信器を同一のタイミングパルスにロックせし
めるように受信器のタイミングを同期するための簡略化
した回路を第２５図に示す。マイクロプロセッサ３１４
が、主チャネルＶｌからデータビットの半分だけズレた
副次チャネルＶｌ’を発生する。交番する前置きビット
を持つ入力シーケンスに応答して、マイクロプロセッサ
がチャネル■１とそれから半ビツト遅延したチャネルＶ
ｌ’からのデータ出力の両振巾を比較し、より大きい振
巾を持つ一方のチャネルを識別する。つまり、このチャ
ネルが発信器のロックされているのと同じタイミングパ
ルスにロックされていると見なされ、データ回収のため
再びマイクロプロセッサに与えられる。

発明の別の実施例では、副次受信チャネルｖ１″の必要
が取除かれる。タイミング標準周波数がデータのサンプ
リング速度以下で且つデータのサンプリング速度とタイ
ミング標準周波数の比が整数なら、１つより多い連続的
なデータサンプルを組合せ１つのデータ時点つまりピン
トを生ずることによって、発信器と受信器を同期化でき
る。これらのデータサンプルを組合せることで、交番す
る符号の前置きビットを受信しなから、可能な全加算の
振巾を比較し、最大の出力を与えるサンプルを選択する
ことにより、最適なデータサンプル時点が求められる。

各サンプルが独自の同期時点に割当てられていれば、最
大の出力を与える時間にロックすることによって同期化
を達成できる。

例えば、タイミング信号が６０Ｈｚの周波数と３０サン
プル／秒のデータサン、ブリング速度を持つとすれば、
３０ビット／秒のデータ速度の場合、１つのデータ時点
つまりビットを生ずるのに各データサンプルが使われる
。１５．７．５又は３．７５ビット／秒の場合には、１
つのデータビットを生ずるのに、２．４又は８個の連続
したデータサンプルが使われる。この方法は、冗長なデ
ータチャネルの必要を取除く他、データサンプリング速
度をデータ速度と同じにする必要も取除く。事実１、　
　サンプリングはデータ速度より高い速度で行ってもよ
い。これは、各データサンプルを例えばマイ。

クロプロセッサ内でデジタル的に組合せるのを可能にす
ると共に、データ速度を実際のハードウェアのタイミン
グと独立させることができる。

ｉ三え置皿 拡張スペクトルシステムにおけるデータ回収は周知であ
る。その基本背景として、−前出したディクソンのテキ
ストの５．３節、特に１５５頁からのＣｏ５ｔａｓルー
プ変調器に関するｍ論を参照されたい。

こ＼で提供されるような拡張スペクトルシステムは複数
の相関チャネルを含むので、発明の一特徴によれば単一
の相関チャネルにおいてのみでなく各チャネルでデータ
を抽出することによってデータの回収が改善される。こ
れにより、システムのメソセージエラー率を低下させる
と共に、受信器の同期化に必要な前置きの長さを減じる
か又はそれを完全に取除くこともできる。

再び第１９図を参照すると、相関パターン１０００は主
相関チャネル■１に中心合せされているのが認められる
。主相関チャネルＶｌの符号は、伝送データの符号に依
存する。従って、■１の正値は伝送ロジック１に対応す
る一方、相関■１の負値は伝送ロジック０に対応する。

■２、Ｖ３、ｖ６及び■７における各相関も、伝送デー
タの符号に応じた値を持つ。すなわち、各チャネルＶ１
、■２、ｖ３、ｖ６及びＶ７における電圧出力の関係は
ノイズと歪が存在しなければ、次の通りである： Ｖ　２　＝　Ｖ　３　＝　Ｒ１−Ｖ　１　　　　　　　
（？）Ｖ６＝Ｖ７＝Ｒ２−Ｖｌ 但し　　Ｒ１＝−２／３ Ｒ２＝　　　］／３ この発明によれば、受信器を正しく同期化した後、各相
関検出器の出力におけるデータ符号がモニターされる。

ノイズと歪の特性に応じ、チャネルｖ１、Ｖ２及び■３
における出力のみを用いてデータが抽出され、有効なＳ
／Ｎ比ゲインは次の通り、 但し、Ｋｊ＝Ｖ１に対するｖｊのノイズを含まない相対
振巾、ｊ＝２．３（歪を含まないＫｊ−Ｒ１）、Ｌ−擬
似ランダムコードの長さ、ｕｊ　−Ｖ、用の加重因子（
ｊ＝１．２．３）。加重因子は、存在する特定の歪に応
じて選ばれる。

第２６図はチャネルＶＬ　Ｖ２及び■３に応答し、３つ
の相関チャネル全てを組合せて発信データを抽出するよ
うにプログラムされたマイクロプロセッサ３１４を示す
簡略化した回路図で、加重因子は伝送媒体上に存在する
ことが分った特定の歪に従って選ばれる。第Ｖ表は幾つ
かの可能な歪と加重因子の推定組合せにおけるＳ／Ｎ比
の改善を示している。

第Ｖ表 受信器の全チャネルで回収を行う別の利点は、全てのチ
ャネルに影響を与えるランダム及びバーストエラーを識
別して、無視できる。これは、前述したような同位相及
び直角位相の相関出力を用いた信号存在の検出と同様だ
が、単一チャネルに関連した直角出力でなく全てのチャ
ネルを用いている。

更に、全ての相関チャネル又は少くとも数個の相関チャ
ネルからデータ回収を行う別の利点として、メツセージ
の受信中同期をモニターできることがある。メツセージ
の受信中同期の調整はできないが、追加の受信チャネル
を使えば、繰返すことなくメツセージの内容を回収でき
る。

上記の開示において、発明の好ましい実施例だけを図示
し説明した；しかし、本発明はその他各種の組合せ及び
環境下で使用でき、請求の範囲に記載した発明概念の範
囲内で変形又は変更可能であることが理解されるべきで
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図はＤＳＳＳＳコード分割多重受器信器す簡単なブ
ロック図； 第２図は双極擬似ランダムパルスシーケンスの図； 第３図は第２図に示したような双極擬似ランダムパルス
シーケンスのための自己相関パターンを示す図； 第４図はコード分割多重システムにおける隣接発信器に
対応したいくつかの自己相関パターンの重畳図； 第５図は第４図に対応する図で、隣接発信器の信号がガ
ートバンドで分離された図； 第６図（ａＪ〜（ｂ）は３進コードの発生を示す波形図
；第７図は本発明の原理に従って動作される受信器を示
すＮ単なブロック図； 第８図は本発明に基くローカル発生３進コードシーケン
スと入力２進コードシーケンスの間の理想的な相互相関
パターンを示す図； 第９図（ａ）　−（ｃ）は本発明の糸種実施例に基くマ
ルチチャネル相関検出器によって生じた相関パターンを
示す図； 第１０図は各種劣化因子の存在下で動作された時に本発
明の受信器で得られる実際の相関パターンを示す図； 第１１図は本発明に基いて相関度を決定するマルチ相関
検出器のアナログ実施例を示す図；第１２図は２進標準
信号を用いた第１１図のアナログ実施例による回路の簡
略化を示す回路図；第１３図はアナログマルチプレクサ
の数を減するのにデジタルロジックを用いた第１１図の
アナログ回路の更なる簡略化を示す図； 第１４図（ａｌ、（ｂｌは第１３図の回路を実行する２
つの方法を示す図； 第１５図は第１１図に示した回路の１つのチャネルのデ
ジタル的実行を示す図； 第１６図は第１５図の回路実行をＮ−チャネルヘ一般化
した図； 第１７図は第１１図に示したような単一チャネル相関器
の別のデジタル的実行を示す図；第１８図は第１７図に
示した回路をＮ−チャネルヘ一般化した図； 第１９図は相関検出用の副受信チャネルの位置を含め、
同位相及び直角位相相関パターンを示す図； 第２０図ｆａ）及び（ｂｌは受信器の微同調を行なう２
つの異なった方法を示すフローチャート；第２１図は信
号存在検出と受信器の微同調を行なうマイクロプロセッ
サをベースとした回路の図；第２２図ｆａ）及びＴｂ）
は受信器のタイミング修正と信号存在検出を行なう方法
をそれぞれ示すフローチャー１・； 第２３図は受信器の粗同調を行なうための一方法を示す
フローチャート； 第２４図（ａｌ−ｆＱ）は受信器及び発信器間における
タイミングパルスの関係を示、すタイミング図；第２５
図は発信器と受信器を同一タイミングパルスにロックす
るための回路を示す図；及び第２６図は受信器において
データを回収するためのマイクロプロセッサをベースと
した回路図。 １００．２００・・・受信器、　　１１０・・・タイミ
ング信号源、　２０２．３０４・・・積を得る第１手段
、２０４．３０６・・・積を得る第２手段、　２０６．
３０８・・・差を得る手段、　３０２．４００．７００
．１０００・・・相関検出器、　３１０・・・積分手段
、　３１４・・・信号プロセッサ手段、　４０２・・・
第１の２入力マルチブレクサ、　４０４・・・第２の２
人力マルチプレクサ、　４１０．５０８．６０６．６０
８．７２０・・・インバータ、　　５０２・・・３入力
マルチブレクサ、　６００．６０２・・・一対の２入力
マルチブレクサ、　６０６・・・４入力マルチブレクサ
、　７０２・・・Ａ／Ｄコンバータ、７０４．８２４・
・・加／減算器、　７０６・・・アキュームレータ、　
　７０８・・・出力レジスタ、７１０．８１６・・・シ
ーケンサ、　　７１６．７１８．８０８．８１２．９０
８．９１０，９１２．１０１０．１０１２．１０１４・
・・デジタル的実行。 り手段、　８１０・・・アキュームレータメモリ、９０
２．１００２・・・電圧／周波数コンバータ、９０４．
１００４・・・絶対値を得る手段、　９０８．１００８
・・・可逆カウンタ、　　９０８．１００６・・・アナ
ログ比較器。 図面の浄書（内容に変更なしン ｈｌつ ｉｇ　２ 相互相関 相互相関 相互相関 ｉｇ９ｃ Ｆｉｇ／θ 手続補正書（方式） １事件の表示　　　昭和６０年特許願第５７６８８号３
、補正をする者 事件との関係　　出願人 ４、代理人 ５、補正命令の日付　　昭和６０年８月２７日６、補正
の対象　　　　明細書の図面の簡単な説明の欄および全
図面 ７、補正の内容

Claims (25)

【特許請求の範囲】
1. （１）タイミング信号源； 該タイミング信号源に同期され、各々が共通双極コード
   シーケンスの異った指定シフトである双極疑似ランダム
   コードで拡張されたデータ信号を発信する複数の発信器
   ；を備え； 上記タイミング信号源に同期され、上記データ信号を受
   信して、所定の発信器によって発信され所定の指定され
   たコードシーケンスシフトを持つ双極疑似ランダムコー
   ドで拡張された信号を、他の発信器によって発信された
   信号から弁別する受信器を更に備え、該受信器が発信共
   通双極疑似ランダムコードのレプリカで所定の指定され
   たコードシーケンスシフトを持つ第１の双極疑似ランダ
   ムコードを発生する手段と、発信共通双極疑似ランダム
   コードのレプリカで指定されていないコードシーケンス
   シフトを持つ第２の双極疑似ランダムコードを発生する
   手段と、上記第１及び第２双極疑似ランダムコードを処
   理して３進コードシーケンスを得る手段と、上記発信信
   号を３進コードシーケンスと相互相関させる手段とを有
   することを特徴とした直列シーケンス拡張スペクトルコ
   ード分割多重装置。
2. （２）前記双極コードシーケンスが最大長（ＭＬ）シー
   ケンスである特許請求の範囲第１項の装置。
3. （３）前記双極コードシーケンスが位相シフト符号化（
   ＰＳＫ）信号である特許請求の範囲第１又は２項の装置
   。
4. （４）共通タイミング信号に同期され、各々が共通コー
   ドシーケンスの異った指定シフトである双極疑似ランダ
   ムコードで拡張されたデータ信号ｓ（ｔ）を発信する複
   数の発信器を含んだ直列シーケンス拡張スペクトルコー
   ド分割多重装置における；上記タイミング信号に同期さ
   れ、所定の指定コードシーケンスシフトを持つ双極疑似
   ランダムコードによって拡張された上記発信信号を受信
   する受信器であって； 発信共通双極疑似ランダムコードのレプリカで所定の指
   定されたコードシーケンスシフトを持つ第１の双極疑似
   ランダムコードを発生する手段と、発信共通双極疑似ラ
   ンダムコードのレプリカで指定されていないコードシー
   ケンスシフトを持つ第２の双極疑似ランダムコードを発
   生する手段と、上記第１及び第２双極疑似ランダムコー
   ドを処理して３進シーケンスを得る手段と、上記発信信
   号を３進シーケンスと相互相関させる手段とを有するこ
   とを特徴とした受信器。
5. （５）前記受信器が複数の相関検出器と、（１）共通双
   極シーケンスのレプリカで、所定発信器の指定シフトの
   １コードチップ以内において他の相関検出器に与えられ
   る共通双極コードシーケンスから１コードチップの１よ
   り小さい常分数値だけズレたコードシフトを持つ第１の
   標準双極シーケンスｒ（ｔ）、及び（２）共通双極シー
   ケンスのレプリカで、指定されていないコードシーケン
   スシフトを持つ第２の標準双極シーケンスｅ（ｔ）を発
   生する手段を有し、 上記相関検出器の各々が、発信シーケンスｓ（ｔ）と第
   １標準双極シーケンスｒ（ｔ）の積を得る第１手段；発
   信シーケンスｓ（ｔ）と第２標準双極シーケンスｅ（ｔ
   ）の積を得る第２手段；上記第１及び第２手段で得られ
   た両積間の差を得る第３手段；上記差を積分する同期積
   分手段；該積分手段の出力を同期的にサンプリングする
   手段；及び上記相関検出器の出力に応答して、上記受信
   器を上記所定の発信器に同期する信号プロセッサ手段；
   を有することを特徴とした特許請求の範囲第４項の受信
   器。
6. （６）前記第１及び第２手段の各々が、第１及び第２の
   アナログマルチプレクサで、それぞれ２つの入力端と１
   つの出力端を有するマルチプレクサ；それぞれ第１及び
   第２標準双極シーケンスｒ（ｔ）、ｅ（ｔ）に応じて上
   記第１及び第２マルチプレクサを制御する手段；及び上
   記両マルチプレクサの各出力に接続された差回路；を有
   し、上記発信シーケンスｓ（ｔ）が上記各マルチプレク
   サの入力端の一方へ直接、各マルチプレクサの他入力端
   へインバータを介して与えられ、上記マルチプレクサの
   各々が、そこに与えられる各標準シーケンスが一つの値
   を持つときその一方の入力端に接続され、そこに与えら
   れる各標準シーケンスが他の値を持つときその他方の入
   力端に接続され、上記差回路の出力ｖ（ｔ）が次の値を
   持つ： ｒ（ｔ）＝ｅ（ｔ）；ｖ（ｔ）＝０ ｒ（ｔ）＝１、ｅ（ｔ）＝０；ｖ（ｔ）＝＋２ｓ（ｔ）
   ｒ（ｔ）＝０、ｅ（ｔ）＝１；ｖ（ｔ）＝−２ｓ（ｔ）
   ことを特徴とした特許請求の範囲第５項の受信器。
7. （７）前記第１及び第２手段の各々が、３入力端と１入
   力端を有するアナログマルチプレクサで、前記発信シー
   ケンスｓ（ｔ）が該マルチプレクサの第１入力端へ直接
   、該マルチプレクサの第２入力端へインバータを介して
   与えられ、第３入力端がアースされたマルチプレクサ；
   及び該マルチプレクサを、ｒ（ｔ）＝ｅ（ｔ）のときそ
   の第３入力端へ接続し、ｒ（ｔ）≠ｅ（ｔ）のときその
   第１及び第２入力端の一方へ選択的に接続するデジタル
   手段；から成ることを特徴とした特許請求の範囲第５又
   は６項の受信器。
8. （８）前記第１及び第２段の各々が、並列に接続された
   一対の２入力アナログマルチプレクサで、第１マルチプ
   レクサがそれぞれ前記発信シーケンスｓ（ｔ）と発信シ
   ーケンスの反転−ｓ（ｔ）を受取るように接続された２
   入力端を有し、第２マルチプレクサがアースと第１アナ
   ログマルチプレクサの出力にそれぞれ接続された２入力
   端を有すること；及び前記２つの標準シーケンスｒ（ｔ
   ）、ｅ（ｔ）に応じて上記第１及び第２マルチプレクサ
   を制御し、次の出力ｖ（ｔ）を発生するデジタルロジッ
   ク手段；ｒ（ｔ）＝ｅ（ｔ）；ｖ（ｔ）＝０ ｒ（ｔ）＝０、ｅ（ｔ）＝０；ｖ（ｔ）＝−ｓ（ｔ）ｒ
   （ｔ）＝１、ｅ（ｔ）＝０；ｖ（ｔ）＝ｓ（ｔ）から成
   ることを特徴とした特許請求の範囲第５、６又は７項の
   受信器。
9. （９）前記積検出器が、４入力端と１出力端を有し、該
   ４入力端の２つがアースされ、残りの２入力端が前記入
   力シーケンスｓ（ｔ）と入力シーケンスの反転−ｓ（ｔ
   ）をそれぞれ受取るように接続されたアナログマルチプ
   レクサと、該マルチプレクサを制御し、次の出力信号ｖ
   （ｔ）を発生する手段；ｒ（ｔ）＝ｅ（ｔ）；ｖ（ｔ）
   ＝０ ｒ（ｔ）＝０、ｅ（ｔ）＝１；ｖ（ｔ）＝−ｓ（ｔ）ｒ
   （ｔ）＝ｌ、ｅ（ｔ）＝０；ｖ（ｔ）＝ｓ（ｔ）から成
   ることを特徴とする特許請求の範囲第５〜８項のいずれ
   か１項の受信器。
10. （１０）前記第１及び第２手段の各々が、発信シーケン
    スｓ（ｔ）をデジタル化するアナログ／デジタルコンバ
    ータ；該コンバータの出力に応答するアキュムレータと
    、標準シーケンスｒ（ｔ）、ｅ（ｔ）に応じて、ｒ（ｔ
    ）＝ｅ（ｔ）のときアキュムレータ内のカウントを一定
    に保ち、ｒ（ｔ）≠ｅ（ｔ）のときアキュムレータ内の
    カウントをインクレメント又はデクレメントするロジッ
    ク手段；出力レジスタ；アキュムレータの内容を周期的
    に出力レジスタへ移す手段；及び出力レジスタの内容を
    処理し、受信タイミングエラー信号を発生して発信器を
    所定の発信器に同期させる手段；を有することを特徴と
    した特許請求の範囲第５〜９項のいずれか１項の受信器
    。
11. （１１）前記第１及び第２手段の各々が； 電圧／周波数コンバータ； 発信シーケンスｓ（ｔ）の絶対値を得る手段；上記電圧
    ／周波数コンバータの出力に応答する可逆カウンタ；及
    び 上記可逆カウンタを制御するデジタルロジック手段で、
    該手段によりカウンタが、 （ａ）ｒ（ｔ）＝ｅ（ｔ）のときカウント不能となり、
    （ｂ）ｒ（ｔ）＝０、ｅ（ｔ）＝１のとき、ｓ（ｔ）が
    正ならカウントアップされ、ｓ（ｔ）が負ならカウント
    ダウンされ、 （ｃ）ｒ（ｔ）＝１、ｅ（ｔ）＝０のとき、ｓ（ｔ）が
    正ならカウントダウンされ、ｓ（ｔ）が負ならカウント
    アップされること； から成ることを特徴とした特許請求の範囲第５〜１０項
    のうちいずれか１項の受信器。
12. （１２）前記各相関検出器の出力に応答し、所定の発信
    器から発信されたデータを回収する手段；を含むことを
    特徴とした特許請求の範囲第５項の受信器。
13. （１３）前記データ回収手段が、存在する歪の特定の形
    態に対応した加重因子を記憶する手段と、該加重因子を
    与えて副受信器の各出力を増巾し、信号／ノイズ比を最
    適化する手段とを含むことを特徴とした特許請求の範囲
    第１２項の受信器。
14. （１４）前記相関検出器の出力に対応し、存在する歪の
    特定の形態に応じて選択された加重因子を記憶する段階
    ；相関検出器の出力を上記加重因子の関数として増巾す
    る段階；及び増巾された各出力を組合せる段階；から成
    る信号／ノイズ比を改善する方法； に基くことを特徴とした特許請求の範囲第５項の受信器
    。
15. （１５）前記各相関検出器が、前記受信器と所定の発信
    器が相互に同期しているとき最大となる同位相相関信号
    及び最小となる直角位相相関信号を発生する手段を有し
    、前記プロセッサ手段が、上記同位相及び直角位相相関
    信号の比の絶対値を得る手段と、該比の大きさに応じ所
    定の量だけ受信器のタイミングをシフトし、所定発信器
    との同期化を達成する手段とを含むことを特徴とした特
    許請求の範囲第５項の受信器。
16. （１６）受信器のタイミングが所定比より大きい測定比
    に応答して一定に維持され、最適な同期点を中心に同期
    デッドバンドを確立することを特徴とした特許請求の範
    囲第１５項の受信器。
17. （１７）前記プロセッサ手段が、前記相関比の異った値
    の関数として同期タイミングのシフトを決定する作表デ
    ータを含むメモリ手段を有することを特徴とした特許請
    求の範囲第１５又は１６項の受信器。
18. （１８）前記各相関検出器が、前記受信器と所定の発信
    器が相互に同期しているとき最大となる同位相相関信号
    及び最小となる直角位相相関信号を発生する手段を有し
    、 更に前記プロセッサ手段が上記同位相相関信号と直角位
    相相関信号の比の絶対値を求める手段；該比の大きさを
    所定の大きさと比較する手段；及び該比較手段に応答し
    、バックグランドノイズ内における信号の存在を識別す
    る手段；を含むことを特徴とした特許請求の範囲第５項
    の受信器。
19. （１９）前記プロセッサ手段が更に、前記比の大きさが
    所定値より大きいときにのみ受信器を入力信号に同期さ
    せ、受信器をノイズにではなく所定の発信器へロックす
    る手段を含むことを特徴とした特許請求の範囲第１８項
    の受信器。
20. （２０）タイミング信号源； 該タイミング信号源に同期され、各々が共通双極疑似ラ
    ンダムコードシーケンスの異った指定シフトである共通
    双極疑似ランダムコードで拡張されたデータ信号を発信
    する複数の発信器；及び上記タイミング信号源に同期さ
    れ、所定の指定コードシーケンスシフトを持つ上記発信
    双極疑似ランダムコードを受信する受信器；を備えた直
    列シーケンス拡張スペクトルコード分割システムにおい
    て； 上記所定の指定コードシーケンスシフトを持つ双極疑似
    コードで変調されたデータ信号を発信する上記発信器中
    の１つに受信器を同期させる方法であり； 発信双極疑似ランダムコードのレプリカで、上記所定の
    指定コードシーケンスシフトを持つ第１の双極疑似ラン
    ダムコードを発生する段階；発信双極疑似ランダムコー
    ドのレプリカで、指定されていないコードシーケンスシ
    フトを持つ第２の双極疑似ランダムコードを発生する段
    階；上記第１及び第２双極疑似ランダムコードを組合せ
    て３進コードシーケンスを得る段階；上記発信２進疑似
    ランダムコードを３進コードシーケンスと相互相関させ
    る段階；及びその相関に応じて、受信器のタイミング信
    号を発生する段階；から成ることを特徴とした方法。
21. （２１）前記処理段階が減算を含む特許請求の範囲第２
    ０項の方法。
22. （２２）前記２進コードシーケンスが最大長（ＭＬ）シ
    ーケンスである特許請求の範囲第２０又は２１項の方法
    。
23. （２３）前記２進コードシーケンスが位相シフト符号化
    （ＰＳＫ）信号である特許請求の範囲第２０、２１又は
    ２２項の方法。
24. （２４）共通疑似ランダムコードシーケンスの異った指
    定シフトである共通疑似ランダムコードで拡張されたデ
    ータ信号を各々発信する複数の発信器のうちの１つから
    のデータ信号と、タイミング信号源からの信号とを受信
    するデータ受信器において、上記所定の指定コードシー
    ケンスを持つ疑似ランダムコードで拡張さたデータ信号
    を発信する上記発信器中の１つに受信器を同期させる方
    法であり； （ａ）タイミング信号源の周波数又はその整数倍に等し
    い速度で上記データ信号をサンプリングする段階； （ｂ）１つ以上の連続したデータサンプルを組合せ、タ
    イミング信号源の特定のタイミング時点に対応したデー
    タサンプル時点を発生する段階；（ｃ）上記データサン
    プル時点のうらどれが最大値を持つかを検出する段階；
    及び （ｄ）上記検出された最大値のデータサンプル時点に対
    応したタイミング信号源のタイミング時点に受信器をロ
    ックする段階；から成る方法。
25. （２５）タイミング信号源と、該タイミング信号源に同
    期され、各々が共通疑似ランダムコードシーケンスの異
    った指定シフトである共通疑似ランダムコードで拡張さ
    れたデータ信号を発信する複数の発信器と、上記タイミ
    ング信号源に通常同期され、所定の指定コードシーケン
    スシフトを持つ上記発信疑似ランダムコードを受信する
    受信器とを備えた直列シーケンス拡張スペクトルコード
    分割多重システムにおいて、上記所定の指定コードシー
    ケンスを持つ疑似ランダムコードで拡張されたデータ信
    号を発信する上記発信器中の所定の１つに受信器を同期
    させる方法であり； （ａ）タイミング信号源の周波数又はその整数倍に等し
    い速度で上記データ信号をサンプリングする段階； （ｂ）１つ以上の連続したデータサンプルを組合せ、タ
    イミング信号源の特定のタイミング時点に対応したデー
    タサンプル時点を発生する段階；（ｃ）上記データサン
    プル時点のうらどれが最大値を持つかを検出する段階；
    及び （ｄ）上記検出された最大値のデータサンプル時点に対
    応したタイミング信号源のタイミング時点に受信器をロ
    ックする段階；から成る方法。