JPS6131881B2 - - Google Patents
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- JPS6131881B2 JPS6131881B2 JP54006078A JP607879A JPS6131881B2 JP S6131881 B2 JPS6131881 B2 JP S6131881B2 JP 54006078 A JP54006078 A JP 54006078A JP 607879 A JP607879 A JP 607879A JP S6131881 B2 JPS6131881 B2 JP S6131881B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
- H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
- H02J3/1821—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators
- H02J3/1835—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control
- H02J3/1864—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control wherein the stepless control of reactive power is obtained by at least one reactive element connected in series with a semiconductor switch
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- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B60—VEHICLES IN GENERAL
- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
- B60L9/00—Electric propulsion with power supply external to the vehicle
- B60L9/02—Electric propulsion with power supply external to the vehicle using dc motors
- B60L9/08—Electric propulsion with power supply external to the vehicle using dc motors fed from ac supply lines
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
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-
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、電力変換装置に係り、特に、制御極
付き整流器を介して直流駆動電動機を制御する方
式の交流式電気鉄道車両に用いるのに好適で無効
電力の少ない電力変換装置に関する。
付き整流器を介して直流駆動電動機を制御する方
式の交流式電気鉄道車両に用いるのに好適で無効
電力の少ない電力変換装置に関する。
一般に、交流式電気鉄道用車両では、単相交流
を架線に供給し、車両はそれを受電して整流器で
交流―直流変換を行い、直流駆動電動機を駆動す
る。この場合、架線には比較的低圧大電流が流
れ、しかも短絡電流を抑制するために、リアクタ
ンス効果が比較的大きくなる特徴がある。そのた
め交流回路の無効電力が問題となり、この無効電
力を軽減し、力率を改善することが望まれてい
る。
を架線に供給し、車両はそれを受電して整流器で
交流―直流変換を行い、直流駆動電動機を駆動す
る。この場合、架線には比較的低圧大電流が流
れ、しかも短絡電流を抑制するために、リアクタ
ンス効果が比較的大きくなる特徴がある。そのた
め交流回路の無効電力が問題となり、この無効電
力を軽減し、力率を改善することが望まれてい
る。
直流駆動電動機を有する交流式電気鉄道用車両
の制御には、以前は、タツプ切換器により交流電
圧を変化させ、それを整流器で直流に変換して直
流駆動電動機に加える方式が一般に用いられてい
た。しかし、最近では、メンテナンスフリー化や
制御性能向上の要求に応ずるために、また、制御
極付整流器の発達に伴い、タツプ切換器を用い
ず、制御極付整流器で直接に可変直流電圧を得る
方式が普及してきている。
の制御には、以前は、タツプ切換器により交流電
圧を変化させ、それを整流器で直流に変換して直
流駆動電動機に加える方式が一般に用いられてい
た。しかし、最近では、メンテナンスフリー化や
制御性能向上の要求に応ずるために、また、制御
極付整流器の発達に伴い、タツプ切換器を用い
ず、制御極付整流器で直接に可変直流電圧を得る
方式が普及してきている。
ところが、この制御極付整流器による制御の基
本は、交流電圧の位相制御であるため、一般に力
率が著しく低下し、無効電力が更に大きくなる。
また、高調波が増大して交流電源系統や付近の通
信線に悪影響を与える問題がある。因みに、この
問題は、整流器のような交流―直流変換器に限ら
ず、交流―交流変換器の場合にも共通する問題で
ある。
本は、交流電圧の位相制御であるため、一般に力
率が著しく低下し、無効電力が更に大きくなる。
また、高調波が増大して交流電源系統や付近の通
信線に悪影響を与える問題がある。因みに、この
問題は、整流器のような交流―直流変換器に限ら
ず、交流―交流変換器の場合にも共通する問題で
ある。
この問題を改善するため、交流電源を変圧器を
介して多群に分割し、それぞれに制御極付整流器
を備えて可変直流電圧が得られるようにし、各直
流出力を継続的に接続して電動機に加えるように
した縦続制御方式が実用化されている。この方式
では、分割する群数が多いほど、力率改善と高調
波低減の効果は大きいが、変圧器構造と制御整流
回路及びその点弧制御回路が複雑化して高価にな
るばかりでなく、信頼性の低下を招くので、多く
ても６分割、実用的には２分割程度が望ましい。
そうすると改善目的である力率改善と高調波低減
効果が十分得られなくなる。
介して多群に分割し、それぞれに制御極付整流器
を備えて可変直流電圧が得られるようにし、各直
流出力を継続的に接続して電動機に加えるように
した縦続制御方式が実用化されている。この方式
では、分割する群数が多いほど、力率改善と高調
波低減の効果は大きいが、変圧器構造と制御整流
回路及びその点弧制御回路が複雑化して高価にな
るばかりでなく、信頼性の低下を招くので、多く
ても６分割、実用的には２分割程度が望ましい。
そうすると改善目的である力率改善と高調波低減
効果が十分得られなくなる。
そこで、力率を更に改善するために、制御極付
整流器の消弧を、交流電源電圧の極性反転位相よ
り早い位相で強制的に行う強制消弧方式が、例え
ば、特公昭48−34428号などで提案されている。
この従来の電力変換装置は、例えば、第１０図に
示す如く交流電源PSと、サイリスタTh1，Th2，
ダイオードD1，D2からなる交流―直流変換器
（整流器）Rfと、サイリスタTh3，Th4，コンデン
サC1，C2，ダイオードD3，D4からなる強制消弧
回路とで構成され、リアクトルＬを介して直流電
動機Ｍに電力を供給する。
整流器の消弧を、交流電源電圧の極性反転位相よ
り早い位相で強制的に行う強制消弧方式が、例え
ば、特公昭48−34428号などで提案されている。
この従来の電力変換装置は、例えば、第１０図に
示す如く交流電源PSと、サイリスタTh1，Th2，
ダイオードD1，D2からなる交流―直流変換器
（整流器）Rfと、サイリスタTh3，Th4，コンデン
サC1，C2，ダイオードD3，D4からなる強制消弧
回路とで構成され、リアクトルＬを介して直流電
動機Ｍに電力を供給する。
この回路では、交流電源PSの電圧が正の極性
の時にサイリスタTh1を点弧して導通させるが、
コンデンサC1の充電電圧でサイリスタTh3が点弧
導通され、その電圧でサイリスタTh1を逆バイア
スし消弧させる。コンデンサC1の充電電圧は、
前の逆極性期間に交流電源PS―ダイオードD3―
コンデンサC1―交流電源PSの経路で流れる電流
によつて生ずる。サイリスタTh2が負の極性期間
に導通し、ダイオードD4，コンデンサC2，サイ
リスタTh4からなる回路の働きで消弧される作用
も同様である。
の時にサイリスタTh1を点弧して導通させるが、
コンデンサC1の充電電圧でサイリスタTh3が点弧
導通され、その電圧でサイリスタTh1を逆バイア
スし消弧させる。コンデンサC1の充電電圧は、
前の逆極性期間に交流電源PS―ダイオードD3―
コンデンサC1―交流電源PSの経路で流れる電流
によつて生ずる。サイリスタTh2が負の極性期間
に導通し、ダイオードD4，コンデンサC2，サイ
リスタTh4からなる回路の働きで消弧される作用
も同様である。
このような強制消弧回路を用いる方式は、回路
が複雑な上に、消弧用のサイリスタTh3，Th4及
び、ダイオードD1，D2の耐圧を、サイリスタ
Th1，Th2に必要とされる耐圧よりも高くしなけ
ればならず、また、強制消弧動作に伴つて高調波
成分が更に増大するなどの問題がある。
が複雑な上に、消弧用のサイリスタTh3，Th4及
び、ダイオードD1，D2の耐圧を、サイリスタ
Th1，Th2に必要とされる耐圧よりも高くしなけ
ればならず、また、強制消弧動作に伴つて高調波
成分が更に増大するなどの問題がある。
一方、高調波も改善しながら力率を改善する方
式として、コンデンサを含む進相回路を併用する
ことも考えられるが、もし、その併用によつて力
率が進みになると、交流電源を供給するための架
線のリアクタンスと共振を生じ、架線電圧が過大
となつたり、交流電源の波形歪を生じたりするお
それがあるので、進相回路は可制御のものにする
必要がある。しかし、この可制御進相回路を力率
低下と高調波発生の原因である各制御整流回路の
交流側に接続したのでは、多群に分割された変圧
器の２次側の数だけの可制御進相回路が必要とな
り、分割群数が多いほど回路が複雑化してしま
う。
式として、コンデンサを含む進相回路を併用する
ことも考えられるが、もし、その併用によつて力
率が進みになると、交流電源を供給するための架
線のリアクタンスと共振を生じ、架線電圧が過大
となつたり、交流電源の波形歪を生じたりするお
それがあるので、進相回路は可制御のものにする
必要がある。しかし、この可制御進相回路を力率
低下と高調波発生の原因である各制御整流回路の
交流側に接続したのでは、多群に分割された変圧
器の２次側の数だけの可制御進相回路が必要とな
り、分割群数が多いほど回路が複雑化してしま
う。
本発明の目的は、前記従来技術の種々の欠点を
解消することであり、具体的には、交流電源の分
割群数にかかわりなく、簡単かつ経済的に無効電
力を補償できる無効電力補償装置を備えた電力変
換装置を提供することである。
解消することであり、具体的には、交流電源の分
割群数にかかわりなく、簡単かつ経済的に無効電
力を補償できる無効電力補償装置を備えた電力変
換装置を提供することである。
本発明は、交流電源に接続された１次巻線及び
複数の２次巻線を有する変圧器と、これらの２次
巻線にそれぞれの交流側を接続されるとともに互
いの直流側を直流負荷に対し継続接続された複数
の制御整流回路からなる電力変換器と、これら複
数の制御整流回路のうちで特定のひとつだけを位
相制御し残りの制御整流回路をその最大出力状態
に固定する制御モードを有する制御手段と、前記
制御モードで位相制御される上記特定のひとつの
制御整流回路を接続した唯一の二次巻線にのみた
だ一組接続され上記電力変換器の力率を改善する
ように挿脱または容量調整可能な進相回路とから
なる電力変換装置を提案するものである。
複数の２次巻線を有する変圧器と、これらの２次
巻線にそれぞれの交流側を接続されるとともに互
いの直流側を直流負荷に対し継続接続された複数
の制御整流回路からなる電力変換器と、これら複
数の制御整流回路のうちで特定のひとつだけを位
相制御し残りの制御整流回路をその最大出力状態
に固定する制御モードを有する制御手段と、前記
制御モードで位相制御される上記特定のひとつの
制御整流回路を接続した唯一の二次巻線にのみた
だ一組接続され上記電力変換器の力率を改善する
ように挿脱または容量調整可能な進相回路とから
なる電力変換装置を提案するものである。
ここに、挿脱とは、進相回路の最大容量を１と
したとき、１と１未満の値との間で切換える制御
方式のことであり、容量調整とは、０〜１の間で
連続的に容量を変えて行なう制御方式を表わして
いる。
したとき、１と１未満の値との間で切換える制御
方式のことであり、容量調整とは、０〜１の間で
連続的に容量を変えて行なう制御方式を表わして
いる。
次に、図面第１図〜第９図を参照して、本発明
の実施例を詳細に説明する。
の実施例を詳細に説明する。
第１図は、本発明による電力変換装置の第１実
施例の回路図である。本実施例は、本発明を交流
式電気鉄道用車両の制御回路に適用したものであ
る。架線TWからパンタグラフＰを介して交流を
受電し、変圧器Trの１次巻線N1に加える。２次
巻線N21，N22にそれぞれ接続した整流器Rf1，Rf2
で直流に変換した後、それらの出力を継続接続
し、負荷としての電気車駆動用直流電動機M1〜
M3に供給する。また、変圧器Trの３次巻線N3に
は補助回路AUを接続してある。更に、２次巻線
N22には、無効電力補償装置として、整流器Rf2と
並列に、逆並列接続のサイリスタThA1，ThA2と
突入電流抑制リアクトルＬAと制動抵抗器ＲAと進
相コンデンサＣAとからなる可制御進相回路
CLCAが接続されている。
施例の回路図である。本実施例は、本発明を交流
式電気鉄道用車両の制御回路に適用したものであ
る。架線TWからパンタグラフＰを介して交流を
受電し、変圧器Trの１次巻線N1に加える。２次
巻線N21，N22にそれぞれ接続した整流器Rf1，Rf2
で直流に変換した後、それらの出力を継続接続
し、負荷としての電気車駆動用直流電動機M1〜
M3に供給する。また、変圧器Trの３次巻線N3に
は補助回路AUを接続してある。更に、２次巻線
N22には、無効電力補償装置として、整流器Rf2と
並列に、逆並列接続のサイリスタThA1，ThA2と
突入電流抑制リアクトルＬAと制動抵抗器ＲAと進
相コンデンサＣAとからなる可制御進相回路
CLCAが接続されている。
整流器Rf1はサイリスタTh11，Th12とダイオー
ドD11，D12とからなる混合ブリツジ回路、整流器
Rf2は、サイリスタTh21，Th22とダイオード
D21，D22とからなる混合ブリツジ回路であり、そ
の点弧制御は次のように行われる。各電動機回路
に挿入された直流変流器DCT1〜3の出力の最大値
を最大値選択器MSで選択検出し、これと電流指
令IPとの偏差を増幅移相器Ａで増幅して、サイリ
スタの点弧制御に必要な位相信号に変換し、サイ
リスタTh21，Th22に加える。従つて、まずサイ
リスタTh21，Th22の点弧制御により直流電流が
整流器Rf1のダイオードD11，D12を通つて電動機
M1〜M3に流れ、その中の最大値が電流指令Ipと
等しくなるように自動制御が行われる。
ドD11，D12とからなる混合ブリツジ回路、整流器
Rf2は、サイリスタTh21，Th22とダイオード
D21，D22とからなる混合ブリツジ回路であり、そ
の点弧制御は次のように行われる。各電動機回路
に挿入された直流変流器DCT1〜3の出力の最大値
を最大値選択器MSで選択検出し、これと電流指
令IPとの偏差を増幅移相器Ａで増幅して、サイリ
スタの点弧制御に必要な位相信号に変換し、サイ
リスタTh21，Th22に加える。従つて、まずサイ
リスタTh21，Th22の点弧制御により直流電流が
整流器Rf1のダイオードD11，D12を通つて電動機
M1〜M3に流れ、その中の最大値が電流指令Ipと
等しくなるように自動制御が行われる。
これにより直流電動機M1〜M3が加速してゆく
と、電動機電流を電流指令Ipに一致させるため
に、増幅移相器Ａの出力位相が進んでくるので、
これがほぼ最大になると、最大又は最小検出器
MDが出力を発生し、記憶回路MEに信号を送る
とともに、増幅移相器Ａにはリセツト信号RSを
戻す。そこで、記憶回路MEはサイリスタTh11，
Th12を全開（オン）する信号を出力し、整流器
Rf1は、整流器Rf2がそれまでに発生していた直流
電圧とほぼ同じ直流電圧を発生する。しかし、増
幅移相器Ａがリセツトされ、その出力はほぼ最小
に戻されるので、サイリスタTh21，Th22は一端
消弧して整流器Rf2の出力は零となるが、整流器
Rf1の出力により、整流器Rf2のダイオードD21，
D22を通して電動機電流は流れ続ける。
と、電動機電流を電流指令Ipに一致させるため
に、増幅移相器Ａの出力位相が進んでくるので、
これがほぼ最大になると、最大又は最小検出器
MDが出力を発生し、記憶回路MEに信号を送る
とともに、増幅移相器Ａにはリセツト信号RSを
戻す。そこで、記憶回路MEはサイリスタTh11，
Th12を全開（オン）する信号を出力し、整流器
Rf1は、整流器Rf2がそれまでに発生していた直流
電圧とほぼ同じ直流電圧を発生する。しかし、増
幅移相器Ａがリセツトされ、その出力はほぼ最小
に戻されるので、サイリスタTh21，Th22は一端
消弧して整流器Rf2の出力は零となるが、整流器
Rf1の出力により、整流器Rf2のダイオードD21，
D22を通して電動機電流は流れ続ける。
そして再びサイリスタTh21，Th22の点弧位置
制御により、電動機電流中の最大値を電流指令Ip
に等しくするような自動制御が続行されてゆく。
制御により、電動機電流中の最大値を電流指令Ip
に等しくするような自動制御が続行されてゆく。
このように制御する理由は次の通りである。一
般に複数の制御整流回路Rf1及びRf2ともに出力電
圧を発生している制御状態（すなわち、Rf1を最
大出力電圧状態に固定し、Rf2を位相制御してい
る制御状態）の、全体期間中に占める割合が大き
く、特に交流電気車において顕著である。従つ
て、このような期間中に、変換器の力率を向上さ
せなければならない。一方、複数の制御整流回路
が同時に位相制御されている期間はないとはい
え、総合出力が大きい程、力率改善のため無効電
力補償装置は大容量が要求される。従つて、Rf1
を最大出力電圧状態に保ち、Rf2を位相制御して
いる制御モードで位相制御状態にあるRf2の交流
側に無効電力補償装置が直接接続されているた
め、より効果的に力率改善が可能となる。特に、
制御整流回路Rf2の位相制御に起因する外部への
誘導障害を軽減する効果が大きい。誘導障害の程
度を表わす指標として一般に用いられている等価
妨害電流JPは、他方の制御整流回路Rf1側に無効
電力補償装置CLCAを接続している場合に比べ
て、約10％低減できることを確認できた。
般に複数の制御整流回路Rf1及びRf2ともに出力電
圧を発生している制御状態（すなわち、Rf1を最
大出力電圧状態に固定し、Rf2を位相制御してい
る制御状態）の、全体期間中に占める割合が大き
く、特に交流電気車において顕著である。従つ
て、このような期間中に、変換器の力率を向上さ
せなければならない。一方、複数の制御整流回路
が同時に位相制御されている期間はないとはい
え、総合出力が大きい程、力率改善のため無効電
力補償装置は大容量が要求される。従つて、Rf1
を最大出力電圧状態に保ち、Rf2を位相制御して
いる制御モードで位相制御状態にあるRf2の交流
側に無効電力補償装置が直接接続されているた
め、より効果的に力率改善が可能となる。特に、
制御整流回路Rf2の位相制御に起因する外部への
誘導障害を軽減する効果が大きい。誘導障害の程
度を表わす指標として一般に用いられている等価
妨害電流JPは、他方の制御整流回路Rf1側に無効
電力補償装置CLCAを接続している場合に比べ
て、約10％低減できることを確認できた。
もし、途中で線路に急な上り勾配があるなどの
理由により、直流電動機M1〜M3が減速してくる
と電動機電流が増加しようとするので、増幅移相
器Ａの出力は減少し、ついにほぼ最小に達する。
このときは最大又は最小検出器MDがそのことを
検知して記憶回路MEの出力を消滅させると同時
に増幅移相器Ａには出力を最大に戻すようなリセ
ツト信号RSを与える。従つて、整流器Rf1の出力
は零、整流器Rf2の出力はほぼ最大となり、以後
もサイリスタTh21，Th22の点弧位相制御により
電動機電流の自動制御が行われる。
理由により、直流電動機M1〜M3が減速してくる
と電動機電流が増加しようとするので、増幅移相
器Ａの出力は減少し、ついにほぼ最小に達する。
このときは最大又は最小検出器MDがそのことを
検知して記憶回路MEの出力を消滅させると同時
に増幅移相器Ａには出力を最大に戻すようなリセ
ツト信号RSを与える。従つて、整流器Rf1の出力
は零、整流器Rf2の出力はほぼ最大となり、以後
もサイリスタTh21，Th22の点弧位相制御により
電動機電流の自動制御が行われる。
この場合、電動機M1〜M3に加わる直流電圧
は、第２図に示すように、最大値の約50％までは
整流器Rf2の出力によつて与えられ、それ以上で
は整流器Rf1の出力と整流器Rf2の出力との和とな
るので、変圧器１次電流の力率は公知の縦続制御
回路の特性（例えば川添：交流電気車要論120
頁、電気車研究会（昭46−12））と同様で、第２
図の実線１のようになる。このとき１次電流は同
図の実線のように変化する。ただし、補助回路
成分は除くものとする。
は、第２図に示すように、最大値の約50％までは
整流器Rf2の出力によつて与えられ、それ以上で
は整流器Rf1の出力と整流器Rf2の出力との和とな
るので、変圧器１次電流の力率は公知の縦続制御
回路の特性（例えば川添：交流電気車要論120
頁、電気車研究会（昭46−12））と同様で、第２
図の実線１のようになる。このとき１次電流は同
図の実線のように変化する。ただし、補助回路
成分は除くものとする。
一方、可制御進相回路CLCAの容量は、直流電
圧が最大値で、１次電流の力率ＰSを十分１に近
づけるのに必要な値であるとする。第２図の破線
は、サイリスタThA1，ThA2を点弧した場合の１
次電流とその力率を示す。
圧が最大値で、１次電流の力率ＰSを十分１に近
づけるのに必要な値であるとする。第２図の破線
は、サイリスタThA1，ThA2を点弧した場合の１
次電流とその力率を示す。
サイリスタThA1，ThA2の点弧制御のために、
変圧器１次電流検出用変流器CTの出力を検出す
るレベル検出器LD1が設けられている。その出力
が発生すると、サイリスタThA1，ThA2が点弧す
る。
変圧器１次電流検出用変流器CTの出力を検出す
るレベル検出器LD1が設けられている。その出力
が発生すると、サイリスタThA1，ThA2が点弧す
る。
交流電気車では、第１図の例でいえば、変圧器
Trに流入する電力が大であるほど力率の改善や
高調波の低減が重要となつてくるが、軽負荷時に
は進相回路によつて力率が進みになつたり、進相
回路構成による不要な電力損失を発生させないこ
とが重要である。
Trに流入する電力が大であるほど力率の改善や
高調波の低減が重要となつてくるが、軽負荷時に
は進相回路によつて力率が進みになつたり、進相
回路構成による不要な電力損失を発生させないこ
とが重要である。
そこで、本実施例では、レベル検出器LD1の動
作レベルを、第２図に示すように、変圧器１次電
流の最大値Isの約1/2の値I1に設定してある。こ
の場合、変圧器１次電流がI1を超えるとレベル検
出器LD1が出力を生じ、サイリスタThA1，ThA2
が点弧して、リアクトルＬA、抵抗ＲA、コンデン
サＣAの直列体が２次巻線N22に並列に接続され、
１次電流とその力率は、それぞれI1→I2，P1→P2
のように変化する。ここで、レベル検出器LD1の
復帰レベルは、１次電流の値でI3となるようなヒ
ステリシスを持たせるものとする。
作レベルを、第２図に示すように、変圧器１次電
流の最大値Isの約1/2の値I1に設定してある。こ
の場合、変圧器１次電流がI1を超えるとレベル検
出器LD1が出力を生じ、サイリスタThA1，ThA2
が点弧して、リアクトルＬA、抵抗ＲA、コンデン
サＣAの直列体が２次巻線N22に並列に接続され、
１次電流とその力率は、それぞれI1→I2，P1→P2
のように変化する。ここで、レベル検出器LD1の
復帰レベルは、１次電流の値でI3となるようなヒ
ステリシスを持たせるものとする。
そこで、レベル検出器LD1が動作した後、直流
電圧をさらに増加させる場合には、力率は破線に
沿つてＰS迄変化し、実線Ｉつまりサイリスタ
ThA1，ThA2を点弧する前よりも十分に改善され
る。この場合、リアクトルＬA，コンデンサＣAの
直列回路のフイルタ効果により、整流回路Rf2で
発生する高調波も大幅に低減される。
電圧をさらに増加させる場合には、力率は破線に
沿つてＰS迄変化し、実線Ｉつまりサイリスタ
ThA1，ThA2を点弧する前よりも十分に改善され
る。この場合、リアクトルＬA，コンデンサＣAの
直列回路のフイルタ効果により、整流回路Rf2で
発生する高調波も大幅に低減される。
また、もし直流電圧を減少させる場合には、１
次電流がI2に達すると、レベル検出器LD1が復帰
してサイリスタThA1、ThA2が消弧し、変圧器１
次電流とその力率は、それぞれI3→I4，P3→P4の
ように変化し、それ以下の直流電圧の範囲で力率
が進みになつたり、進相回路電流による不要な損
失が発生したりすることを防止する。
次電流がI2に達すると、レベル検出器LD1が復帰
してサイリスタThA1、ThA2が消弧し、変圧器１
次電流とその力率は、それぞれI3→I4，P3→P4の
ように変化し、それ以下の直流電圧の範囲で力率
が進みになつたり、進相回路電流による不要な損
失が発生したりすることを防止する。
本実施例によれば、整流器Rf1はオンオフ制御
であるため、力率の低下と高調波の発生はわずか
である。従つて、連続制御を行う整流器Rf2の交
流側にのみ可制御進相回路を接続し、オンオフ制
御群も含む全出力に対して効果的な高調波低減を
兼ねた力率改善を行うことができ、簡単に経済的
な力率改善方式が得られる。
であるため、力率の低下と高調波の発生はわずか
である。従つて、連続制御を行う整流器Rf2の交
流側にのみ可制御進相回路を接続し、オンオフ制
御群も含む全出力に対して効果的な高調波低減を
兼ねた力率改善を行うことができ、簡単に経済的
な力率改善方式が得られる。
また、１次電流の値が大きい範囲で進相回路が
働くので、進み方率になつたり進相回路電流によ
る不要な損失が生じたりするのを防止できる。
働くので、進み方率になつたり進相回路電流によ
る不要な損失が生じたりするのを防止できる。
本実施例では変圧器Trの２次巻線が２分割さ
れている例を示したが、例えば４分割や６分割の
場合でも一群のみを連続制御とし、他はオンオフ
制御として、連続制御する群にのみ可制御進相回
路を接続すれば、同様の力率改善効果が得られる
ことは明らかであり、分割数にかかわらず１個の
可制御進相回路で複数個の制御整流回路全体の出
力に対し力率改善ができる。
れている例を示したが、例えば４分割や６分割の
場合でも一群のみを連続制御とし、他はオンオフ
制御として、連続制御する群にのみ可制御進相回
路を接続すれば、同様の力率改善効果が得られる
ことは明らかであり、分割数にかかわらず１個の
可制御進相回路で複数個の制御整流回路全体の出
力に対し力率改善ができる。
なお、補助回路AUが低力率のものである場合
とか、１次電流がI4以下の範囲でもある程度の力
率改善を行う場合がある場合は、可制御進相回路
の一部に、第３図Ａ，Ｂに示すように、リアクト
ルＬA′、抵抗ＲA′，コンデンサＣA′等を用いて、
サイリスタThA1，ThA2のオンオフにかかわら
ず、進相回路として作用するように接続すればよ
い。また、リアクトルＬA，ＬA′等はサイリスタ
ThA1，ThA2のアノードリアクトルあるいは配線
のリアクタンスでも代用できる。
とか、１次電流がI4以下の範囲でもある程度の力
率改善を行う場合がある場合は、可制御進相回路
の一部に、第３図Ａ，Ｂに示すように、リアクト
ルＬA′、抵抗ＲA′，コンデンサＣA′等を用いて、
サイリスタThA1，ThA2のオンオフにかかわら
ず、進相回路として作用するように接続すればよ
い。また、リアクトルＬA，ＬA′等はサイリスタ
ThA1，ThA2のアノードリアクトルあるいは配線
のリアクタンスでも代用できる。
第４図に本発明の第２実施例を示す。本実施例
が第１実施例と異なるのは次の点である。変圧器
Trに２次巻線N23，N24が設けられており、それ
ぞれの交流電力が整流器Rf3，Rf4で直流に変換さ
れて継続接続され、負荷として電気車の他方の台
車に装架された駆動用の直流電動機M4〜M6に供
給される。他の点は、第１実施例と同様であるの
で、同一記号を付して、説明は省略する。
が第１実施例と異なるのは次の点である。変圧器
Trに２次巻線N23，N24が設けられており、それ
ぞれの交流電力が整流器Rf3，Rf4で直流に変換さ
れて継続接続され、負荷として電気車の他方の台
車に装架された駆動用の直流電動機M4〜M6に供
給される。他の点は、第１実施例と同様であるの
で、同一記号を付して、説明は省略する。
２次巻線N24には、整流器Rf4と並列に、逆並列
接続のサイリスタThB1，ThB2と、突入電流抑制
リアクトルＬBと、制御抵抗器ＲBと、進相コンデ
ンサＣBからなる可制御進相回路CLCBが接続さ
れている。
接続のサイリスタThB1，ThB2と、突入電流抑制
リアクトルＬBと、制御抵抗器ＲBと、進相コンデ
ンサＣBからなる可制御進相回路CLCBが接続さ
れている。
整流器Rf3は、サイリスタTh31，Th32と、ダイ
オードD31，D32とからなる混合ブリツジ回路であ
り、整流器Rf4は、サイリスタTh41，Th42と、ダ
イオードD41とD42とからなる混合ブリツジ回路で
ある。
オードD31，D32とからなる混合ブリツジ回路であ
り、整流器Rf4は、サイリスタTh41，Th42と、ダ
イオードD41とD42とからなる混合ブリツジ回路で
ある。
整流器Rf1，Rf2の制御は第１実施例の場合と同
様に行われる。また、整流器Rf3，Rf4の制御も、
電動機M4〜M6の電流を直流変流器DCT4〜DCT6
で検出して整流器Rf1，Rf2の制御と同様に、ただ
し独立して行われる。
様に行われる。また、整流器Rf3，Rf4の制御も、
電動機M4〜M6の電流を直流変流器DCT4〜DCT6
で検出して整流器Rf1，Rf2の制御と同様に、ただ
し独立して行われる。
電動機M1〜M3と電動機M4〜M6を台車ごとに分
けて別々に制御するのは、電気車特有の軸重移動
現象による空転や滑走をできるだけ生じにくくす
るために、台車ごとの制御をする方が好都合だか
らである。通常は殆ど同期して制御するので、電
動機M1〜M3と電動機M4〜M6に加わる直流電圧は
ほぼ等しく、従つて、直流電圧と変圧器１次電流
及びその力率の関係は、第２図の実線，と同
様に、第５図の実線，のようになる。
けて別々に制御するのは、電気車特有の軸重移動
現象による空転や滑走をできるだけ生じにくくす
るために、台車ごとの制御をする方が好都合だか
らである。通常は殆ど同期して制御するので、電
動機M1〜M3と電動機M4〜M6に加わる直流電圧は
ほぼ等しく、従つて、直流電圧と変圧器１次電流
及びその力率の関係は、第２図の実線，と同
様に、第５図の実線，のようになる。
一方、可制御進相回路CLCA，CLCBの容量
は、それぞれ直流電圧最大時の１次電圧最大時の
１次電流の力率を１に充分近づけるのに必要な値
の1/2であるとする。従つて、サイリスタThA1，
ThA2及びThB1，ThB2を点弧した場合の１次電流
とその力率は、第２図の破線のようになり、サイ
リスタThA1，ThA2又はThB1，ThB2のいずれかを
点弧すると、１次電流とその力率は、それぞれ第
２図の破線と実線の中間的値をとることは容易に
理解されよう。
は、それぞれ直流電圧最大時の１次電圧最大時の
１次電流の力率を１に充分近づけるのに必要な値
の1/2であるとする。従つて、サイリスタThA1，
ThA2及びThB1，ThB2を点弧した場合の１次電流
とその力率は、第２図の破線のようになり、サイ
リスタThA1，ThA2又はThB1，ThB2のいずれかを
点弧すると、１次電流とその力率は、それぞれ第
２図の破線と実線の中間的値をとることは容易に
理解されよう。
そこで第４図の第２実施例においては、変圧器
１次電流検出用の変流器CTの出力を検出するレ
ベル検出器として、LD1の他にLD2も設けてあ
り、LD2の出力が発生するとサイリスタThB1，
ThB2が点弧するようにしてある。
１次電流検出用の変流器CTの出力を検出するレ
ベル検出器として、LD1の他にLD2も設けてあ
り、LD2の出力が発生するとサイリスタThB1，
ThB2が点弧するようにしてある。
また、レベル検出器LD2の動作レベルは第５図
に示すように、変圧器１次電流の値I0に設定して
おく。すると、１次電流がI0を超えるとレベル検
出器LD2が出力を生じ、サイリスタThB1，ThB2
が点弧してリアクトルＬB、抵抗器ＲB，コンデン
サＣBの直列体が２次巻線N24に並列に接続され、
１次電流とその力率はそれぞれI0→I0′，P0，
P0′のように変化する。ここで、レベル検出器
LD2の復帰レベルは１次電流の値でI5となるよう
にヒステリシスを持たせるものとする。
に示すように、変圧器１次電流の値I0に設定して
おく。すると、１次電流がI0を超えるとレベル検
出器LD2が出力を生じ、サイリスタThB1，ThB2
が点弧してリアクトルＬB、抵抗器ＲB，コンデン
サＣBの直列体が２次巻線N24に並列に接続され、
１次電流とその力率はそれぞれI0→I0′，P0，
P0′のように変化する。ここで、レベル検出器
LD2の復帰レベルは１次電流の値でI5となるよう
にヒステリシスを持たせるものとする。
レベル検出器LD2が動作した後、直流電圧をさ
らに増加させると、力率はP0′→P4′のように変化
し、実線Ｉよりも大幅に改善される。この場合、
リアクトルＬBとコンデンサＣBの直列回路のフイ
ルタ効果により、整流器Rf4で発生する高調波も
大幅に低減される。
らに増加させると、力率はP0′→P4′のように変化
し、実線Ｉよりも大幅に改善される。この場合、
リアクトルＬBとコンデンサＣBの直列回路のフイ
ルタ効果により、整流器Rf4で発生する高調波も
大幅に低減される。
一方、レベル検出器LD1の動作レベルは１次電
流の値でI1′に、復帰レベルはI3に設定されている
ものとすると、１次電流の値がI1′を超えると、
サイリスタThA1，ThA2が点弧して、リアクトル
ＬA、抵抗器ＲA、コンデンサＣAの直列体が２次
巻線N22に並列に接続され、１次電流とその力率
はそれぞれI1′→I2，P1′→P2のように変化し、力
率は一層改善され、高調波はさらに低減される。
流の値でI1′に、復帰レベルはI3に設定されている
ものとすると、１次電流の値がI1′を超えると、
サイリスタThA1，ThA2が点弧して、リアクトル
ＬA、抵抗器ＲA、コンデンサＣAの直列体が２次
巻線N22に並列に接続され、１次電流とその力率
はそれぞれI1′→I2，P1′→P2のように変化し、力
率は一層改善され、高調波はさらに低減される。
また、直流電圧を減少させる場合には、１次電
流がI3よりも小さくなると、レベル検出器LD1が
復帰してサイリスタThA1，ThA2が消弧し、１次
電流とその力率はI5→I4′，P3→P4′のように変化
する。１次電流がI5よりも小さくなると、１次電
流とその力率はI5→I6，P5→P6のように変化し
て、直流電圧の比較的小さい範囲での進み力率の
発生や、進相回路電流による不要な損失の発生を
防止する。
流がI3よりも小さくなると、レベル検出器LD1が
復帰してサイリスタThA1，ThA2が消弧し、１次
電流とその力率はI5→I4′，P3→P4′のように変化
する。１次電流がI5よりも小さくなると、１次電
流とその力率はI5→I6，P5→P6のように変化し
て、直流電圧の比較的小さい範囲での進み力率の
発生や、進相回路電流による不要な損失の発生を
防止する。
本実施例によれば、進相回路CLCA，CLCBを
オンオフ制御する位置がオフセツトされているの
で、第２図に対する第５図から明らかなように、
第１実施例に比べればよりきめ細かな制御がで
き、力率改善効果がさらに向上する利点がある。
オンオフ制御する位置がオフセツトされているの
で、第２図に対する第５図から明らかなように、
第１実施例に比べればよりきめ細かな制御がで
き、力率改善効果がさらに向上する利点がある。
なお、本実施例における可制御進相回路として
必要に応じて第３図Ａ又はＢのような回路を適用
できることは明らかである。
必要に応じて第３図Ａ又はＢのような回路を適用
できることは明らかである。
第１及び第２実施例における可制御進相回路
は、進相コンデンサに直列に逆並列接続のサイリ
スタを接続するものであるが、第６図に示すよう
な、進相コンデンサＣAと制動抵抗器ＲAの直列体
に並列に、進相リアクトルＬAと逆並列接続のサ
イリスタThA1，ThA2の直列体を接続したものを
用いてもよい。
は、進相コンデンサに直列に逆並列接続のサイリ
スタを接続するものであるが、第６図に示すよう
な、進相コンデンサＣAと制動抵抗器ＲAの直列体
に並列に、進相リアクトルＬAと逆並列接続のサ
イリスタThA1，ThA2の直列体を接続したものを
用いてもよい。
第１及び第２実施例ではサイリスタThA1，
ThA2又はThB1，ThB2を位相制御すれば、力率改
善効果を連続制御できることは明らかであるが、
サイリスタ点弧時にコンデンサＣAへ流れる突入
電流が比較的大きいため、位相制御を行うと高調
波が増大する欠点があり、従つて前述のようにサ
イリスタをオンオフ制御するのが実用的である。
ThA2又はThB1，ThB2を位相制御すれば、力率改
善効果を連続制御できることは明らかであるが、
サイリスタ点弧時にコンデンサＣAへ流れる突入
電流が比較的大きいため、位相制御を行うと高調
波が増大する欠点があり、従つて前述のようにサ
イリスタをオンオフ制御するのが実用的である。
これに対し、第６図の可制御進相回路では、共
振リアクトルＬAはコンデンサＣAと同程度のイン
ピーダンス値とするよう比較的大きなリアクタン
スに選ばれるので、サイリスタThA1，ThA2が点
弧した場合の突入電流は非常に小さく、それによ
つて高調波が増大することがないばかりでなく、
コンデンサＣAは抵抗器ＲAを介して常時作用して
いるので、高調波吸収効果も非常に優れている。
従つて、第６図の回路を用いると、高調波を増加
させることなく力率改善効果を連続制御すること
ができる。
振リアクトルＬAはコンデンサＣAと同程度のイン
ピーダンス値とするよう比較的大きなリアクタン
スに選ばれるので、サイリスタThA1，ThA2が点
弧した場合の突入電流は非常に小さく、それによ
つて高調波が増大することがないばかりでなく、
コンデンサＣAは抵抗器ＲAを介して常時作用して
いるので、高調波吸収効果も非常に優れている。
従つて、第６図の回路を用いると、高調波を増加
させることなく力率改善効果を連続制御すること
ができる。
第７図に、第６図の回路を適用した本発明の第
３実施例を示す。本実施例は、サイリスタ
ThA1，ThA2の点弧制御が、変流器CTの出力から
バイアス入力ＩBを差引いた信号を入力とする増
幅移相器A′によりなされることが、第１実施例
と異なる。他の構成及び動作は第１実施例と同様
であるので、説明を省略する。
３実施例を示す。本実施例は、サイリスタ
ThA1，ThA2の点弧制御が、変流器CTの出力から
バイアス入力ＩBを差引いた信号を入力とする増
幅移相器A′によりなされることが、第１実施例
と異なる。他の構成及び動作は第１実施例と同様
であるので、説明を省略する。
本実施例においては、増幅移相器A′にバイア
ス入力ＩBが加えられているので、変圧器１次電
流が零のときはサイリスタThA1，ThA2を全開さ
せるような出力を発生する。そこで、コンデンサ
ＣAと抵抗器ＲAの直列体とリアクトルＬAとの並
列回路の力率を、補助回路AUの遅れ力率を補償
する程度のわずかの進み力率にしておくと、変圧
器１次電流の力率は、直流電圧が零の場合、第８
図のP0のような比較例１に近い値にできる。
ス入力ＩBが加えられているので、変圧器１次電
流が零のときはサイリスタThA1，ThA2を全開さ
せるような出力を発生する。そこで、コンデンサ
ＣAと抵抗器ＲAの直列体とリアクトルＬAとの並
列回路の力率を、補助回路AUの遅れ力率を補償
する程度のわずかの進み力率にしておくと、変圧
器１次電流の力率は、直流電圧が零の場合、第８
図のP0のような比較例１に近い値にできる。
また、直流電圧が増加して１次電流が大きくな
ると、増幅移相器A′の出力はサイリスタThA1，
ThA2の通流角を次第に小さくしてゆき、可制御
進相回路の力率はさらに進みとなるが、直流電圧
の増加によつて整流器Rf2の遅れ力率成分が増加
しているから、これを補償して１次電流の力率は
１に近い値に保たれる。
ると、増幅移相器A′の出力はサイリスタThA1，
ThA2の通流角を次第に小さくしてゆき、可制御
進相回路の力率はさらに進みとなるが、直流電圧
の増加によつて整流器Rf2の遅れ力率成分が増加
しているから、これを補償して１次電流の力率は
１に近い値に保たれる。
やがて、直流電圧が最大値に達すると、１次電
流はＩBとなつて、増幅移相器A′への入力は零と
なり、サイリスタThA1，ThA2はオフとなる。す
なわち、可制御進相回路は、コンデンサＣAと抵
抗器ＲAとの直列体が作用するようになる。そこ
でその容量をあらかじめ設定しておくと、１次電
流の力率を１に近い値にできる。
流はＩBとなつて、増幅移相器A′への入力は零と
なり、サイリスタThA1，ThA2はオフとなる。す
なわち、可制御進相回路は、コンデンサＣAと抵
抗器ＲAとの直列体が作用するようになる。そこ
でその容量をあらかじめ設定しておくと、１次電
流の力率を１に近い値にできる。
本実施例によれば、直流電圧の値によらず、常
に１次電流の力率が１に近い値でしかも進み力率
にならないように連続制御でき、理想に近い力率
改善効果が得られる。
に１次電流の力率が１に近い値でしかも進み力率
にならないように連続制御でき、理想に近い力率
改善効果が得られる。
なお、以上の実施例では１次電流を変流器CT
で検出しているが、それに代えて、電動機電流制
御用の直流変流器DCT1〜DCT2の出力の和も利
用可能である。そうすれば変流器CTを省略でき
る利点がある。
で検出しているが、それに代えて、電動機電流制
御用の直流変流器DCT1〜DCT2の出力の和も利
用可能である。そうすれば変流器CTを省略でき
る利点がある。
また、以上の実施例では１次電流又は電動機電
流を検出して可制御進相回路を制御するとした
が、１次電流の力率を検出して制御すれば、更に
よい結果が得られることはいうまでもない。
流を検出して可制御進相回路を制御するとした
が、１次電流の力率を検出して制御すれば、更に
よい結果が得られることはいうまでもない。
第９図にこれを実現した本発明の第４実施例を
示す。サイリスタThA1，ThA2の点弧制御回路以
外は、第３実施例と同様である。サイリスタ
ThA1，ThA2の点弧制御回路は、変圧器１次電流
を変流器CTで検出し、基本波フイルタF2を介し
て位相差検出器PDに加える一方、３次巻線N3を
介して１次巻線N1の電圧に比例した電圧を検出
し、フイルタF2と同じ特性を有する基本波フイ
ルタF1を介して位相差検知器PDに加え、検地器
PDの出力を余弦関数発生器FGに印加し、その出
力をＰC（１）から差引いた値で増幅移相器
A′を動作させる。
示す。サイリスタThA1，ThA2の点弧制御回路以
外は、第３実施例と同様である。サイリスタ
ThA1，ThA2の点弧制御回路は、変圧器１次電流
を変流器CTで検出し、基本波フイルタF2を介し
て位相差検出器PDに加える一方、３次巻線N3を
介して１次巻線N1の電圧に比例した電圧を検出
し、フイルタF2と同じ特性を有する基本波フイ
ルタF1を介して位相差検知器PDに加え、検地器
PDの出力を余弦関数発生器FGに印加し、その出
力をＰC（１）から差引いた値で増幅移相器
A′を動作させる。
この構成によれば、変圧器Trの１次電圧と１
次電流の基本波間の位相差θが検出され、関数発
生器FGで値cosθが出力される。従つて、増幅移
相器A′の作用によりcosθ，つまり１次電流の力
率がＰCに等しくなるようにサイリスタThA1，
ThA2の点弧制御が行われ、例えばＰCを１とすれ
ば、直流電圧の値によらず１次電流の力率を常に
１に近い値に保持できるので、力率が理想的に改
善される。
次電流の基本波間の位相差θが検出され、関数発
生器FGで値cosθが出力される。従つて、増幅移
相器A′の作用によりcosθ，つまり１次電流の力
率がＰCに等しくなるようにサイリスタThA1，
ThA2の点弧制御が行われ、例えばＰCを１とすれ
ば、直流電圧の値によらず１次電流の力率を常に
１に近い値に保持できるので、力率が理想的に改
善される。
本発明によれば、最大出力電圧付近において位
相制御されることになる制御整流回路の交流側に
のみ、力率改善用の無効電力補償装置を接続した
ので、交流電源の分割数によらず、簡単な構成で
効率のよい電力変換装置が得られる。
相制御されることになる制御整流回路の交流側に
のみ、力率改善用の無効電力補償装置を接続した
ので、交流電源の分割数によらず、簡単な構成で
効率のよい電力変換装置が得られる。
第１図は本発明による電力変換装置を交流式電
気鉄道車両の制御回路に適用した第１実施例を示
す回路図、第２図は第１実施例の動作を示す線
図、第３図は第１実施例に用いる可制御進相回路
の他の例を示す回路図、第４図は本発明による電
力変換装置を交流式電気鉄道車両の制御回路に適
用した第２実施例を示す回路図、第５図は第２実
施例の動作を示す線図、第６図は第２実施例を用
いる可制御進相回路の変形例を示す回路図、第７
図は本発明による電力変換装置を交流式電気鉄道
用車両の制御回路に適用した第３実施例を示す回
路図、第８図は第３実施例の動作を示す線図、第
９図は、本発明による電力変換装置を交流式電気
鉄道用車両の制御回路に適用した第４実施例を示
す回路図、第１０図は従来の電力変換装置の一例
を示す回路図である。 PS……交流電源、Tr……変圧器、N1……１次
巻線、N21，N22，N23，N24……２次巻線、Rf1，
Rf2，Rf3，Rf4……整流器、Th11，Th12，Th21，
Th22，Th31，Th32，Th41，Th42……サイリス
タ、D11，D12，D21，D22，D32，D41，D42……ダ
イオード、CLC……無効電力補償装置、CLCA，
CLCB……可制御進相回路、ThA1，ThA2，
ThB1，ThB2……サイリスタ、ＬA，ＬB……リア
クトル、ＣA，ＣB……コンデンサ、ＲA……抵抗
器、CT……変流器、LD1，LD2……レベル検出
器、DCT1〜DCT6……直流変流器。
気鉄道車両の制御回路に適用した第１実施例を示
す回路図、第２図は第１実施例の動作を示す線
図、第３図は第１実施例に用いる可制御進相回路
の他の例を示す回路図、第４図は本発明による電
力変換装置を交流式電気鉄道車両の制御回路に適
用した第２実施例を示す回路図、第５図は第２実
施例の動作を示す線図、第６図は第２実施例を用
いる可制御進相回路の変形例を示す回路図、第７
図は本発明による電力変換装置を交流式電気鉄道
用車両の制御回路に適用した第３実施例を示す回
路図、第８図は第３実施例の動作を示す線図、第
９図は、本発明による電力変換装置を交流式電気
鉄道用車両の制御回路に適用した第４実施例を示
す回路図、第１０図は従来の電力変換装置の一例
を示す回路図である。 PS……交流電源、Tr……変圧器、N1……１次
巻線、N21，N22，N23，N24……２次巻線、Rf1，
Rf2，Rf3，Rf4……整流器、Th11，Th12，Th21，
Th22，Th31，Th32，Th41，Th42……サイリス
タ、D11，D12，D21，D22，D32，D41，D42……ダ
イオード、CLC……無効電力補償装置、CLCA，
CLCB……可制御進相回路、ThA1，ThA2，
ThB1，ThB2……サイリスタ、ＬA，ＬB……リア
クトル、ＣA，ＣB……コンデンサ、ＲA……抵抗
器、CT……変流器、LD1，LD2……レベル検出
器、DCT1〜DCT6……直流変流器。
Claims (1)
- １ 交流電源に接続された１次巻線及び複数の２
次巻線を有する変圧器と、これらの２次巻線にそ
れぞれの交流側を接続されるとともに互いの直流
側を直流負荷に対し継続接続された複数の制御整
流回路からなる電力変換器と、これらの複数の制
御整流回路のうちで特定のひとつだけを位相制御
し残りの制御整流回路をその最大出力状態に固定
する制御モードを有する制御手段と、前記制御モ
ードで位相制御される上記特定のひとつの制御整
流回路を接続した唯一の２次巻線にのみただ一組
接続され上記電力変換器の力率を改善すべく挿脱
または容量調整可能な進相回路とからなる電力変
換装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP607879A JPS55100037A (en) | 1979-01-24 | 1979-01-24 | Electric power converter |
| DE8080300212T DE3069579D1 (en) | 1979-01-24 | 1980-01-23 | Power factor improving apparatus for power converter |
| EP80300212A EP0015641B1 (en) | 1979-01-24 | 1980-01-23 | Power factor improving apparatus for power converter |
| US06/114,688 US4306283A (en) | 1979-01-24 | 1980-01-23 | Power factor improving apparatus for power converter |
| ZA00800387A ZA80387B (en) | 1979-01-24 | 1980-01-23 | Power factor improving apparatus for power converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP607879A JPS55100037A (en) | 1979-01-24 | 1979-01-24 | Electric power converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55100037A JPS55100037A (en) | 1980-07-30 |
| JPS6131881B2 true JPS6131881B2 (ja) | 1986-07-23 |
Family
ID=11628522
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP607879A Granted JPS55100037A (en) | 1979-01-24 | 1979-01-24 | Electric power converter |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4306283A (ja) |
| EP (1) | EP0015641B1 (ja) |
| JP (1) | JPS55100037A (ja) |
| DE (1) | DE3069579D1 (ja) |
| ZA (1) | ZA80387B (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE445283B (sv) * | 1979-04-09 | 1986-06-09 | Asea Ab | Stromriktarutrustning for matning av en eller flera likstromsbelastningar |
| JPS6042681B2 (ja) * | 1979-11-07 | 1985-09-24 | 株式会社日立製作所 | 交流電気車の力率改善方式 |
| US4420713A (en) * | 1982-09-30 | 1983-12-13 | General Electric Company | Turn-off control means for an ac-to-dc electric power converter |
| US4471421A (en) * | 1982-09-30 | 1984-09-11 | General Electric Company | Means for controlling a forced commutated hybrid a-c to d-c electric rectifying bridge to avoid reverse recovery overvoltage in the diode leg |
| JPH0740761B2 (ja) * | 1985-04-19 | 1995-05-01 | 株式会社日立製作所 | 交流電気車の制御装置 |
| US4713743A (en) * | 1987-02-06 | 1987-12-15 | Westinghouse Electric Corp. | Load-commutated inverter and synchronous motor drive embodying the same |
| US5528123A (en) * | 1991-10-15 | 1996-06-18 | Acuson Corporation | Power circuit |
| US6144191A (en) * | 2000-02-18 | 2000-11-07 | Utility Systems Technologies, Inc. | Voltage regulator |
| AU2001283808A1 (en) * | 2000-08-18 | 2002-02-25 | John Vithayathil | Circuit arrangement for the static generation of a variable electric output |
| US20080068132A1 (en) * | 2006-05-16 | 2008-03-20 | Georges Kayanakis | Contactless radiofrequency device featuring several antennas and related antenna selection circuit |
| US9205751B2 (en) * | 2009-04-14 | 2015-12-08 | Ford Global Technologies, Llc | Battery charging apparatus configured to reduce reactive power through a fuse caused by at least one load |
| US9641063B2 (en) | 2014-01-27 | 2017-05-02 | General Electric Company | System and method of compensating power factor for electrical loads |
| RU2670093C1 (ru) * | 2017-07-17 | 2018-10-18 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Дальневосточный государственный университет путей сообщения" (ДВГУПС) | Устройство для компенсации реактивной мощности электроподвижного состава |
| CN109672343B (zh) * | 2018-12-17 | 2020-12-18 | 华为技术有限公司 | 一种接收端的相位校准电路、方法及接收端 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3731183A (en) * | 1971-09-29 | 1973-05-01 | Inductotherm Corp | Power control and phase angle correcting apparatus |
| DE2233950C3 (de) * | 1972-07-11 | 1978-09-28 | Deutsche Bundesbahn, Vertreten Durch Das Bundesbahn-Zentralamt Minden, 4950 Minden | Schaltanordnung zur Verbesserung des Leistungsfaktors mit netzstabilisierender Wirkung bei Stromrichtern mit Phasenanschnitt und vorzugsweise naturlicher Kommutierung |
| SE378719B (ja) * | 1973-12-13 | 1975-09-08 | Asea Ab | |
| JPS5532084B2 (ja) * | 1974-02-21 | 1980-08-22 | ||
| JPS5312030A (en) * | 1976-07-21 | 1978-02-03 | Fuji Electric Co Ltd | Power converter |
| JPS5332331A (en) * | 1976-09-06 | 1978-03-27 | Hitachi Ltd | Controlling for electrical power converting device |
-
1979
- 1979-01-24 JP JP607879A patent/JPS55100037A/ja active Granted
-
1980
- 1980-01-23 US US06/114,688 patent/US4306283A/en not_active Expired - Lifetime
- 1980-01-23 ZA ZA00800387A patent/ZA80387B/xx unknown
- 1980-01-23 DE DE8080300212T patent/DE3069579D1/de not_active Expired
- 1980-01-23 EP EP80300212A patent/EP0015641B1/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3069579D1 (en) | 1984-12-13 |
| JPS55100037A (en) | 1980-07-30 |
| US4306283A (en) | 1981-12-15 |
| EP0015641B1 (en) | 1984-11-07 |
| EP0015641A2 (en) | 1980-09-17 |
| ZA80387B (en) | 1981-01-28 |
| EP0015641A3 (en) | 1980-10-01 |
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