JPH0740761B2 - 交流電気車の制御装置 - Google Patents

交流電気車の制御装置

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JPH0740761B2
JPH0740761B2 JP60082413A JP8241385A JPH0740761B2 JP H0740761 B2 JPH0740761 B2 JP H0740761B2 JP 60082413 A JP60082413 A JP 60082413A JP 8241385 A JP8241385 A JP 8241385A JP H0740761 B2 JPH0740761 B2 JP H0740761B2
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Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は交流電気車の制御装置に係り、特に力率の改善
と誘導障害の軽減に好適な制御装置に関する。
〔発明の背景〕
交流電気車は、電車線から得られる単相交流を変圧器で
降圧し、その複数の２次巻線に対応して電力変換器を夫
々接続し、直流側で縦続接続したこれらの電力変換器の
出力を直流電動機へ供給するようにして主回路が構成さ
れる。ここで、上記の電力変換器は、サイリスタとダイ
オードを混合した混合ブリツジあるいは全サイリスタブ
リツジが用いられ、サイリスタの位相制御により直流出
力電圧を調整して速度制御やけん引力制御が行われる。
この出力電圧の広範囲に亘る調整のため、複数のブリツ
ジを順次位相制御する積重ね制御と呼ばれる方式が広く
採用されている。
このような位相制御方式には、必然的に、力率の悪化と
高調波電流の増大の問題を伴う。
交流電気車の力率改善と高調波電流の低減手法として、
例えば、特開昭56−19305号公報に開示されているよう
に、直流側で縦続接続された各電力変換器の交流端子間
に、夫々、力率改善装置を接続するものがある。この力
率改善装置は、コンデンサＣ、リアクトルＬおよび抵抗
Ｒを直列接続したものが一般的であり、進み力率をとる
波器とも言える。
ところで、このように、複数の電力変換器の夫夫に対応
して力率改善装置を接続する場合、一般には、同一容量
のものが接続されるが、 （１） 力率改善装置を複数に分割するために、これら
を接続・切離しするためのサイリスタスイツチなどの開
閉手段も複数組必要となり、その制御装置も含めて、複
雑化し不経済である。
（２） 力率改善装置を構成する部品も、分割される
程、全体として、寸法、重量は大きくなつてしまう。
（３） しかも、所望の力率を達成するために必要とな
る総容量の力率改善装置によつては、高調波電流を効果
的に抑制できない。
という欠点がある。
このため、例えば、特開昭56−42819号公報や特開昭55
−100037号公報に開示されているように、コンデンサ、
リアクトルおよび抵抗から成る集約された単一の力率改
善装置を、電力変換器のうち１つの交流入力端子に接続
したものが知られている。すなわち、前者のものは縦続
接続した電力変換器のうち、最初に位相制御される電力
変換器の交流入力端子に挿脱自在の力率改善装置を接続
し、必要に応じて挿脱している。この方式では低速域で
の力率改善及び電源系統に流れる高調波低減効果は大で
あるが、中高速域になると、前記力率改善装置が接続さ
れていない電力変換器が位相制御されるため、電源系統
に流れる高調波電流が増大する問題がある。
一方、後者のものは、前記縦続接続した電力変換器のう
ち、後から位相制御される電力変換器側に、力率改善装
置を接続している。この方式によれば、中高速域では電
源系統に流れる高調波電流を低減できるが、低速域では
前記力率改善装置（波器）が接続されていない電力変
換器が位相制御されるので電源系統に流れる高調波電流
が増大する問題がある。
このように、力率改善装置を集約すれば、その寸法、重
量および価格の低減を図りうるが、やはり、力率改善と
高調波低減とを共に有効に達成するには不十分であつ
た。
〔発明の目的〕
本発明の目的は、電気車の走行状態によつて変化する交
流電源系統の力率改善と高調波電流の低減をより効果的
に達成できる交流電気車の制御装置を提供することにあ
る。
〔発明の概要〕
本発明の主特徴とするところは、変圧器の複数の２次巻
線に夫々交流側を接続され、直流側で互いに縦続接続さ
れて主電動機に給電する複数の電力変換器と、少くとも
ひとつの電力変換器の交流側に接続された力率改善装置
とを備えた交流電気車において、位相制御中の電力変換
器の位相制御角と、他の電力変換器の位相制御角とを切
換え、等価的に前記力率改善装置を２つの電力変換器間
で接続換えすることである。
これにより、力率の改善を図りつつ、高調波電流につい
ても、全制御領域に亘つて効果的に抑制する。
〔発明の実施例〕
第１図は、本発明の一実施例を示す交流電気車の制御装
置の構成図であり、電力変換器は２段縦続接続であり、
第２図は、電力変換器の動作図である。一般に交流電気
車は、第１図のように架線ＴＷより交流電圧を変圧器Ｔ
ｒの１次巻線N1で受電し、変圧器２次巻線N21及びN22を
介して電力変換器Ｂr1,Br2の交流端子に加えられる。電
力変換器の直流側は縦続接続され、平滑リアクトルＬＤ
と直列に主直流電動機Ｍが接続されている。更に、電力
変換器Ｂr1の交流端子には力率改善と交流電源系統に流
れる電流Ｉｐ（以下パンタ電流と称する）に含まれる高
調波電流低減を兼ねて、力率改善装置（波器）PFCが
接続されている。この波器は例えば第１図のように、
逆並列に接続したサイリスタTh5,Th6、これと直列に抵
抗ＲＳ、リアクトルＬＳおよびコンデンサＣＳが接続さ
れたもので構成され、必要に応じて投入及び開放（挿
脱）される。また、電力変換器Ｂr1,Br2はそれぞれサイ
リスタTh1,Th2、ダイオードD1,D2、及びサイリスタTh3,
Th4、ダイオードD3,D4の混合ブリツジで構成され、第２
図（Ａ）あるいは（Ｂ）のように積重ね制御（順序制
御）される。
第２図（Ａ）の制御方式では、まず電力変換器Ｂr1が位
相制御され、次に電力変換器Ｂr2が位相制御される。す
なわち、第１図に示した電流制御系に電動機電流Ｉｍの
基準信号Ｉmpが与えられると、まず移相器A1が位相制御
信号T1,T2を発生しロジツク回路Logを介して電力変換器
Ｂr1のサイリスタTh1,Th2にゲート制御信号Th1G,Th2Gを
加える。その結果電力変換器Ｂr1は直流電圧Ed1を出力
する。ここで、移相器A1が発生する位相制御信号T1及び
T2の制御角をα１とすれば、第２図のように電力変換器
Ｂr1の直流電圧Ed1は制御角α１の減少に応じて増大し
てゆく。従つて、電気車の速度ｖの上昇に伴つて直流電
動機Ｍの発生電圧が増加すると、電流制御系の動作によ
り、それに見合つて電力変換器Ｂr1の出力電圧Ed1を上
昇させるため制御角α１を小さくする。電動機電流Ｉｍ
は電流制御系に負の帰還信号ＩmFとして入力され、基準
信号Ｉmpと比較され、その偏差値を移相器A1,A2に与え
ている。この偏差値が移相器A2に入力しているバイアス
電圧ＶＢよりも大きくなると、移相器A2が位相制御信号
T3,T4を発生し、ロジツク回路Logを介して電力変換器Ｂ
r2のサイリスタTh3,Th4にも、ゲート制御信号Th3G,Th4G
を加え直流電圧Ed2を発生し（α2max点以降）、その後
は、両変換器Ｂr1とＢr2の出力電圧が互いにずれを持つ
た形（実際には位相制御角α１とα２間に75゜程度の予
定のずれをもつた形）で、それらの和により、電流制御
を行う。
ところで、交流電気車運転時における誘導障害の程度の
目安として、一般に等価妨害電流Ｊｐが用いられてい
る。これは（１）式で示されるように、高調波電流Ｉｎ
に国際電信電話諮問委員会で定めた評価係数Ｓｎを掛け
て求めるものであり、電源系統に流れる高調波電流によ
つて大きく影響される。
ここで、波器PFCの接続と、電力変換器の位相制御に
よる上記等価妨害電流Ｊｐの大きさについて説明する。
第１図に示したような電気車の電力変換器ではその電力
変換器Ｂr1及びＢr2が位相制御されると、それに伴つて
多くの高調波電流が発生する。これらの高調波電流は、
通常電力変換器の直流側には平滑用リアクトルＬＤが接
続されており、直流側のインピーダンスは交流側のイン
ピーダンスに比べ十分大きいため定電流源として考える
ことができる。すなわち、第１図の電力変換器Ｂr1,Br2
の位相制御によつて発生する高調波電流のみを考慮する
と、第３図（Ａ）に示した等価回路で表わされる。ま
た、第３図（Ａ）の等価回路は、第１図の電力変換器Ｂ
r1のみを位相制御した場合の等価回路第３図（Ｂ）と、
電力変換器Ｂr2のみを位相制御した場合の等価回路第３
図（Ｃ）とに分割できる。
第３図の等価回路において、Ｎｌは架線側インピーダン
スであり、抵抗分をＲｌリアクタンス分をＬｌとし、ま
た、ＺＳは波器インピーダンスであり抵抗分をＲＳ、
リアクタンス分をＬＳ、キヤパシタンスをＣＳとする。
また、Ｚｔは変圧器インピーダンスであり、抵抗分をＲ
ｔ、リアクタンス分をＬｔ及びＬta（リアクタンスマト
リツクスで負の部分）として、電源系統に流れ込む電流
ｉＳ及びｉS1,iS2を求めると（２）〜（４）式のように
なる。
ｉＳ＝ｉS1＋ｉS2 …（２） ここでωは角周波数で各高調波の周波数をｆｎとすれ
ば、ω＝２πｆｎで表わされる。
第４図は、定格出力約3,000kWの交流機関車の例をとつ
て、（３），（４）式より、波器PFCが接続されてい
ない電力変換器Ｂr2を位相制御した場合に発生する高調
波電流i2が電源系統に分流する比率ｉS2/i2、及び波
器が接続されている電力変換器Ｂr1を位相制御した場合
に発生する高調波電流i1が電源系統に分流する比率ｉS1
/i1を、各高調波成分ｆｎを変化し、高調波次数ｎ
ｆ（交流電源周波数50Hzをｎｆ＝１とした）に対して求
めたものである。このとき使用した各定数は次の通りで
ある。
架線側リアクタンスＬｌ＝7.95μＨ 架線側抵抗Ｒｌ＝70.8μΩ 変圧器リアクタンスＬｔ＝175.7μＨ 変圧器リアクタンスＬta＝−55.4μＨ 変圧器抵抗分Ｒｔ＝7.8mΩ 波器コンデンサＣＳ＝4100μＦ 波器リアクタンスＬＳ＝240μＨ 波器抵抗ＲＳ＝0.02Ω ここで、変圧器リアクタンスＬtaは前述したように、変
圧器マトリツクスにおいてリアクタンス分が負となる部
分であり、この値は変圧器の巻線構造によつて変化す
る。すなわち、変圧器の１次と２次巻線及び２次巻線相
互間の結合が非常に良い場合（すなわち密結合変圧器は
変圧器マトリツクスにおいて負の部分が生じるが、１次
と２次巻線及び２次巻線相互間の結合が悪い場合（すな
わち疎結合変圧器）は、変圧器マトリツクスにおいて負
の部分は生じない。なお、変圧器を小形化しようとする
と一般に密結合変圧器となる。
第４図より、波器PFCが接続されていない電力変換器
Ｂr2を位相制御した場合、高調波次数ｎｆが３（すなわ
ち、ｆｎ＝150Hz）以上では、分流比ｉS2/i2は１よりも
大きくなつており、高調波電流が増幅されて電源系統に
流れ込むことがわかる。したがつてこの領域では高調波
電流が増大し、前記等価妨害電流Ｊｐが増大することに
なる。
一方、波器PFCが接続されている電力変換器Ｂr1を位
相制御した場合の分流比ｉS1/i1は、高調波次数ｎｆが
３（ｆｎ＝150Hz）以上では約0.5以下である。これは、
波器PFCが高調波電流を吸収し、電源系統に流れる高
調波電流を低減していることを示し、前記等価妨害電流
Ｊｐが低減されることが明らかである。
すなわち、（３）式からも明らかなように、変圧器マト
リツクスにおいて負のリアクタンス分−Ｌtaが大きくな
るほど分流比ｉS2/i2が大きくなり高調波成分が増幅さ
れる。
第５図は、出力約3000kWの交流機関車の速度ｖに対する
等価妨害電流Ｊｐと、波器PFC開放時のパンタ電流Ｉ
ｐの特性図の一例である。第５図において、Ｊp0は第１
図の波器PFCを開放したままの場合、Ｊp1は波器PFC
を投入し第２図（Ａ）の順序で積重ね制御をした場合、
Ｊp2は波器PFCを投入し第２図（Ｂ）の順序で積重ね
制御をした場合の特性である。図から明らかなように、
等価妨害電流Ｊｐは、電気車の走行速度（各変換器の制
御位相角）で変化する。なお、電気車が変電所直下を走
行する場合と、変電所末端を走行する場合とでは架線イ
ンピーダンスが異なり等価妨害電流Ｊｐが変化するの
で、等価妨害電流Ｊｐが最も大きくなる条件（すなわ
ち、変電所直下を走行中）で求めた。
第５図から明らかなように、波器PFCを最初に制御す
る電力変換器Ｂr1の交流端子に接続した場合の等価妨害
電流Ｊp1は、電気車が低速域（約15Km/h以前）では小さ
いが、それ以後では波器PFCを接続しない場合の等価
妨害電流Ｊp0よりも大きくなる。これは前述したよう
に、波器PFCが接続されていない電力変換器Ｂr2を位
相制御すると、交流電源系統に流れる高調波電流が増幅
されるためである。
一方、波器PFCを後段で位相制御される電力変換器Ｂ
r1の交流端子に接続した場合の等価妨害電流Ｊp2は、電
気車の低速域（約20Km/h以下）では波器PFCを接続し
ない場合の等価妨害電流Ｊp0よりも大きくなつている。
しかし、電気車速度が約20Km/h以上では等価妨害電流Ｊ
p2は小さくなる。
このように、１つの波器PFCを第１図のように縦続接
続した電力変換器のどの交流端子に接続しても、電気車
の走行状態あるいは運転状態によつて必らず等価妨害電
流Ｊｐが増大する領域がある。
さて、第１図に戻つて、本発明の望ましい一実施例を説
明する。
まず、力率改善装置PFCの投入について述べれば、前記
特開昭55−100037号公報に開示されたように、パンタ電
流Ｉｐに比例した電流信号Ｉａが予定値に達したことを
投入制御装置PFCCで検出して、ゲート信号Th5G,Th6Gを
発生し、夫々ゲートアンプ（図示せず）を介してサイリ
スタTh5およびTh6を点弧する。これは、変圧器Ｔｒの３
次巻線N3から交流電圧ｅａを検出し、電流Ｉａとの関係
から力率あるいは相当信号を検出して投入制御を行うこ
ともできる。
第１図のＣｐは比較器であり例えば、電気車速度ｖの基
準信号ＶRFと電気車速度ｖを比較し、ＶRFｖの条件で
出力Ｇを出し、その出力Ｇをロジツク回路Logに加え
る。この出力Ｇが例えば論理値で“0"のときは移相器A1
及びA2の位相制御信号T1,T2及びT3,T4はそれぞれロジツ
ク回路Logを介してTh1G,Th2G及びTh3G,Th4Gとなり図示
しないゲートアンプを介して、夫々サイリスタTh1,Th2
及びTh3,Th4に加えられる。
次に、上記ＶRFｖの条件が成立し、比較出力Ｇが“0"
から“1"に変化すると、ロジツク回路Logでは次のよう
な位相制御信号の切換えを行う。すなわち、移相器A1が
発生する位相制御信号T1及びT2と移相器A2が発生する位
相制御信号T3及びT4をそれぞれ切換え、電力変換器Ｂr1
及びＢr2の制御状態を切換える。このような位相制御信
号切換えにより第２図（Ａ）による積重ね制御の途中か
ら第２図（Ｂ）の制御方式に切換えることとなり、これ
は、第２図（Ａ）の制御を続行するものと比べると、そ
の制御の途中で、波器PFCを変換器間で接続換えした
に等しい。
第６図は、このような切換えを行うためのロジツク回路
Logの基本構成である。α１及びα２は夫々移相器A1及
びA2の位相制御信号T1,T2及びT3,T4の制御角である。Ｇ
は前記比較器Ｃｐの出力、SW1,SW2は開閉器、Ｂr1,Br2
は第１図の各電力変換器である。第６図において、例え
ば比較器出力Ｇ＝“0"のときはSW1,SW2はそれぞれ接点a
1,a2側に接触し、制御角α１は電力変換器Ｂr1に伝えら
れ、制御角α２は電力変換器Ｂr2に伝えられる。次に、
比較器出力Ｇが“1"になると、SW1,SW2はそれぞれ接点b
1,b2に接触し、制御角α１で電力変換器Ｂr2を制御し、
制御角α２で電力変換器Ｂr1を制御する。
第７図は、ロジツク回路Logの具体例を示したものであ
り、インヒビツトゲートI1〜I4、アンドゲートA1〜A4お
よびオアゲートO1〜O4から成る。第８図はそれによる電
力変換器Ｂr1,Br2の位相角切換え時の動作図である。い
ま第７図の移相器A1及びA2の出力T1,T2及びT3,T4は、電
動機電流基準信号Ｉmpと電動機電流帰還信号ＩmFの偏差
によつて、第８図に示したような制御遅れ角α１及びα
２で出力しているものとする。このとき、第８図のt0〜
t1の期間では、例えば電気車速度ｖがその速度基準値Ｖ
Rfよりも低く、ｖ＜ＶRfの状態となつており、比較器Ｃ
ｐの出力Ｇは論理値でＧ＝“0"となつている。従つて、
ロジツク回路Logはこの状態では、移相器A1の出力T1を
第１図のサイリスタTh1のゲート制御信号Th1Gとして出
力し、T2をサイリスタTh2のゲート制御信号Th2Gとして
出力する。また移相器A2の出力T3をサイリスタTh3のゲ
ート制御信号Th3Gとして出力し、T4をサイリスタTh4の
ゲート制御信号Th4Gとして出力する。このとき第８図で
も明らかなように電力変換器Ｂr1は制御角α１で、Ｂr2
は制御角α２で制御され、それらの出力電圧Ed1,Ed2及
び電力変換器全出力電圧Edの波形はそれぞれ図示のよう
になる。
次に、電気車の速度ｖが上昇し、電気車速度ｖとその基
準値ＶRfの関係がｖ≧ＶRfになり、比較器Ｃｐの出力Ｇ
が第８図のt1の点でＧ＝“1"となつたとする。ここで、
この比較器Ｃｐは図示していないが交流電圧（すなわち
電源電圧）のゼロクロスポイントに同期して出力Ｇを出
すように構成されている。
この状態（Ｇ＝“1"）になると、ロジツク回路Logは、
移相器A1の出力T1をゲートA2,O2を介して第１図のサイ
リスタTh3のゲート制御信号Th3Gとして出力し、T2をサ
イリスタTh4のゲート制御信号Th4Gとして出力する。更
に移相器A2の出力T3をサイリスタTh1のゲート制御信号T
h1Gとして出力し、T4をサイリスタTh2のゲート制御信号
Th2Gとして出力する。このとき、第８図に示すようにt1
以後は電力変換器Ｂr1は位相角α21で、Ｂr2は位相角α
11で位相制御され、それぞれの出力電圧Ed1,Ed2は大き
く変化する。しかし、電力変換器全出力電圧Edは、位相
角切換え以前（t0〜t1の期間）と全く同様であり、この
位相角切換えによる電圧電流の変化は極めて小さく、問
題はない。
この位相角の切換えによる両変換器Ｂr1およびＢr2の出
力電圧Ed1およびEd2並びに総合出力電圧Edは第９図のよ
うになる。すなわち、両変換器がいずれも可制御電圧領
域にある状態で、第２図（Ａ）から第２図（Ｂ）へと切
換えることになる。
さて、波器PFCは電力変換器Ｂr1,Br2の位相制御によ
つて発生する高調波成分を吸収し、パンタ電流Ｉｐに含
まれる高調波成分を低減し、かつパンタ電流Ｉｐの基本
波成分に対しては無効電力補償を行う進相コンデンサと
して動作する。そして、無効電力補償効果は、進相コン
デンサ容量によつてほとんど決まるものであり、波器
PFCの接続位置が変化してもほとんど変化しない。従つ
て、第１図に示された波器PFCは、最悪条件でも力率
を例えば、0.9以上に保てるだけの進相容量をもつもの
である。
第10図に、本実施例による効果を第５図と対応して示
す。
第10図において、Ａの期間はパンタ電流Ｉｐが波器投
入レベルに達する以前の期間であり、波器PFCは開放
状態にある。次に、例えばパンタ電流Ｉｐが第10図のP1
点で波器投入レベルに達し、PFC投入制御回路PFCCが
信号Th5G,Th6Gを発生し、第１図のサイリスタTh5,Th6を
点弧し波器投入を行う。
この波器投入は、変換器Ｂr1のみを位相制御している
領域あるいは、変換器Ｂr2を位相制御はじめの付近で行
われる。
従つて、それまで等価妨害電流ＪｐはＪp0で増加の傾向
にあつたものが、P2点からP3点まで減少し、Ｊp1のレベ
ルへ移る。
次に、電気車速度ｖの上昇に伴つて、電力変換器Ｂr1,B
r2の位相制御が進むと、第10図Ｂの期間に示したよう
に、等価妨害電流ＪｐはP3点からP4点に向つて増加す
る。この期間は、第８図および第９図で説明したように
電力変換器Ｂr1を位相制御角α１で制御し、電力変換器
Ｂr2を位相制御角α２で制御している期間である。した
がつて、等価妨害電流Ｊｐは第５図の等価妨害電流Ｊp1
の特性と同様であり、このままでは、電気車速度ｖが20
Km/h以上ではＪp2を越えて増大する。
そこで、この速度ｖ＝20Km/hを、比較器Ｃｐで検出し
て、出力Ｇを“1"とする。これにより、論理回路Log
は、前述したように両変換器の位相角が逆転するように
切換える。
従つて、点P4以降のＣ領域では、第２図（Ｂ）の制御状
態となり、等価的に、波器PFCを両変換器間で接続換
えを行つたようになり、等価妨害電流ＪｐはＪp2の低い
値となる。
この結果、第10図から明らかなように、等価妨害電流Ｊ
ｐは、全制御域に亘つて、通常、電気車で要求されるレ
ベル以下に抑えることができるのである。
以上のように、本実施例によれば電気車の走行状態ある
いは運転状態によつて、縦続接続された電力変換器のう
ち、先に位相制御される電力変換器の位相制御角と、後
から制御される電力変換器の位相制御角を切換える（交
換する）ことにより、力率改善と共に、電源系統に流れ
る高調波電流を低減し、等価妨害電流Ｊｐを低減する効
果がある。
また、第11図は本実施例によつて第１図に示したような
波器PFCの原価低減が行える１例を示したものであ
る。例えば前記したように波器PFCのコンデンサＣＳ
の容量4100μＦを100％とし、そのとき補償する力率λ
を0.9以上、等価妨害電流Ｊｐの最大値Ｊpmaxを9.5A以
下とする。このような場合、波器PFCのコンデンサＣ
Ｓの容量は、ほとんど等価妨害電流の最大値Ｊpmaxで決
つてしまうことが多い。このため、力率λに対しては過
補償となり、前記した波器投入のレベルが高くなり力
率改善範囲が狭くなつてしまう場合がある。そこで、
波器PFCのコンデンサ容量を第11図のように例えば13％
減少して87％とすると、等価妨害電流最大値Ｊpmaxは従
来技術においてはP5点に移動し、補償値9.5Aを越えてし
まう反面、力率λはP6点へ移動し補償値0.9以上を満足
するのである。
そこで、本実施例を使用すれば、等価妨害電流最大値は
第10図から明らかなように、第11図のP7点まで減少でき
る。また、このときの力率λは、P6点からP8点に移動す
るがほとんど変化しない（0.91→0.909）ことが判る。
本発明の第２の実施例を第12図を参照して説明する。第
12図において、第１図に示した部材と同一部材は同一符
号で示し、その動作なども同様であるので詳細な説明は
省略する。N23,N24は変圧器Ｔｒの２次巻線で、それぞ
れ電力変換器Ｂr3,Br4の交流入力端子に接続されてい
る。電力変換器Ｂr3,Br4はそれぞれダイオードD5,D6、
サイリスタTh7,Th8及びダイオードD7,D8、サイリスタTh
9,Th10の混合ブリツジで構成され、直流側で縦続接続さ
れて、電気車の他方の台車に装架された駆動電動機M1に
平滑リアクトルＬD1を介して接続される。従つて、変圧
器２次巻線N23,N24を含む電力変換器Ｂr3,Br4は、別の
２次巻線N21,N22を含む電力変換器Ｂr1,Br2と同じ構成
で、その動作も同様であるから、電流制御系なども同様
に構成される。すなわち、電力変換器Ｂr3,Br4を位相制
御する移相器A3,A4及びその位相器A3,A4の出力T5〜T8を
入力とし、サイリスタTh7〜Th10のゲート制御信号を作
成するロジツク回路Log1などは、電力変換器Ｂr1,Br2を
位相制御する位相器A1,A2及びロジツク回路Logなどと同
様に構成される。また、波器PFC,PFC1の制御回路PFCC
1は前述と同じか、前述公報に述べられているように、
パンタ電流Ｉｐ（変圧器１次電流）及び交流電圧ｅａを
入力して行つても良い。
このような電気車回路においてはパンタ電流Ｉｐは前記
第１実施例で述べた場合の２倍となり、等価妨害電流Ｊ
ｐも増加する。従つて電力変換器Ｂr1とＢr2及びＢr3と
Ｂr4の位相切換えを、前記実施例で述べたように、必要
に応じて行えば等価妨害電流Ｊｐを前記第１実施例の場
合よりさらに効果的に低減できることは明らかである。
また、第12図では位相切換えを行うための比較器Ｃｐの
出力Ｇをそれぞれのロジツク回路Log及びLog1に共通に
与えているが、ロジツク回路Logに与える信号とLog1に
与える信号を、例えば時間的な差を設けるなどして別々
の信号としてもよい。
第13図は本発明の他の実施例を示したものであり、第１
図と同一符号で示したものはその動作及び機能も同様で
あるので説明は省略する。第13図において、第１のPFC1
1及び第２のPFC12は波器であり、それぞれサイリスタ
Th51,Th61及びTh52,Th62、抵抗ＲS11及びＲS12、リアク
トルＬS11及びＬS12、コンデンサＣS11及びＣS12で構成
され、それぞれ縦続接続された電力変換器Ｂr1,Br2の交
流端子に接続されている。これらの波器PFC11,PFC12
の投入は、１次電流Ｉｐのレベルを検出して実行する
が、２つの波器PFC11,PFC12は同時に投入されず、例
えば第１の波器PFC11を先に投入し、第２の波器PFC
12を後から投入するようにする。また、第１及び第２の
波器PFC11,PFC12のコンデンサ容量は同一とせず、そ
れぞれ異なるように設定する。例えば第１図のように
波器PFCを非分割とした実施例のコンデンサＣＳの容量
を100％とすれば、第13図の第１の波器PFC11のコンデ
ンサＣS11容量を60％、第２の波器PFC12のコンデンサ
ＣS12容量を40％に設定する。このように、波器を分
割した場合についても本発明を適用すれば、等価妨害電
流Ｊｐを以下の如くして低減することができる。
第14図は、出力約3000kWの交流機関車に適用した場合の
等価坊害電流Ｊｐ及び力率λ及び１次電流Ｉｐの特性で
ある。このとき、第１の波器PFC11のコンデンサＣS11
容量は上記したように、第１図の実施例の波器PFCの
コンデンサＣＳ容量の約60％、第２の波器PFC12のコ
ンデンサＣS12容量を約40％とした。また、第１の波
器PFC11は１次電流Ｉｐが50Aで投入され、第２の波器
PFC12は１次電流Ｉｐが100Aで投入されるようにした。
このとき、第１及び第２の波器PFC11,PFC12の共振周
波数は第１図の実施例で示した波器PFCの共振周波数
とそれぞれ等しくなるように、リアクトルＬS11及びＬ
S12の値を設定した。また、このときの制御方式は第２
図（Ａ）の方式とし、機関車の走行位置は変電所から約
10Km離れたところを走行中とした。第14図において、ａ
は第１及び第２の波器PFC11及びPFC12が開放されてい
るときの等価妨害電流Ｊｐ特性、ｂはそのときの力率λ
特性、ｃは同じく１次電流Ｉｐ特性である。ｄは第１の
波器PFC11が投入され第２の波器PFC12が開放されて
いるときの等価妨害電流Ｊｐ特性、ｅはそのときの力率
λ特性、ｆは同じく１次電流Ｉｐ特性である。ｇは第１
及び第２の波器PFC11,PFC12が投入されているときの
等価妨害電流Ｊｐ特性、ｈはそのときの力率λ特性であ
る。また、ｉは第１の波器PFC11と第２の波器PFC12
の接続個所を交換し、同様な制御を行なつた場合で、第
１及び第２の波器PFC11,PFC12が共に投入されている
ときの等価妨害電流Ｊｐ特性であり、ｊはそのときの力
率λ特性である。
ところで、実太線はv1点で第１の波器PFC11を投入
し、v2点で第２の波器PFC12を投入し、v3点で変換器
Ｂr1とＢr2の位相制御角切換えを行つた場合の等価妨害
電流Ｊｐ特性である。一方、点太線はこのときの力率λ
特性である。すなわち、v1点より低い速度領域では、第
１及び第２の波器PFC11,PFC12が開放されているので
等価妨害電流Ｊｐは、ａの特性上、力率λはｂの特性上
にある。次にv1点で１次電流Ｉｐがｃの特性上で50Aに
なり第１の波器PFC11が投入されると、等価妨害電流
Ｊｐはａの特性上からｄの特性に移行し、力率λはｂの
特性上からｅの特性に移行する。更にv2点で１次電流Ｉ
ｐがｆの特性上で100Aになり第２の波器PFC12が投入
されると、等価妨害電流Ｊｐはｄの特性上からｇの特性
に移行し、力率λはｅの特性上からｈの特性に移行す
る。次にv3点では変換器Ｂr1及びＢr2の位相制御角切換
えが行なわれ、等価妨害電流Ｊｐはｇの特性上からｉの
特性に移行し、力率λはｈの特性上からｊの特性に移行
する。すなわち、変換器Ｂr1,Br2の位相制御角切換を行
なうことによつて第１及び第２の波器PFC11及びPFC12
の接続個所を等価的に切換えたことになる。
ここで、v3点で変換器Ｂr1及びＢr2の位相制御角切換を
行なわない場合は、v3点より高い速度領域では等価妨害
電流Ｊｐはｇの特性上にあり、力率λはｈの特性上にあ
る。したがつて、v3点より高い速度領域で等価妨害電流
Ｊｐを低減すると共に力率λもv3点より高い速度領域で
は多少改善される。勿論、切換前の領域における等価妨
害電流Ｊｐも最小の状態が選定されている。このように
全域にわたり等価妨害電流Ｊｐ低減が図られている。ま
た、波器PFCの容量配分を本実施例の如く行うことに
より第14図で説明する如く特に低速領域での力率改善効
果が大きいことが分る。
次に、第１の波器PFC11のコンデンサＣS11容量を第１
図の実施例の場合の約40％、第２の波器PFC12のコン
デンサＣS12容量を60％として、第14図の場合と同様な
制御を行なうことが考えられる。
第15図は、上記のように第１及び第２の波器を設定し
（すなわち、第14図の特性を測定した第１及び第２の
波器PFC11及びPFC12の接続個所を交換した）第14図の特
性を測定したときと同様な制御を行なつた場合の等価妨
害電流Ｊｐ特性、力率λ特性、１次電流Ｉｐ特性であ
る。
第15図において、a,bおよびｃの特性は第１及び第２の
波器PFC11,PFC12が開放されているときの等価妨害電
流Ｊｐ特性、力率λ特性、１次電流Ｉｐ特性であり、第
14図の同一符号のものと同様である。ｋは第１の波器
PFC11を投入し、第２の波器PFC12が開放されていると
きの等価妨害電流Ｊｐ特性であり、ｌはそのときの力率
λ特性、ｍは同じく１次電流Ｉｐ特性である。ｉは第１
及び第２の波器PFC11,PFC12が投入されているときの
等価妨害電流Ｊｐ特性、ｊはそのときの力率λ特性であ
る。また、実太線及び点太線はv1点で第１の波器PFC1
1を投入し、v2点で第２の波器PFC12を投入したときの
等価妨害電流Ｊｐ特性及び力率λ特性である。すなわ
ち、v1点より低い速度領域では１次電流Ｉｐがｃの特性
上で50A以下であり、第１及び第２の波器PFC11,PFC12
は開放されており、等価妨害電流Ｊｐはａの特性上にあ
り、力率λはｂの特性上にある。次に、１次電流Ｉｐが
ｃの特性上で50Aに達して第１の波器PFC11がv1点で投
入されると、等価妨害電流Ｊｐはａの特性上からｋの特
性に移行し、力率λはｂの特性上からｌの特性に移行す
る。更に、１次電流Ｉｐが増加しｍの特性上で100Aに達
すると、第２の波器PFC12がv2点で投入され、等価妨
害電流Ｊｐはｋの特性上からｉの特性に移行し、力率λ
はｌの特性上からｊの特性に移行する。
これらの特性を第14図の特性と比較すると、管価妨害電
流Ｊｐは速度ｖが約30Km/hまでは第14図の等価妨害電流
Ｊｐより大きくなつており、かつ力率λも速度ｖが約25
Km/hまでは第14図の力率λよりも悪くなつている。
したがつて、コンデンサ容量の大きい波器PFCが接続
されている変換器を先に位相制御し、コンデンサ容量の
小さい方の波器PFCが接続されている変換器を後から
位相制御することにより等価妨害電流Ｊｐの低減効果及
び力率λの改善効果がある。
第16図は、本発明の別の電力変換器を用いた交流電気車
に適用した場合の実施例である。第16図において、第１
図に示した部材と同一部材は同一符号で示す。第16図が
第１図と異なる主な点は、電力変換器Ｂr11,Br21が全サ
イリスタブリツジで構成されていることであり、それに
伴つて当然ながら制御装置の構成も異つている。
すなわち、直流側で縦続接続された電力変換器Ｂr11,B
r12は、サイリスタTh1,Th2,Th11Th21及びTh3,Th4,Th31,
Th41で構成され、その直流出力側には第１図と同様な負
荷が接続されている。これらのサイリスタTh1〜Th4,Th
11〜Th4のゲート制御信号Th1G〜Th4G,Th11G〜Th41Gは、
第１図と同様な電流制御系によつて作成された位相制御
信号T1〜T4をロジツク回路Log2を介して作成される。
ところで、第16図のように電力変換器Ｂr11,Br21をサイ
リスタブリツジで構成した場合、電気車の力行運転（す
なわち順変換）時は、例えばサイリスタTh11,Th21及びT
h31,Th41をダイオード的点弧することによつて、前記の
実施例と同様な動作を行わせることが可能である。一
方、これらの電力変換器Ｂr11,Br21をインバータ運転
（逆変換）することによつて、電気車の運動エネルギー
を電力に変換してその電力を電源側に返還し、ブレーキ
力を得る、いわゆる回生ブレーキ運転が可能になる。第
17図はその回生ブレーキ運転時の動作図である。
すなわち、電気車の速度が十分高く直流電動機Ｍの回転
数が十分高くなつている状態で回生ブレーキ制御を行う
と、まず第16図において直流電動機電流Ｉｍの基準信号
Ｉmpが与えられると共に、力行信号Ｐが論理値でＰ＝
“0"になり、その反転信号（Ｐ＝“1"）が論理積ANDに
入力する。この論理積ANDのもう一方の入力として、各
サイリスタの転流余裕を定める最小制御進み角βminが
入力しており、この論理積ANDの出力はロジツク回路に
入力する。また、最小制御進み角βminは、例えば移相
器Ａγで作成されその値（βminの値）は最小制御進み
角基準信号Ｖβで求められる。また、回生ブレーキ時に
おいて、サイリスタの転流余裕角γ制御を行う場合は、
第16図に示したように、最小制御進み角βmin制御系を
構成し、例えばサイリスタの転流余裕角γを制御系に帰
還して行うことができる。
次に、直流電動機Ｍの発生電圧を第16図に示す極性のよ
うにするため図示してないが、直流電動機Ｍの界磁の極
性を切換える。このとき第17図に示したように、電力変
換器Ｂr11,Br21はその直流電動機Ｍで発生した電圧とほ
ぼ等しくなるような負の電圧Ed1,Ed2をそれぞれ最大に
発生するようにインバータ制御される。このため、電力
変換器Ｂr11,Br21の各サイリスタTh1,Th11,Th2,Th21及
びTh3,Th31,Th4,Th41は全て全開するように点弧され、
電力変換器全出力電圧Edの最大を−100％とすれば、そ
れぞれの電力変換器Ｂr11,Br21は−50％ずつ分担する。
従つて、直流電動機Ｍが発生した電圧と、電力変換器全
出力電圧Edの差によつて直流電動機電流Ｉｍが流れ、変
圧器Ｔｒの２次巻線N21,N22から１次巻線N1を介して架
線Ｔｗに電力が返還される。
次に、電気車の速度が低下して直流電動機Ｍの回転数が
減少し、その発生電圧が減少すると、電流制御系によつ
て、第17図に示すように移相器A1の移相角α１を最大α
1maxから徐々に減少させ、電力変換器Ｂr11の出力電圧E
d11を減少させる。さらに、電気車の速度が低下し、直
流電動機Ｍの発生電圧が減少すると、今度は移相器A2の
位相角α２を最大α2maxから速度に見合つて徐々に減少
させる。
このような回生ブレーキ制御においても、力率改善及び
等価妨害電流Ｊｐの低減は重要な問題となつており、第
16図に示したように前の実施例で述べたものと同様な
波器PFCを搭載している。この波器PFCの投入開放を行
う制御回路PFCCは、力行時と回生ブレーキ時で、波器
投入レベルを別々にすることが望ましく、基準値を力行
時と回生ブレーキ時で切換えれば良い。
また、等価妨害電流Ｊｐ低減については、電力変換器Ｂ
r11とＢr21の位相角を第17図の時点ｔで切換えることに
よつて達成できる。この場合も、力行時と回生ブレーキ
時では等価妨害電流Ｊｐの特性が異なるので、力行時と
回生ブレーキ時で、前記電力変換器Ｂr11とＢr21の位相
角を切換えるタイミングを選択する必要がある。例えば
第16図に示したように、速度ｖの基準信号ＶRf及びＶ
RfBのように２つの基準値を設けておき、力行信号Ｐが
論理値でＰ＝“1"のとき（例えば力行時）は基準信号Ｖ
Rfを使用し、Ｐ＝“0"のとき（例えば回生ブレーキ時）
は基準信号ＶRfBを使用し、力行時と回生ブレーキ時で
比較器Ｃｐの動作レベルを変える。
第６図，第７図の実施例ではロジツク回路Logを論理回
路で示したが、電気車制御装置をマイクロコンピユータ
などを用いて全デイジタル制御するものでは、このよう
なロジツク回路Logで構成した位相制御信号切換えはソ
フトウエアで行うことができる。
また、位相制御信号切換えは上記実施例では、電気車速
度ｖによつて判断しているが、電力変換器出力電圧や位
相制御角は、速度ｖと所定の関係があるので、これらを
用いることは速度相当信号を用いるものと言うことがで
き、更に、パンタ電流、高調波電流あるいは等価妨害電
流などを検出してもよく、これらの少なくとも２つ以上
の論理的条件によつても良い。
〔発明の効果〕
以上のように本発明によれば、力率改善と共に等価妨害
電流を低減できるので、通信線や信号線への誘導障害を
低減する交流電気車の制御装置を提供することができ
る。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の一実施例を示す交流電気車の制御装置
の構成図、第２図は積重ね制御の動作図、第３図は本発
明を説明するための等価回路図、第４図は高調波電流が
電源へ分流する率を示す図、第５図はパンタ電流および
等価妨害電流Ｊｐの測定値を示す図、第６図および第７
図は夫々ロジツク回路の基本構成と具体構成を示す図、
第８図および第９図は本発明の一実施例における電圧波
形および出力電圧の変化説明図、第10図はその作用を説
明するパンタ電流と等価妨害電流Ｊｐの測定値を示す
図、第11図は同じくＪｐと力率λの変化を示す図、第12
図および第13図は本発明による夫々他の実施例構成図、
第14図および第15図はその作用説明図、第16図は本発明
の他の実施例構成図、第17図はその回生時の出力電圧の
変化を示す図である。 PFC……波器、Ｔｒ……変圧器、Ｂr1〜Ｂr4,Br11,B
r21……電力変換器、ｖ……速度、ＶRf,VRfB……速度基
準信号、Ｃｐ……比較器、Log,Log1……ロジツク回路、
A1〜A4,Aγ……移相器、α1,α２……位相角、Ｇ……位
相角切換信号、Ｊｐ,Jp0〜Ｊp2……等価妨害電流。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 今井 勇人 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立工場内 (72)発明者 田村 薫 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立工場内 (72)発明者 三浦 昭鎚 茨城県日立市国分町１丁目１番１号 株式 会社日立製作所国分工場内 (56)参考文献 特開 昭59−47977（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−100037（ＪＰ，Ａ) 「交流電気車両要論」、電気車研究会、 昭和46年12月１日

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】複数の２次巻線を備えた変圧器と、これら
    の２次巻線電圧を夫々交流入力とし直流側で互いに縦続
    接続された複数の電力変換器と、これらの電力変換器に
    よって給電される電気車の主電動機と、上記各電力変換
    器を順次位相制御する手段と、これらの電力変換器の少
    なくとも一つの交流入力端子間に接続されたコンデンサ
    とリアクトルを含む力率改善手段を備えた交流電気車の
    制御装置において、上記力率改善手段を接続した電力変
    換器及び他の電力変換器が共に位相制御される期間に、
    これら電力変換器が制御している位相制御角を相互で切
    換える手段を設け、上記力率改善手段をこれらの電力変
    換器間に等価的に接続換えすることを特徴とする交流電
    気車の制御装置。
  2. 【請求項２】上記位相制御角切換手段は、電気車の速度
    相当信号が予定値に達したことに応動する第１項記載の
    交流電気車の制御装置。
  3. 【請求項３】上記位相制御角切換手段は、交流入力電流
    が予定値に達したことに応動する第１項記載の交流電気
    車の制御装置。
  4. 【請求項４】上記位相制御角切換手段は、交流入力電流
    に含まれる高調波電流が予定値に達したことに応動する
    第１項記載の交流電気車の制御装置。
  5. 【請求項５】上記位相制御角切換手段は、交流入力電流
    に含まれる等価妨害電流が予定値に達したことに応動す
    る第１項記載の交流電気車の制御装置。
  6. 【請求項６】上記各電力変換器は順逆変換可能な電力変
    換器であり、上記位相制御角切換手段は、電力変換器の
    順変換動作時と逆変換動作時とで異なる予定値に応動す
    る第１項記載の交流電気車の制御装置。
  7. 【請求項７】複数の２次巻線を備えた変圧器と、これら
    の２次巻線電圧を夫々交流入力とし直流側で互いに縦続
    接続された複数の電力変換器と、これらの電力変換器に
    よって給電される電気車の主電動機と、上記各電力変換
    器を２つの電力変換器が互いの位相制御角に差を持って
    共に位相制御されるモードを持つように順次位相制御す
    る手段と、これらの電力変換器の少なくとも一つの交流
    入力端子間に接続されコンデンサとリアクトルを含む力
    率改善手段と、上記２つの電力変換器が共に位相制御さ
    れるモードにおいて、上記力率改善手段を接続された電
    力変換器の出力電圧が他の電力変換器の出力電圧と比較
    して小さくなるように２つの電力変換器の位相制御角を
    互いに切換える手段を備えたことを特徴とする交流電気
    車の制御装置。
  8. 【請求項８】上記力率改善手段は、上記交流入力端子間
    に挿脱自在に接続され、上記２つの電力変換器が共に位
    相制御されるモードとなる前に予定の電気料に応動して
    投入される第７項記載の交流電気車の制御装置。
  9. 【請求項９】上記位相制御角切換え手段は、２つの移相
    手段の出力を論理的に切換える手段を含む第７項記載の
    交流電気車の制御装置。
  10. 【請求項１０】複数の２次巻線を備えた変圧器と、これ
    らの２次巻線電圧を夫々交流入力とし直流側で互いに縦
    続接続された複数の電力変換器と、これらの電力変換器
    によって給電される電気車の主電動機と、上記各電力変
    換器を順次位相制御する手段と、２以上の電力変換器の
    交流入力端子間に夫々接続されコンデンサとリアクトル
    を含む互いに異なる容量を持つ力率改善手段を備えた交
    流電気車の制御装置において、容量の大きな力率改善手
    段を接続した電力変換器の出力電圧が小さくなるように
    これら電力変換器の位相制御角を互いに切換える手段を
    備えた交流電気車の制御装置。
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US06/853,552 US4700283A (en) 1985-04-19 1986-04-18 Control system for an electric locomotive having AC to DC converters
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20180045966A (ko) * 2016-10-26 2018-05-08 현대자동차주식회사 권선형 동기 전동기를 이용한 충전 시스템

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07323764A (ja) * 1994-05-31 1995-12-12 Meidensha Corp 直流式電気鉄道の給電装置
US7064507B2 (en) 2004-02-17 2006-06-20 Railpower Technologies Corp. Managing wheel skid in a locomotive
WO2005084335A2 (en) * 2004-03-01 2005-09-15 Railpower Technologies Corp. Cabless hybrid locomotive
EP1723018A4 (en) * 2004-03-08 2008-08-13 Railpower Technologies Corp CONFIGURATION OF HYBRID LOCOMOTIVE
US7349797B2 (en) 2004-03-30 2008-03-25 Railpower Technologies Corp Emission management for a hybrid locomotive
WO2005114810A1 (en) 2004-05-17 2005-12-01 Railpower Technologies Corp. Automated battery cell shunt pypass
WO2006020667A2 (en) 2004-08-09 2006-02-23 Railpower Technologies Corp. Locomotive power train architecture
US7940016B2 (en) 2004-08-09 2011-05-10 Railpower, Llc Regenerative braking methods for a hybrid locomotive
US7565867B2 (en) 2004-09-03 2009-07-28 Frank Wegner Donnelly Multiple engine locomotive configuration
CA2544910C (en) 2005-04-25 2013-07-09 Railpower Technologies Corp. Multiple prime power source locomotive control
US7661370B2 (en) 2005-10-19 2010-02-16 Railpower, Llc Design of a large low maintenance battery pack for a hybrid locomotive
US20080288132A1 (en) * 2007-05-16 2008-11-20 General Electric Company Method of operating vehicle and associated system
JP5558022B2 (ja) * 2009-04-15 2014-07-23 株式会社東芝 電気車の蓄電制御装置及び蓄電制御方法
EP2535220B1 (en) * 2011-06-16 2019-12-18 Bombardier Transportation GmbH Method for controlling a drive unit of a vehicle, a drive unit and an electrical train
RU2581603C1 (ru) * 2015-03-20 2016-04-20 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Московский государственный университет путей сообщения" МГУПС (МИИТ) Выпрямительно-инверторный преобразователь
RU2706422C1 (ru) * 2019-02-20 2019-11-19 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Дальневосточный государственный университет путей сообщения" (ДВГУПС) Преобразователь однофазно-постоянного тока

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE377412B (ja) * 1973-10-23 1975-06-30 Asea Ab
JPS5532084B2 (ja) * 1974-02-21 1980-08-22
JPS5332331A (en) * 1976-09-06 1978-03-27 Hitachi Ltd Controlling for electrical power converting device
DE2920275A1 (de) * 1978-05-25 1979-12-13 Hitachi Ltd Elektrischer umformer fuer wechselstromgespeiste elektrofahrzeug
JPS55100037A (en) * 1979-01-24 1980-07-30 Hitachi Ltd Electric power converter
SE445283B (sv) * 1979-04-09 1986-06-09 Asea Ab Stromriktarutrustning for matning av en eller flera likstromsbelastningar
SE7905534L (sv) * 1979-06-25 1980-12-26 Asea Ab Stromriktare
JPS6042681B2 (ja) * 1979-11-07 1985-09-24 株式会社日立製作所 交流電気車の力率改善方式
JPS5947977A (ja) * 1982-09-10 1984-03-17 Hitachi Ltd 電力変換器の制御装置
US4420713A (en) * 1982-09-30 1983-12-13 General Electric Company Turn-off control means for an ac-to-dc electric power converter
US4471421A (en) * 1982-09-30 1984-09-11 General Electric Company Means for controlling a forced commutated hybrid a-c to d-c electric rectifying bridge to avoid reverse recovery overvoltage in the diode leg
JPS59159602A (ja) * 1983-03-03 1984-09-10 Toshiba Corp 交流電車用サイリスタ点弧角制御装置
JPS59222079A (ja) * 1983-05-31 1984-12-13 Toshiba Corp 電力変換装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
「交流電気車両要論」、電気車研究会、昭和４６年１２月１日

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20180045966A (ko) * 2016-10-26 2018-05-08 현대자동차주식회사 권선형 동기 전동기를 이용한 충전 시스템

Also Published As

Publication number Publication date
CN86102665A (zh) 1986-11-05
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CN1003922B (zh) 1989-04-19
DE3681950D1 (de) 1991-11-21
EP0199315A2 (en) 1986-10-29
JPS61244201A (ja) 1986-10-30
US4700283A (en) 1987-10-13

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