JPS61281706A - 発振回路 - Google Patents
発振回路Info
- Publication number
- JPS61281706A JPS61281706A JP12466385A JP12466385A JPS61281706A JP S61281706 A JPS61281706 A JP S61281706A JP 12466385 A JP12466385 A JP 12466385A JP 12466385 A JP12466385 A JP 12466385A JP S61281706 A JPS61281706 A JP S61281706A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverting amplifier
- power supply
- voltage
- supply voltage
- oscillation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は発振回路に関し、特に反転増幅器と発振子とに
よシ構成される発振回路の性能改善に関する。
よシ構成される発振回路の性能改善に関する。
従来、反転増幅器と発振子とによシ構成される発振回路
としマは、第5図に概念的回路図が示されるように1−
例として、CMOS (ComplementaryM
etal−Oxide Sem1conductor
) )ランジスタの反転増幅器3と、抵抗1および発振
子2とにより構成される発振回路が多く用いられておシ
、発掘子2の固有振動周波数による発振出力が得られて
いる。
としマは、第5図に概念的回路図が示されるように1−
例として、CMOS (ComplementaryM
etal−Oxide Sem1conductor
) )ランジスタの反転増幅器3と、抵抗1および発振
子2とにより構成される発振回路が多く用いられておシ
、発掘子2の固有振動周波数による発振出力が得られて
いる。
上述の従来の発振回路においては、発振回路に供給され
る直流電源電圧の変動にともない、一般にトランジスタ
に流れる動作電流が大きく変化し、直流電源電圧の2乗
の関数として電流値が増減する。CMOSトランジスタ
の反転増幅器の場合においては、直流動作電流工。は次
式によって表わされる。
る直流電源電圧の変動にともない、一般にトランジスタ
に流れる動作電流が大きく変化し、直流電源電圧の2乗
の関数として電流値が増減する。CMOSトランジスタ
の反転増幅器の場合においては、直流動作電流工。は次
式によって表わされる。
上式において、βNおよびβPは、それぞれNMO8(
N−channel MOS ) )ランジスタとPM
O8(P−channel MOS ) )ランジスタ
の導電係数であシ、VTNおよびVTpは、それぞれN
MO8)ランジスタとPMOSトランジスタのしきい値
電圧、VDDは供給される直流電源電圧である。
N−channel MOS ) )ランジスタとPM
O8(P−channel MOS ) )ランジスタ
の導電係数であシ、VTNおよびVTpは、それぞれN
MO8)ランジスタとPMOSトランジスタのしきい値
電圧、VDDは供給される直流電源電圧である。
従って、例えば電話器用の集積回路の場合のように1直
流電源電圧として極めて広い電圧範囲に対応し得ること
が必要とされる場合には、低い直流電源電圧の状態にお
いても発振回路が十分に動作し得るようKV?Nおよび
1Vtplを低い値に抑制し、hおよびβPを大きい値
にするため、直流電源電圧が高くなった場合には、上式
の直流動作電流工・の値が著しく増大し、従って発振回
路における消費電力も増加するとともに、)ランジスタ
の高周波特性が改善されてオーバー・トーン発振という
問題が発生する。このオーバー・トーン発振の問題に対
しては、反転増幅器30入力@または出力側と接地点と
の間にコンデンサを挿入して、反転増幅器3を形成する
0MO8)ランジスタの高周波特性を劣化させることK
より、その抑制対策が行われているが、0MO8)ラン
ジスタおよび発振子等におけるバラツキによって、オー
バー・トーン発振抑制用のコンデンサの容量値にも差異
を生じており、十分な抑制対策とはなシ得ないという問
題がある。
流電源電圧として極めて広い電圧範囲に対応し得ること
が必要とされる場合には、低い直流電源電圧の状態にお
いても発振回路が十分に動作し得るようKV?Nおよび
1Vtplを低い値に抑制し、hおよびβPを大きい値
にするため、直流電源電圧が高くなった場合には、上式
の直流動作電流工・の値が著しく増大し、従って発振回
路における消費電力も増加するとともに、)ランジスタ
の高周波特性が改善されてオーバー・トーン発振という
問題が発生する。このオーバー・トーン発振の問題に対
しては、反転増幅器30入力@または出力側と接地点と
の間にコンデンサを挿入して、反転増幅器3を形成する
0MO8)ランジスタの高周波特性を劣化させることK
より、その抑制対策が行われているが、0MO8)ラン
ジスタおよび発振子等におけるバラツキによって、オー
バー・トーン発振抑制用のコンデンサの容量値にも差異
を生じており、十分な抑制対策とはなシ得ないという問
題がある。
上記の問題点を屏決するために1本発明の発振回路は、
第1の反転増幅器と、前記第1の反転増幅器の入力側と
出力側との間に接続挿入される発振子と、前記第1の反
転増幅器と並列に接続される第2の反転増幅器と、前記
第1の反転増幅器および第2の反転増幅器等に供給され
る直流電源電圧の変動を検出することKよシ生成される
制御信号を介して、前記第2の反転増幅器の動作を制御
する電源電圧検出回路と、を備えている。
第1の反転増幅器と、前記第1の反転増幅器の入力側と
出力側との間に接続挿入される発振子と、前記第1の反
転増幅器と並列に接続される第2の反転増幅器と、前記
第1の反転増幅器および第2の反転増幅器等に供給され
る直流電源電圧の変動を検出することKよシ生成される
制御信号を介して、前記第2の反転増幅器の動作を制御
する電源電圧検出回路と、を備えている。
以下、本発明について図面を参照して詳細に説明する。
第1図は本発明の主要部を示す概念的回路図である。第
1図に示されるように、本発明は、抵抗1と、発振子2
と、第1の反転増幅器4と、第2の反転増幅器5と、電
源電圧検出回路6とを備えている。
1図に示されるように、本発明は、抵抗1と、発振子2
と、第1の反転増幅器4と、第2の反転増幅器5と、電
源電圧検出回路6とを備えている。
第1図において、第1の反転増幅器40入力側と出力側
との間には抵抗1と発振子2とが並列に接続されて発振
回路が橋成され、第1の反転増幅器4には第2の反転増
幅器5が並列に接続されている。抵抗1a第1の反転増
幅器4の直流動作源の設定用として作用する。電源電圧
検出回路6は、発振回路に供給される直流電源電圧が、
所定の電圧値を超過する場合には第2の反転増幅器5の
動作をオフとし、前記所定の電圧値以内に収まる場合に
は第2の反転増幅器5の動作をオンとするように動作す
る。従って、直流電源電圧が低い状態Vこおいては、亀
1の反転増幅器4と第2の反転増I/IA器5とが双方
とも動作状態となル、また、直流電源電圧が高い状態に
おいては、第2の反転増幅器5の動作がオフとなシ、第
1の反転増幅器4のみが発振回路として動作する。この
結果、高電源電圧時においては、反転増幅器としては、
直流動作電流か必要以上に大きくならないように設計さ
れた第1の反転増幅器4のみが製作し、発振回路の低消
費電力化と高周波特性の改善によるオーバー・トーン発
振の防止とを計ることが可能となる。
との間には抵抗1と発振子2とが並列に接続されて発振
回路が橋成され、第1の反転増幅器4には第2の反転増
幅器5が並列に接続されている。抵抗1a第1の反転増
幅器4の直流動作源の設定用として作用する。電源電圧
検出回路6は、発振回路に供給される直流電源電圧が、
所定の電圧値を超過する場合には第2の反転増幅器5の
動作をオフとし、前記所定の電圧値以内に収まる場合に
は第2の反転増幅器5の動作をオンとするように動作す
る。従って、直流電源電圧が低い状態Vこおいては、亀
1の反転増幅器4と第2の反転増I/IA器5とが双方
とも動作状態となル、また、直流電源電圧が高い状態に
おいては、第2の反転増幅器5の動作がオフとなシ、第
1の反転増幅器4のみが発振回路として動作する。この
結果、高電源電圧時においては、反転増幅器としては、
直流動作電流か必要以上に大きくならないように設計さ
れた第1の反転増幅器4のみが製作し、発振回路の低消
費電力化と高周波特性の改善によるオーバー・トーン発
振の防止とを計ることが可能となる。
また、低電源電圧時においては、反転増幅器としては、
第1および第2の反転増幅器4および5の双方が動作し
、第1の反転増幅器4の直流動作電流の低下にともなう
発振出力の劣化か、第2の反転増幅器5の並列動作によ
って補強されて、発振回路の発揚出力か正常に保持され
る。
第1および第2の反転増幅器4および5の双方が動作し
、第1の反転増幅器4の直流動作電流の低下にともなう
発振出力の劣化か、第2の反転増幅器5の並列動作によ
って補強されて、発振回路の発揚出力か正常に保持され
る。
第2図は、本発明の一実施例の主要部を示す回路図であ
る。第2図に示されるように1本実施例祉、抵抗1と、
発振子2と、PMOS (P−channe1MO8)
)ランジスタフおよびNMO8(N −channe1
MO8))ランジスタ8よシ成る第1の反転増幅器4と
、PMO8)ランジスタ9および11.NMO8)ラン
ジスタ10および12、およびインバータ13よ)成る
第2の反転増幅器5と、電源電圧検出回路6と、を備え
ておシ、電源電圧検出回路6は、例えば第3図または第
4図に示される回路によシ構成される。
る。第2図に示されるように1本実施例祉、抵抗1と、
発振子2と、PMOS (P−channe1MO8)
)ランジスタフおよびNMO8(N −channe1
MO8))ランジスタ8よシ成る第1の反転増幅器4と
、PMO8)ランジスタ9および11.NMO8)ラン
ジスタ10および12、およびインバータ13よ)成る
第2の反転増幅器5と、電源電圧検出回路6と、を備え
ておシ、電源電圧検出回路6は、例えば第3図または第
4図に示される回路によシ構成される。
第3図に示される電源電圧検出回路においては、端子5
2から供給されている直流電源電圧VDDは、NMO8
)?ンジスタ14および15によ多分割されておシ、分
割された直流電圧が、インノ(−タ16における所定の
しきい値電圧を超過するか、またはそれ以下でおるかK
よって、インノく一夕16よ多端子53を介して出力さ
れる制御信号は、LレベルまたはHレベルとなる。また
、第4図に示される電源電圧検出回路においては、第3
図の電源電圧検出回路におけるインバータ16が、第4
図に示されるように、シエミット・トリガ19に置換え
られた形で構成されており、動作が、よシ安定化されて
いる。
2から供給されている直流電源電圧VDDは、NMO8
)?ンジスタ14および15によ多分割されておシ、分
割された直流電圧が、インノ(−タ16における所定の
しきい値電圧を超過するか、またはそれ以下でおるかK
よって、インノく一夕16よ多端子53を介して出力さ
れる制御信号は、LレベルまたはHレベルとなる。また
、第4図に示される電源電圧検出回路においては、第3
図の電源電圧検出回路におけるインバータ16が、第4
図に示されるように、シエミット・トリガ19に置換え
られた形で構成されており、動作が、よシ安定化されて
いる。
#I1図において、端子51から発振回路に供給されて
いる直流電源電圧VDDが、所定の電圧値以下の状態に
なると、電源電圧検出回路6から出力される制御信号は
Hレベルの信号としてインノ(−タ13およびNMO8
)ランジスタ12に入力される。インバータ13による
反転出力はPMOSトランジスタ11に入力されるため
、PMOSトランジスタ11およびNMOSトランジス
タ12は共にオンの状態となシ、この結果、PMO8)
ランジスタ9とNMO8)うyジスタlOの双方が反転
増幅器として稼働状態に入ることとな)、第1の反転増
幅器4に対して並列する形で第2の反転増幅器5が動作
し、低電源電圧時における発振出力の劣化か補償される
。また、直流電源電圧VDDが所定の電圧値を越えると
、電源電圧検出回路6から出力される制御信号はLレベ
ルとなシ、従って、PMO8)ランジスタ11およびN
MOSトランジスタ12は共にオフの状態となるため、
PMO8)、7ンジスタ9とNMO8)ランレフ210
0反転増幅器としての動作は終止され、PMOSトラン
ジスタ7とNMO8)ランジスタ8よ構成る第1の反転
増幅器4のみが単独にて動作することとなる。この結果
、高電源電圧時における低消費電力化とオーバー・トー
ン発振の抑圧が計られることは既述のとおシである。
いる直流電源電圧VDDが、所定の電圧値以下の状態に
なると、電源電圧検出回路6から出力される制御信号は
Hレベルの信号としてインノ(−タ13およびNMO8
)ランジスタ12に入力される。インバータ13による
反転出力はPMOSトランジスタ11に入力されるため
、PMOSトランジスタ11およびNMOSトランジス
タ12は共にオンの状態となシ、この結果、PMO8)
ランジスタ9とNMO8)うyジスタlOの双方が反転
増幅器として稼働状態に入ることとな)、第1の反転増
幅器4に対して並列する形で第2の反転増幅器5が動作
し、低電源電圧時における発振出力の劣化か補償される
。また、直流電源電圧VDDが所定の電圧値を越えると
、電源電圧検出回路6から出力される制御信号はLレベ
ルとなシ、従って、PMO8)ランジスタ11およびN
MOSトランジスタ12は共にオフの状態となるため、
PMO8)、7ンジスタ9とNMO8)ランレフ210
0反転増幅器としての動作は終止され、PMOSトラン
ジスタ7とNMO8)ランジスタ8よ構成る第1の反転
増幅器4のみが単独にて動作することとなる。この結果
、高電源電圧時における低消費電力化とオーバー・トー
ン発振の抑圧が計られることは既述のとおシである。
なお、上記の説明においては、電源電圧検出回路による
反転増IIQiI器の切替を、唯一のしきい値電圧を用
いる1段切替の場合について説明を行ったが、一般的に
は、本発明の適用により、反転増幅器の複数段切替によ
る発揚回路の実現も可能であることは言うまでもない。
反転増IIQiI器の切替を、唯一のしきい値電圧を用
いる1段切替の場合について説明を行ったが、一般的に
は、本発明の適用により、反転増幅器の複数段切替によ
る発揚回路の実現も可能であることは言うまでもない。
以上詳細に説明したように、本発明は、発振子と反転増
幅器とにより形成される発振回路において、発振回路に
供給される電源電圧の変動に対応して、前記反転増幅器
のドライブ能力を等測的に制御調整するととKより、広
匹電源電圧範囲にわたって安定した発振出力を得ること
ができるという効果があハまた、高電源電圧時における
消費電力の増大を抑制し得るという効果も期待される。
幅器とにより形成される発振回路において、発振回路に
供給される電源電圧の変動に対応して、前記反転増幅器
のドライブ能力を等測的に制御調整するととKより、広
匹電源電圧範囲にわたって安定した発振出力を得ること
ができるという効果があハまた、高電源電圧時における
消費電力の増大を抑制し得るという効果も期待される。
第1図は本発明の概念的回路図、第2図は本発明の一実
施例O主要部を示す回路図、第3図および第4図は、そ
れぞれ電源電圧検出回路の要部を示す回路図、第5図は
従来の発振回路の概念的回路図。 図において、1・・・・・・抵抗、2・・・・・・発振
子、3・・・・・・反転増幅器、4・・・・・・第1の
反転増幅器、5・・・・・・第2の反転増幅器、6・・
・・・・電源電圧検出回路、7゜9.11・・・・・・
PMO8)ランジスタ、8,10゜12.14..15
.17.18・・・・・・NMO8)ランジスタ、13
.16・・・・・・インバータ、19・・・・・・シュ
ミット・トリガ。 代理人 弁理士 内 原 晋・ゞ゛2゛−\(1
,。 8f図 /6・−・イシバ°−タ /q・・・/
ユ;−yl−1−’/η′。 第5図
施例O主要部を示す回路図、第3図および第4図は、そ
れぞれ電源電圧検出回路の要部を示す回路図、第5図は
従来の発振回路の概念的回路図。 図において、1・・・・・・抵抗、2・・・・・・発振
子、3・・・・・・反転増幅器、4・・・・・・第1の
反転増幅器、5・・・・・・第2の反転増幅器、6・・
・・・・電源電圧検出回路、7゜9.11・・・・・・
PMO8)ランジスタ、8,10゜12.14..15
.17.18・・・・・・NMO8)ランジスタ、13
.16・・・・・・インバータ、19・・・・・・シュ
ミット・トリガ。 代理人 弁理士 内 原 晋・ゞ゛2゛−\(1
,。 8f図 /6・−・イシバ°−タ /q・・・/
ユ;−yl−1−’/η′。 第5図
Claims (1)
- 第1の反転増幅器と、前記第1の反転増幅器の入力側と
出力側との間に接続挿入される発振子と、前記第1の反
転増幅器と並列に接続される第2の反転増幅器と、前記
第1の反転増幅器および第2の反転増幅器等に供給され
る直流電源電圧の変動を検出することにより生成される
制御信号を介して、前記第2の反転増幅器の動作を制御
する電源電圧検出回路と、を備えることを特徴とする発
振回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12466385A JPS61281706A (ja) | 1985-06-07 | 1985-06-07 | 発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12466385A JPS61281706A (ja) | 1985-06-07 | 1985-06-07 | 発振回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61281706A true JPS61281706A (ja) | 1986-12-12 |
Family
ID=14890973
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12466385A Pending JPS61281706A (ja) | 1985-06-07 | 1985-06-07 | 発振回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS61281706A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01122614U (ja) * | 1988-02-15 | 1989-08-21 | ||
JPH0247902A (ja) * | 1988-08-09 | 1990-02-16 | Nec Corp | 半導体集積回路装置 |
-
1985
- 1985-06-07 JP JP12466385A patent/JPS61281706A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01122614U (ja) * | 1988-02-15 | 1989-08-21 | ||
JPH0247902A (ja) * | 1988-08-09 | 1990-02-16 | Nec Corp | 半導体集積回路装置 |
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