JPS61281694A - Pll circuit - Google Patents

Pll circuit

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JPS61281694A
JPS61281694A JP60104251A JP10425185A JPS61281694A JP S61281694 A JPS61281694 A JP S61281694A JP 60104251 A JP60104251 A JP 60104251A JP 10425185 A JP10425185 A JP 10425185A JP S61281694 A JPS61281694 A JP S61281694A
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pulse
circuit
output
signal
pulse width
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Takafumi Nagasawa
長沢 尚文
Yuzo Yasuda
安田 裕造
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Sanyo Electric Co Ltd
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Sanyo Electric Co Ltd
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Publication date
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Abstract

PURPOSE:To obtain a stable circuit without step out by providing a pulse shaping circuit to compress so that the pulse width of a vertical synchronizing pulse in a composite synchronizing signal may be almost equal to the pulse width of the horizontal synchronizing pulse, and impressing the output signal of said pulse shaping circuit through a 1/2 H killer circuit to a phase comparing circuit. CONSTITUTION:Into an input terminal 2, the composite synchronizing signal, which includes a horizontal synchronizing pulse A of the prescribed pulse width shows in the figure (a), an equal pulse B of the pulse width narrower than the horizontal synchronizing pulse and a vertical synchronizing pulse C of the pulse width wider than the horizontal synchronizing pulse, is impressed. The composite synchronizing signal is shaped by a pulse shaping circuit 1, and at the output edge of said pulse shaping circuit 1, the pulse string of the pulse with an almost constant pulse width as shown in the figure (b) is obtained. The pulse obtained at the output of a 1/2 H killer circuit 4 is impressed to a phase comparing circuit 7, and the phase is compared with the output of a frequency dividing circuit 6 shown in the figure (c). The oscillating frequency and the phase of a VCO 5 are controller, and the output signal of 320 H synchronized to the horizontal synchronizing pulse is obtained at an output terminal 9.

Description

【発明の詳細な説明】 (イ)産業上の利用分野 本発明は、VTR(ビデオテープレコーダ)におけるク
ロマ信号の低域変換用に用いて好適なPLL(フェーズ
・ロックド・ループ)回路に関するもので、特に水平同
期パルスとパルス幅が異る等価パルス及び垂直同期パル
スに起因するPLL回路の同期はずれを防止せんとする
ものであろう(ロ) 従来の技術 昭和56年11月10日に日本放送出版協会から発行さ
れたrNHKホームビデオ技術」第95頁図7−24に
は、水平同期パルスと等価パルスと垂直同期パルスとか
ら成る複合同期信号に同期した出力信号を得る為のPL
L回路h″一記載されている。前記PLL回路は、VC
O(電圧制御発振器)と、該VCOの出力信号を分周す
る分周回路と、複合同期信号と前記分周回路の出力信号
とを比較し誤差信号を発生する位相比較回路とを備えて
おり、前記誤差信号を前記■Coに印加することにより
、前記VCOの発振周波数及び位相を前記複合同期信号
中の水平同期パルスの周波数及び位相に一致させるもの
である。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (a) Industrial Application Field The present invention relates to a PLL (phase locked loop) circuit suitable for use in low frequency conversion of chroma signals in a VTR (video tape recorder). In particular, it is intended to prevent synchronization of the PLL circuit caused by equivalent pulses and vertical synchronization pulses that have different pulse widths from the horizontal synchronization pulses. Figure 7-24, page 95 of ``rNHK Home Video Technology'' published by Japan Publishing Association, shows a PL for obtaining an output signal synchronized with a composite sync signal consisting of a horizontal sync pulse, an equivalent pulse, and a vertical sync pulse.
An L circuit h'' is described.The PLL circuit has a VC
0 (voltage controlled oscillator), a frequency dividing circuit that divides the output signal of the VCO, and a phase comparison circuit that compares the composite synchronization signal with the output signal of the frequency dividing circuit and generates an error signal. By applying the error signal to the ■Co, the oscillation frequency and phase of the VCO are made to match the frequency and phase of the horizontal synchronization pulse in the composite synchronization signal.

e→ 発明が解決しようとする問題点 しかしながら、前記複合同期信号中には、水平同期パル
スよりもパルス幅の狭い等価パルスや、前記水平同期パ
ルスよりもパルス幅の広い垂直同期パルスが含まれてい
る為、VCOが水平同期パルスに位相ロックされている
とき、前記等価パルスや垂直同期パルスが位相比較回路
に印加されると、前記位相比較回路から誤差信号が発生
し、前記VCOの発振周波数及び位相が変化するという
欠点があった。例えば、第3図(イ)に示す如く水平同
期パルス囚、等価パルス(B)、及び垂直同期パルス(
Oからなる複合同期信号とVCOの出力信号を分周して
得られる第3図(ロ)に示す信号との位相比較を行うと
、第3図(/→に示す信号が位相比較回路の出力に得ら
れるが、水平同期パルス(5)に関して得られる正負対
象の信号囚はローパスフィルタを通すことにより零とな
るので誤差信号とならないが、等価パルス03)に関し
て得られる信号(Blは負の誤差信号となり、垂直同期
パルス(Qに関して得られる信号(qは正の誤差信号と
なるので、PLL回路が同期はずれを生じる危険があっ
た。
e→ Problems to be Solved by the Invention However, the composite synchronization signal may include an equivalent pulse having a narrower pulse width than the horizontal synchronization pulse and a vertical synchronization pulse having a wider pulse width than the horizontal synchronization pulse. Therefore, when the VCO is phase-locked to the horizontal synchronization pulse, when the equivalent pulse or the vertical synchronization pulse is applied to the phase comparison circuit, an error signal is generated from the phase comparison circuit, and the oscillation frequency and There was a drawback that the phase changed. For example, as shown in FIG.
When a phase comparison is made between the composite synchronization signal consisting of O and the signal shown in Figure 3 (b) obtained by frequency dividing the output signal of the VCO, the signal shown in Figure 3 (/→) is the output of the phase comparator circuit. However, the positive and negative signals obtained for the horizontal synchronizing pulse (5) become zero by passing through a low-pass filter, so they do not become error signals, but the signal obtained for the equivalent pulse 03) (Bl is a negative error signal) Since the signal obtained with respect to the vertical synchronization pulse (Q (q is a positive error signal), there was a risk that the PLL circuit would become out of synchronization.

ところで、微分回路と所定レベルのスライサとを組み合
わせた回路を用いれば、パルス幅の広い]々ルスのパル
ス幅圧縮を行うことが出来るので、前記第3図(イ)の
複合同期信号を前記回路に通せば、垂直同期パルスのパ
ルス幅を水平同期パルスのパルス幅に略等しくすること
が出来る。しかしながら、前記回路を用いても等価パル
スのパルス幅を伸張することは出来ず、PLL回路が同
期はずれを生じる危険は未だ解消されない。
By the way, if a circuit that combines a differentiating circuit and a slicer of a predetermined level is used, it is possible to compress the pulse width of a wide pulse width. , the pulse width of the vertical synchronizing pulse can be made approximately equal to the pulse width of the horizontal synchronizing pulse. However, even if the circuit described above is used, it is not possible to extend the pulse width of the equivalent pulse, and the risk of the PLL circuit becoming out of synchronization still remains.

に)問題点を解決するだめの手段 本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、複合同期信
号を、該複合同期信号中の等価パルスのパルス幅を水平
同期パルスのパルス幅と略等しくなる様伸張するととも
に、前記複合同期信号中の垂直同期パルスのパルス幅を
水平同期パルスのパルス幅と略等しくなる様圧縮するパ
ルス整形回路を設け、該パルス整形回路の出力信号をI
−Hキラ一回路を介して位相比較回路に印加する様にし
起点を特徴とするう (ホ) 作用 本発明に依れば、位相比較回路に印加されるパルスのパ
ルス幅を略一定にすることが出来るので、PLL回路を
誤動作無く正常に動作させることが出来る。
B) Means for solving the problem The present invention has been made in view of the above-mentioned points, and the present invention has been made in view of the above-mentioned points. A pulse shaping circuit is provided that expands the pulse width of the vertical synchronizing pulse in the composite synchronizing signal so that it is equal to the pulse width of the horizontal synchronizing pulse, and compresses the pulse width of the vertical synchronizing pulse so that it becomes approximately equal to the pulse width of the horizontal synchronizing pulse, and the output signal of the pulse shaping circuit is
-The pulse is applied to the phase comparator circuit through the H killer circuit, and the starting point is characterized by (e) Effect: According to the present invention, the pulse width of the pulse applied to the phase comparator circuit is made substantially constant. Therefore, the PLL circuit can operate normally without malfunction.

(へ)実施例 第1図は5本発明の一実施例を示す回路図で、(1)は
複合同期信号が印加される入力端子(2)とクロックパ
ルスが印加されるクロック端子(3)とを有するパルス
整形回路、(4)は該パルス整形回路(11の出力信号
中に含まれる等価パルスの一部を削除する″−Hキラー
回路、(5)は320Hの発振周波数を有に分周する分
周回路、(7)は前記THキフー回路(4)の出力信号
の位相と前記分周回路(6)の出力信号の位相とを比較
し誤差信号を発生する位相比較回路。
(F) Embodiment Figure 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, in which (1) shows an input terminal (2) to which a composite synchronization signal is applied and a clock terminal (3) to which a clock pulse is applied. (4) is a "-H killer circuit that deletes a part of the equivalent pulse contained in the output signal of 11"; (5) is a pulse shaping circuit that effectively divides the 320H oscillation frequency. The frequency dividing circuit (7) is a phase comparison circuit that compares the phase of the output signal of the TH Kifu circuit (4) with the phase of the output signal of the frequency dividing circuit (6) and generates an error signal.

及び(8)は該位相比較回路(7>の出力信号を前記V
CO(5)に印加する為のループフィルタである。
and (8) converts the output signal of the phase comparator (7) to the V
This is a loop filter for applying to CO(5).

入力端子(2)には、第4図(イ)に示される所定のノ
くルス幅の水平同期パルス(8)、前記水平同期パルス
よりも狭いパルス幅の等価パルス(B)、及び前記水平
同期パルスよりも広いパルス幅の垂直同期パルス(qを
含む複合同期信号が印加される。そして、前記複合同期
信号は、パルス整形回路filで整形され、該パルス整
形回路(1)の出力端には、第4図(ロ)に示す如き略
一定のパルス幅を有するパルスのパルス列が得られる。
The input terminal (2) receives a horizontal synchronizing pulse (8) having a predetermined pulse width as shown in FIG. A composite synchronization signal including a vertical synchronization pulse (q) having a pulse width wider than the synchronization pulse is applied.The composite synchronization signal is shaped by a pulse shaping circuit fil, and is sent to the output terminal of the pulse shaping circuit (1). In this case, a pulse train of pulses having a substantially constant pulse width as shown in FIG. 4(b) is obtained.

前記パルス整形回路(1)の出力信号は、lHキラー回
路(4)に印加され1等価パル削除される。従って、I
nキラー回路(4)の出力端には1/2H同周期略一定
のパルス幅を有するパルスのみが発生する。前記1/2
Hキラー回路(4)の出力に得られるパルスは、位相比
較回路(7)に印加され、第4図(ノウに示す分周回路
(6)の出力信号と位相比較される。前記位相比較回路
(7)は、前記THキフー回路(4)の出力信号がrH
Jで前記分周回路(6)の出力信号がrLJO時出力r
LJを、前記″−Hキラ一回路(4)の出力信号がrH
Jで前記分周回路(6)の出力信号がrHJの時出力「
H“」を、それ以外の時出力「0」を発生するものであ
るから、前記位相比較回路(7)の出力信号は、第4図
に)の如くなるうそして、前記第4図に)の出力信号が
誤差信号としてループフィルタ(8)を介してVCO(
5)に印加されることにより、前記V CO(51の発
振周波数及び位相が制御され、出力端子(9)に水平同
期パルスに同期した320Hの出力信号が得られる。
The output signal of the pulse shaping circuit (1) is applied to the lH killer circuit (4), where one equivalent pulse is removed. Therefore, I
At the output end of the n-killer circuit (4), only pulses having a substantially constant pulse width with the same period of 1/2H are generated. Said 1/2
The pulse obtained at the output of the H killer circuit (4) is applied to a phase comparator circuit (7), and its phase is compared with the output signal of the frequency divider circuit (6) shown in FIG. (7) means that the output signal of the TH Kifu circuit (4) is rH
At J, the output signal of the frequency dividing circuit (6) is rLJO output r
The output signal of the ``-H killer circuit (4) is rH.
When the output signal of the frequency dividing circuit (6) is rHJ at J, the output "
Since the output signal "0" is generated at other times, the output signal of the phase comparator circuit (7) is as shown in FIG. 4). The output signal of is passed through the loop filter (8) as an error signal to the VCO (
5), the oscillation frequency and phase of the VCO (51) are controlled, and an output signal of 320H synchronized with the horizontal synchronizing pulse is obtained at the output terminal (9).

前記パルス整形回路+1>は、第2図に示す如きもので
、入力端子(11に印加された複合同期信号の各パルス
の立上りでセットされる第1フリップフロップ回路(1
11と、該第1フリップフロップ回路住9のζ出力及び
クロック端子α2に印加されたクロックパルスのアンド
なとる第1アンドゲート(131と、該第1アンドゲー
トα謙の出力端に得られるクロックパルスを計数するカ
ウンタα(イ)と%該カウンタa4の計数が第1の所定
値に達したとき出力信号を発生する第1デコーダ霞と、
前記カウンタα4の計数が第2の所定値になったとき出
力信号を発生する第2デコーダtteと、入力パルス及
び前記第1デコーダα9の出力信号に応じてセット信号
を発生する第2アンドゲートαηと、該第2アンドゲー
トαηの出力信号をセット信号とし、前記第2デコーダ
(161の出力信号をリセット信号とする第2フリップ
フロップ回路α秒と、入力信号と前記第17リクプフロ
ツプ回路0印のζ出力とのオアをとるオアゲーH1と5
該オアゲート(1jの出力信号と前記第1フリップフロ
ップ回路(111のζ出力とのアンドをとる第3アンド
ゲート(イ)と、入力信号と前記第1フリツグフロツプ
回路(11)のζ出力とに応じて前記カウンタα4のリ
セクト信号tx%生するノアゲートとな有するものであ
る。
The pulse shaping circuit +1> is as shown in FIG.
11 and a first AND gate which is the AND of the ζ output of the first flip-flop circuit 9 and the clock pulse applied to the clock terminal α2 (131 and the clock obtained at the output terminal of the first AND gate α). a counter α (a) for counting pulses and a first decoder Kasumi that generates an output signal when the count of the counter a4 reaches a first predetermined value;
a second decoder tte that generates an output signal when the count of the counter α4 reaches a second predetermined value; and a second AND gate αη that generates a set signal in response to the input pulse and the output signal of the first decoder α9. , a second flip-flop circuit α second using the output signal of the second AND gate αη as a set signal and an output signal of the second decoder (161) as a reset signal; Or game H1 and 5 that takes OR with ζ output
A third AND gate (A) which takes an AND between the output signal of the OR gate (1j) and the ζ output of the first flip-flop circuit (111); It also has a NOR gate that generates the reset signal tx% of the counter α4.

第4図(イ)の水平同期パルス囚が入力端子(lωに印
加されると、その立上りで第17リツプフロツプ(11
1がセクトされ、ζ出力が「H」になるうその時。
When the horizontal synchronizing pulse shown in FIG. 4(a) is applied to the input terminal (lω), the 17th lip-flop (1
1 is sected and the ζ output becomes "H".

第27リクプ70ツブ回路a砂はリセットされており、
回出力がrHJになっており、オアゲートα9の出力が
rHJになっているので、前記第1フリップフロップ回
路αDのζ出力がrHJになると第3アンドゲート噛の
出力がrHJになり、出力信号が水平同期パルスと同時
に立上るつ前記第1フリクプフロツプ回路01)のζ出
力がrHJになると。
The 27th Rikupu 70 Tsubu circuit a sand has been reset,
Since the output of the first flip-flop circuit αD becomes rHJ, the output of the third AND gate becomes rHJ, and the output signal becomes rHJ. When the ζ output of the first flip-flop circuit 01) rises simultaneously with the horizontal synchronizing pulse, it becomes rHJ.

クロックパルスが第1アンドゲートα国を介してカウン
タ(14VC印加され、前記カウンタα4の計数が開始
される。前記カラ/り0着の計数が進み第1の所定値に
達すると、第1デコーダαりから出力信号が発生する。
A clock pulse is applied to the counter (14 VC) through the first AND gate α, and counting of the counter α4 is started. When the count of the color/return 0 progresses and reaches a first predetermined value, the first decoder An output signal is generated from α.

前記第1デコーダ霞からの出力信号の発生は、水平同期
信号の立下がりよりも早く、等価パルスの立下りよりも
遅い時間に設定され℃いるので、前記第1デコーダ(1
9の出力信号が発生すると第2アンドゲートaηの出力
がrHJになり。
The generation of the output signal from the first decoder is set at a time earlier than the falling edge of the horizontal synchronizing signal and later than the falling edge of the equivalent pulse.
When the output signal 9 is generated, the output of the second AND gate aη becomes rHJ.

第27リツプフロツプ回路a樽がセットされる。その為
、前記第27リツプフロツプ回路αυのζ出力が「L」
になるが、未だ水平同期信号が存在する為、オアゲート
α値の出力は「H」となり続け、出力端子(21)の状
態は変化しない。更に時間が経過し。
The 27th lip-flop circuit a barrel is set. Therefore, the ζ output of the 27th lip-flop circuit αυ is “L”.
However, since the horizontal synchronization signal still exists, the output of the OR gate α value continues to be "H", and the state of the output terminal (21) does not change. More time has passed.

水平同期信号が立下がると、オアゲート(19の出力6
ZrLJになり、第3アンドゲート■の出力もrLJに
なるので、第4図(イ)の水平同期パルス(イ)に応じ
て出力端子Qυに第4図(ロ)に示す出力信号図が得ら
れる。前記水平同期信号の立下りから少許時間が経過し
、カウンタIの値が第2の所定値に達すると、第2デコ
ーダ側から出力信号が発生し。
When the horizontal synchronization signal falls, the OR gate (output 6 of 19
ZrLJ, and the output of the third AND gate ■ also becomes rLJ, so the output signal diagram shown in Figure 4 (B) is obtained at the output terminal Qυ in response to the horizontal synchronizing pulse (A) in Figure 4 (A). It will be done. When a certain amount of time has elapsed since the fall of the horizontal synchronizing signal and the value of the counter I reaches a second predetermined value, an output signal is generated from the second decoder side.

第1及び第2フリップフロップ回路(1B及び0沙がリ
セットされ、第2図の回路は初期状態に戻る。
The first and second flip-flop circuits (1B and 0SA) are reset, and the circuit of FIG. 2 returns to its initial state.

次に、入力端子帥に第4図(イ)の等価パルスfB)が
印加されると、その立上りで第1フリツプフロクプ回路
住9がセットされ、ζ出力が「H」になるつその時、第
2フリップフロップ回路(1暗家リセツトされており、
ζ出力6ZrHJになっているので。
Next, when the equivalent pulse fB) in FIG. 4(a) is applied to the input terminal, the first flip-flop circuit 9 is set at the rising edge of the pulse fB), and when the ζ output becomes "H", the second flip-flop circuit 9 is set. Flip-flop circuit (1 dark house reset,
Since the ζ output is 6ZrHJ.

前記等価パルスの立上りに応じて出力端子Q1)がrH
Jとなる。その後、前記等価パルスが立下がっても第2
7リツプフロツプ回路α117)ζ出力がrHJを維持
し、オアゲートa]の出力もrHJを維持゛するので、
出力端子Qυに得られる出力信号も「H」を維持スる。
In response to the rise of the equivalent pulse, the output terminal Q1) becomes rH.
It becomes J. After that, even if the equivalent pulse falls, the second
7 Rip-flop circuit α117)ζ output maintains rHJ, and the output of OR gate a also maintains rHJ, so
The output signal obtained at the output terminal Qυ also maintains "H".

第17リツプフロツプ回路α9のζ出力がrHJになる
とカウンタα滲が計数を開始し、前記カウンタα萎の値
が第1の所定値に達すると第1デコーダa9からrHJ
出力が発生するが。
When the ζ output of the 17th lip-flop circuit α9 reaches rHJ, the counter α starts counting, and when the value of the counter α reaches the first predetermined value, the first decoder a9 outputs rHJ.
Although the output occurs.

その時点では人力信号がrLJになっているので、第2
アンドゲート(181から出力が発生せず、第2フリッ
プフロップ回路α暗iセットされない。カウンタ(14
1の計数が進み第2の所定値に達すると、第2デコーダ
αeからrHJ出力が発生し、第1フリップフロップ回
路0Dがリセットされるので、そのζ出力がrLJにな
り、第3アンドゲート■の出力もrLJになるっ従って
、第4図(イ)の等価パルス(刑に応じて出力端子シυ
に第4図(ロ)に示す出力信号(Blが得られるっ 更に、入力端子(Ilに第4図(イ)の垂直同期パルス
(C)が印加されると、その立とりで第1フリップフロ
ップ回路αDがセットされ、ζ出力がrHJになり1等
価パルス03)の時と同様、出力端子3υがrHJにな
る。そして、カウンタα滲の計数が進み、第1デコーダ
α9からrHJ出力が発生すると、第2アンドゲートα
ηがセクトされ第27リツプフロツプ回路08のζ出力
がrLJになるが、入力信号が「H」状態を維持してい
るので、出力信号の状態は変わらない。カウンタα沿の
値が第2の所定値に達し、第2デコーダαeの出力がr
HJになると、第1及び第2フリップフロップ回路aυ
及びα均がリセットされ、前記第17リツプ70クプ回
路αBのζ出力がrLJになるので、出力信号もrLJ
になる。従って、第4図イ)の垂直同期パルス(Oに応
じて出力端子Qυに第4図(ロ)に示す出力信号(C)
 b’−得られる。それ故、第2図のパルス整形回路を
用いれば、水平同期パルスよりも狭いパルス幅の等価パ
ルス及び水平同期パルスよりも広いパルス幅を有する垂
直同期パルスを水平同期パルスと略等しいパルス幅にす
ることが出来る。
At that point, the human power signal is rLJ, so the second
The AND gate (181 does not generate an output, and the second flip-flop circuit α is not set. The counter (14
When the count of 1 progresses and reaches the second predetermined value, the rHJ output is generated from the second decoder αe, and the first flip-flop circuit 0D is reset, so its ζ output becomes rLJ, and the third AND gate ■ The output of
As soon as the output signal (Bl) shown in FIG. 4(B) is obtained, the vertical synchronizing pulse (C) in FIG. 4(A) is applied to the input terminal (Il). The decoder αD is set, the ζ output becomes rHJ, and the output terminal 3υ becomes rHJ as in the case of 1 equivalent pulse 03).Then, the count of the counter α advances, and the rHJ output is generated from the first decoder α9. Then, the second AND gate α
η is selected and the ζ output of the 27th lip-flop circuit 08 becomes rLJ, but since the input signal maintains the "H" state, the state of the output signal does not change. The value along the counter α reaches the second predetermined value, and the output of the second decoder αe becomes r
When HJ is reached, the first and second flip-flop circuits aυ
and α is reset, and the ζ output of the 17th lip 70 cup circuit αB becomes rLJ, so the output signal also becomes rLJ.
become. Therefore, the output signal (C) shown in Figure 4 (B) is output to the output terminal Qυ in response to the vertical synchronizing pulse (O in Figure 4 A).
b'-obtained. Therefore, by using the pulse shaping circuit shown in Fig. 2, an equivalent pulse with a narrower pulse width than the horizontal sync pulse and a vertical sync pulse with a wider pulse width than the horizontal sync pulse can be made to have approximately the same pulse width as the horizontal sync pulse. I can do it.

第5図は、第1図の位相比較回路(7)の具体回路例を
示すもので、(2zは第1図の分周回路(6)の出力信
号(第4図eうの波形)が印加される第1入力端子、c
!3は第1図の1/2Hキラー回路(4)の出力信号(
第4図(ロ)の波形)が印加される第2入力端子。
FIG. 5 shows a specific circuit example of the phase comparator circuit (7) in FIG. the first input terminal to which c
! 3 is the output signal (
A second input terminal to which the waveform shown in FIG. 4 (b) is applied.

c24はナントゲート、@はインバータ、@はアンドゲ
ート5@はPチャンネルFET、@はNチャンネルFE
T及び四は出力端子である。いま第1入力端子器が「L
」、第2入力端子のがrHJであるとすれば、Pチャン
ネルFET@がオフ、NチャンネルFET@がオンにな
り、出力端子端がrLJになる。また、第1入力端子(
ハ)が「H」。
c24 is a Nant gate, @ is an inverter, @ is an AND gate 5 @ is a P-channel FET, @ is an N-channel FE
T and 4 are output terminals. Now the first input terminal is “L”
'', if the second input terminal is rHJ, the P-channel FET@ is turned off, the N-channel FET@ is turned on, and the output terminal becomes rLJ. Also, the first input terminal (
C) is "H".

第2入力端子のが「H」であるとすれば、Pチャンネル
FzTnb:オン、NチャンネルFET@がオフになり
、出力端子(2!IがrHJになる。更にその他の場合
は、PチャンネルFET@及びNチャンネルFET@が
ともにオフになり、出力端子端が「0」になる。従って
、第5図の位相比較回路を用いれば、第4図(ロ)及び
(/−1の入力信号から第4図に)の出力信号を得るこ
とが出来るつ(ト)発明の効果 以上述べた如く、本発明に依れば、複合同期信号中の水
平同期信号に正しく同期した出力信号を発生し得るPL
L回路を提供出来る。特に、前記PLL回路が等価パル
スや垂直同期信号の悪影響を受けないので1本発明に依
れば同期はずれの無い安定なPLL回路を提供出来る。
If the second input terminal is "H", P channel FzTnb: on, N channel FET @ is off, and output terminal (2!I becomes rHJ. In other cases, P channel FET Both the (G) Effects of the Invention As described above, according to the present invention, it is possible to generate an output signal that is correctly synchronized with the horizontal synchronization signal in the composite synchronization signal. P.L.
Can provide L circuit. In particular, since the PLL circuit is not adversely affected by the equivalent pulse or the vertical synchronization signal, the present invention can provide a stable PLL circuit that does not lose synchronization.

更に実施例の如く、水平同期パルスの立下りがカウンタ
の量子化誤差の影響を受けない様にすれば、PLL回路
の安定性を更に高めることが出来る。
Furthermore, as in the embodiment, if the falling edge of the horizontal synchronizing pulse is not affected by the quantization error of the counter, the stability of the PLL circuit can be further improved.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は、本発明の一実施例を示す回路図、第2図はそ
のパルス整形回路の具体回路例を示す回路図、第3図(
イ)乃至(/つは従来回路の説明を行う為の特性図、第
4図(イ)乃至に)は本発明の説明を行う為の特性図、
及び第5図は第1図の位相比較回路の具体回路例を示す
回路図である。 主な図番の説明 (1)・・・パルス整形回路、 (5)・・・VCOl
 (力・・・位相比較回路、(8)・・・ループフィル
タ。 出願人 三洋電機株式会社 外1名 代理人 弁理士  佐 野 靜 夫 第1図 第3図 A   B    C 第4図 AB     C
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific example of the pulse shaping circuit, and FIG.
A) to (/ are characteristic diagrams for explaining the conventional circuit, FIG. 4 (A) to) are characteristic diagrams for explaining the present invention,
and FIG. 5 is a circuit diagram showing a specific circuit example of the phase comparison circuit of FIG. 1. Explanation of main drawing numbers (1)...Pulse shaping circuit, (5)...VCOl
(Power...phase comparison circuit, (8)...loop filter. Applicant: Sanyo Electric Co., Ltd. and one other representative, patent attorney: Yasuo Sano Figure 1 Figure 3 A B C Figure 4 AB C

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] (1)複合同期信号が印加される入力端子と、前記複合
同期信号中の等価パルスのパルス幅を水平同期パルスの
パルス幅と略等しくなる様伸張し、前記複合同期信号中
の垂直同期パルスのパルス幅を前記水平同期パルスのパ
ルス幅と略等しくなる様圧縮するパルス整形回路と、該
パルス整形回路の出力端に接続された1/2Hキラー回
路と、VCOと、該VCOの発振出力信号を分周する分
周回路と、前記1/2Hキラー回路の出力信号と前記分
周回路の出力信号との位相を比較し、誤差信号を発生す
る位相比較回路と、前記誤差信号を前記VCOに印加す
る為のループフィルタとを備え、前記VCOの出力端に
前記複合同期信号中の水平同期パルスに同期した出力信
号を得る様にしたことを特徴とするPLL回路。
(1) An input terminal to which a composite synchronization signal is applied, and the pulse width of the equivalent pulse in the composite synchronization signal is expanded to be approximately equal to the pulse width of the horizontal synchronization pulse, and the pulse width of the vertical synchronization pulse in the composite synchronization signal is A pulse shaping circuit that compresses the pulse width to be approximately equal to the pulse width of the horizontal synchronizing pulse, a 1/2H killer circuit connected to the output end of the pulse shaping circuit, a VCO, and an oscillation output signal of the VCO. a frequency dividing circuit that divides the frequency, a phase comparison circuit that compares the phases of the output signal of the 1/2H killer circuit and the output signal of the frequency dividing circuit and generates an error signal, and applies the error signal to the VCO. 1. A PLL circuit, comprising: a loop filter for controlling the synchronization, and an output signal synchronized with a horizontal synchronization pulse in the composite synchronization signal is obtained at an output end of the VCO.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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