JPS61261945A - デイジタル通信方式 - Google Patents
デイジタル通信方式Info
- Publication number
- JPS61261945A JPS61261945A JP10537985A JP10537985A JPS61261945A JP S61261945 A JPS61261945 A JP S61261945A JP 10537985 A JP10537985 A JP 10537985A JP 10537985 A JP10537985 A JP 10537985A JP S61261945 A JPS61261945 A JP S61261945A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- wave
- bpsk
- section
- time slot
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、多重波干渉に強いデジタＪし通信一方式に
関するものである。
関するものである。
従来のディジタル通信方式は、例えば移動無線のように
一つのディジタル情報によって変調された一つのディジ
タル信号が異なる伝送路を経て多重波として受信される
場合の多い通信系ではこれら多電波による相互干渉のた
め、符号誤り率が非常に劣化するという問題があった、 このことを従来のＢＰＳＫ （Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓ
ｅ ＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）信号について以下説明す
る。第２図囚は２値情報シンボル ＩＪ％ｒＱ、で表わ
された一つのディジタル情報、第２図の）はこのディジ
タル情報に対応して得られるＢＰＳＫ 信号の位相変化
を示す図である。遅延検波を行う場合ＢＰＳＫ 信号の
位相は２値情報シンボルｒＩＪに対し＋πラジアン変化
しｒ６１に対しては変化なしとする。第３図はこのＢＰ
ＳＫ 信号を復調し元のディジタル情報を抽出する遅延
復調回路（２）を示す。ＩＮ端子（１）に供給されたＢ
ＰＳＫ 信号は２つに分けられ一方は乗算回路（２）の
一方の入力端子へ、他方は１タイムスロットσ）の遅動
時間をもつ遅延回路（３）を経て乗算回路（２）の他方
の入力端子へ加えられ、乗算回路（２）で乗算されたの
ちＬＰＦ （４）で搬送波周波数の２倍の周波数成分を
除去され元のディジタル情報となってｏｔｒｒ端子（５
）へ出力される。
一つのディジタル情報によって変調された一つのディジ
タル信号が異なる伝送路を経て多重波として受信される
場合の多い通信系ではこれら多電波による相互干渉のた
め、符号誤り率が非常に劣化するという問題があった、 このことを従来のＢＰＳＫ （Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓ
ｅ ＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）信号について以下説明す
る。第２図囚は２値情報シンボル ＩＪ％ｒＱ、で表わ
された一つのディジタル情報、第２図の）はこのディジ
タル情報に対応して得られるＢＰＳＫ 信号の位相変化
を示す図である。遅延検波を行う場合ＢＰＳＫ 信号の
位相は２値情報シンボルｒＩＪに対し＋πラジアン変化
しｒ６１に対しては変化なしとする。第３図はこのＢＰ
ＳＫ 信号を復調し元のディジタル情報を抽出する遅延
復調回路（２）を示す。ＩＮ端子（１）に供給されたＢ
ＰＳＫ 信号は２つに分けられ一方は乗算回路（２）の
一方の入力端子へ、他方は１タイムスロットσ）の遅動
時間をもつ遅延回路（３）を経て乗算回路（２）の他方
の入力端子へ加えられ、乗算回路（２）で乗算されたの
ちＬＰＦ （４）で搬送波周波数の２倍の周波数成分を
除去され元のディジタル情報となってｏｔｒｒ端子（５
）へ出力される。
所でＩＮ端子（１）に供給されるＢＰＳＫ信号が同一（
７）７”イジタル情報によって生成された第１のＢＰＳ
Ｋ信号波（以下これをＤ波とよぶ）と、このＤ波より到
着時間が７だけ遅れている第２のＢＰＳＫ 波（以下こ
れをＵ波とよぶ）の重さなった信号（すなわち多重波）
の場合は、Ｄ波とＵ波の相対振幅の比δが１の付近で、
かつＤ波とＵ波の位相差−がπの付近においては、ＯＵ
Ｔ端子（５）の振幅が極めて小さくなり、符号誤り率が
極めてわるいという問題がある。以下これについて説明
する。第４図はＤ波とＵ波の時間的関係を説明する図で
ある。
７）７”イジタル情報によって生成された第１のＢＰＳ
Ｋ信号波（以下これをＤ波とよぶ）と、このＤ波より到
着時間が７だけ遅れている第２のＢＰＳＫ 波（以下こ
れをＵ波とよぶ）の重さなった信号（すなわち多重波）
の場合は、Ｄ波とＵ波の相対振幅の比δが１の付近で、
かつＤ波とＵ波の位相差−がπの付近においては、ＯＵ
Ｔ端子（５）の振幅が極めて小さくなり、符号誤り率が
極めてわるいという問題がある。以下これについて説明
する。第４図はＤ波とＵ波の時間的関係を説明する図で
ある。
こ−で、Ｔはディジタル情報の１デジタルシンボルを送
信するタイムスロットの長さである。区間ａはＤ波の立
上りからＵ波の立上りまでの区間、各区間におけるＯＵ
Ｔ端子（５）に得られる信号ｅ（ｔ）は次式のようにな
る。
信するタイムスロットの長さである。区間ａはＤ波の立
上りからＵ波の立上りまでの区間、各区間におけるＯＵ
Ｔ端子（５）に得られる信号ｅ（ｔ）は次式のようにな
る。
区間ａでは；
（１式囚）
区間ｂ％ｃｓｄでは；
（１式ＣＢ））
ここで、
δ：Ｕ波のＤ波に対する相対振幅比
−一り波とＵ波の搬送波位相差
この計算かられかるように、ＯＵＴ端子（５）に得れる
信号ｅ（ｔ）は、区間ａでは先行ビットのシンボルに依
存し、δの値によっては極性が反転するため不確定であ
るが、区間ｂ％Ｃ％ｄでは自己のシンボルに対応してそ
の極性は一意的に定ブる。
信号ｅ（ｔ）は、区間ａでは先行ビットのシンボルに依
存し、δの値によっては極性が反転するため不確定であ
るが、区間ｂ％Ｃ％ｄでは自己のシンボルに対応してそ
の極性は一意的に定ブる。
しかしながら、第１式の）かられかるように区間ｂ％Ｃ
％ｄ ｂ％Ｃ％ｄにおけるｅ（ｔ）の値ｅ（ｔ） はδが
１の付近でかつ−がπの付近になった時は望ゼロになる
ので、いわゆるアイパターンのアイは消滅し、検出信号
の横ゆらぎ（時間ゆらぎ）も発生する。
％ｄ ｂ％Ｃ％ｄにおけるｅ（ｔ）の値ｅ（ｔ） はδが
１の付近でかつ−がπの付近になった時は望ゼロになる
ので、いわゆるアイパターンのアイは消滅し、検出信号
の横ゆらぎ（時間ゆらぎ）も発生する。
すなわち、多重波伝搬においてはδ＝１、φ＝πの付近
では符号誤り率が非常にわるくなるという問題があった
。
では符号誤り率が非常にわるくなるという問題があった
。
この発明は上記のような符号誤り率の劣化の問題を解消
するためになされたものであり、通常のＢＰＳＫ系のよ
うなＰＳＫ変調方式に比べ、多重波伝搬における符号誤
り率の改善されたディジタル通信方式を得ることを目的
としている。
するためになされたものであり、通常のＢＰＳＫ系のよ
うなＰＳＫ変調方式に比べ、多重波伝搬における符号誤
り率の改善されたディジタル通信方式を得ることを目的
としている。
この発明に係るデジタル通信方式の信号は、第１図に示
すように各タイムスロットの後半の信号レベルを実効的
にゼロにする構成としている。以下この変調方式をＢＰ
ＳＫ −ＲＺ変調方式という。
すように各タイムスロットの後半の信号レベルを実効的
にゼロにする構成としている。以下この変調方式をＢＰ
ＳＫ −ＲＺ変調方式という。
このように各タイムスロットの後半の信号レベルを実質
的にゼロにすることによりｅ（ｔ） ｂ′ｃ′ｄがδ＝
１、ｌｌ＝πの付近においてもゼロに近（なることなく
所定の大きさを維持することができるので、δ＝１、φ
＝π付近での誤り率を大幅に改善することができる。
的にゼロにすることによりｅ（ｔ） ｂ′ｃ′ｄがδ＝
１、ｌｌ＝πの付近においてもゼロに近（なることなく
所定の大きさを維持することができるので、δ＝１、φ
＝π付近での誤り率を大幅に改善することができる。
第１図りは本発明に係るＢＰＳＫ −ＲＺ倍信号示す。
ＢＰＳＫ −ＲＺ倍信号、第１図（ａ）に示す通常のＢ
ＰＳＫ信号と、第１図（ｂ）に示す各タイムスロットの
任意のフの区間のみｒｌＪであるＯＮ −ＯＦＦ 信号
との乗算によって得られる。すなわちＢＰＳＫ −ＲＺ
信号は各タイムスロットの前半の７の区間は通常のる。
ＰＳＫ信号と、第１図（ｂ）に示す各タイムスロットの
任意のフの区間のみｒｌＪであるＯＮ −ＯＦＦ 信号
との乗算によって得られる。すなわちＢＰＳＫ −ＲＺ
信号は各タイムスロットの前半の７の区間は通常のる。
このＢＰＳＫ −ＲＺ倍信号多重波を第４図の遅延復調
器で再生すると、ｏｔｒｒ端子（５）に得られる信号ｅ
（ｔ）は次式のようになる。
器で再生すると、ｏｔｒｒ端子（５）に得られる信号ｅ
（ｔ）は次式のようになる。
υヶ＜０．５に対し；
１〉シ々〉０．５に対し；
以上の計算かられかるように、Ｍ ＜ ０．５ ニおい
ては、区間ａと区間Ｃ１また１ ＞ ｙｌ／Ｔ ＞ ０
．５においては区Ｉ′１１ｂと区間ｄにおいてＤ波とＵ
波の位相差の如何にか＼わらず常に有効な出力が得られ
るので、通常のＢＰＳＫ 変調方式で問題となっていた
いわゆるアイパターンのアイが消滅したり横ゆらぎが大
きくなるという問題はなくなる。
ては、区間ａと区間Ｃ１また１ ＞ ｙｌ／Ｔ ＞ ０
．５においては区Ｉ′１１ｂと区間ｄにおいてＤ波とＵ
波の位相差の如何にか＼わらず常に有効な出力が得られ
るので、通常のＢＰＳＫ 変調方式で問題となっていた
いわゆるアイパターンのアイが消滅したり横ゆらぎが大
きくなるという問題はなくなる。
第５図（４）、■はＢＰＳＫ −ＲＺ変調方式の特性の
一例を示す図である。第５図面はＳＮ比を変えた場合の
ピットエラーレイトの変化を示し、第５図（８）は、一
定のＳＮ比におけるＤ波とＵ波の遅延時間差の変化に対
するピットエラーレイトの変化を示す。
一例を示す図である。第５図面はＳＮ比を変えた場合の
ピットエラーレイトの変化を示し、第５図（８）は、一
定のＳＮ比におけるＤ波とＵ波の遅延時間差の変化に対
するピットエラーレイトの変化を示す。
なお、各諸元等の内容は次の過りである。
Ｄ波、Ｕ波共レーレ分布で変化させＰＤ％ＰＵは各々Ｄ
波Ｕ波の平均電力、Ｅｏは１ビット当りの信号エネルギ
ー、Ｎｏは単位周波数当りの雑音雫カ、ｆｄ はフェー
ジングの落ちこみの最大周波数、である。
波Ｕ波の平均電力、Ｅｏは１ビット当りの信号エネルギ
ー、Ｎｏは単位周波数当りの雑音雫カ、ｆｄ はフェー
ジングの落ちこみの最大周波数、である。
通常のＢＰＳＫ の特性を第５図面で曲線ＢＰＳＫ
で示している。本方式は通常のＢＰＳＫ 方式に比べか
なり改善されていることがわかる。
で示している。本方式は通常のＢＰＳＫ 方式に比べか
なり改善されていることがわかる。
するが、それでも従来のＢＰＳＫ 方式に比べればよい
特性が得られ、本発明の効果を維持していることが確認
されている。
特性が得られ、本発明の効果を維持していることが確認
されている。
これまで、ＢＰＳＫ（２相変調）について説明して来た
がＱＰＳＫ （４相変調）に対しても同様に１タイム
スロットの後半の振幅をゼロとするＱＰＳＫ −ＲＺ
変調方式とすることにより同様の改善が得られられる。
がＱＰＳＫ （４相変調）に対しても同様に１タイム
スロットの後半の振幅をゼロとするＱＰＳＫ −ＲＺ
変調方式とすることにより同様の改善が得られられる。
第６図はＢＰＳＫ −ＲＺ変調方式とＱＰＳＫ −ＲＺ
変調方式の特性比較を行ったものであるが、同じ傾
向の改善特性となっている。
変調方式の特性比較を行ったものであるが、同じ傾
向の改善特性となっている。
なお、ＯＮ −ＯＦＦ ＪｆＪ号にベースバンドフィ
ルタ（ベンド幅Ｂｂ）で帯域制限をした場合は第７図に
示すように特性の変化は極めて小さいことが確認されて
いる、 同様の考え方は二値情報シンボルばかりでなくさらに多
値情報シンボル対応の多相変調の場合にも拡張適用でき
る。
ルタ（ベンド幅Ｂｂ）で帯域制限をした場合は第７図に
示すように特性の変化は極めて小さいことが確認されて
いる、 同様の考え方は二値情報シンボルばかりでなくさらに多
値情報シンボル対応の多相変調の場合にも拡張適用でき
る。
以上のように、この発明によれば各Ｉ ＰＳＫ変調の振
幅を実効的にゼロとする信号構成としたので、多重波受
信におけるＤ波とＵ波の振幅比及び位相差がどんな値に
なっても復調出力が極めて小さくなるという問題が解消
さｎ符号誤り率の改善されたディジタル通信方式を提供
できる。
幅を実効的にゼロとする信号構成としたので、多重波受
信におけるＤ波とＵ波の振幅比及び位相差がどんな値に
なっても復調出力が極めて小さくなるという問題が解消
さｎ符号誤り率の改善されたディジタル通信方式を提供
できる。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の一実施例に係る（ ＢＰＳＫ−ＲＺ
”）信号の説明図、第２図は、通常のＢＰＳＫ変調方
式の説明図、第３図は遅延復調回路の構成例を示す図、
第４図はＤ波とＵ波との関係を説明する図、第５図は本
発明に係るＢＰＳＫ −ＲＺ変調方式の特性の一例を示
す図、第６閏は本発明の他の実施例で、６ ルＱＰＳＫ
−ＲＺ変調方式の特性をＢＰＳＫ −ＲＺ変調方式の
特性と比較した図、第７図はＯＮ −ＯＦＦ 信号の帯
域制限した場合の誤り特性の変化を示す図である。第３
図において、（１）はＩＮ端子、（２）は乗算回路、（
３）は遅延回路、（４）はＬＰＦ 、 （５）はｏｔｒ
ｒ端子である。また、各図に示す記号のうち、同一のも
のは同−内容又は相当内容を示す。
”）信号の説明図、第２図は、通常のＢＰＳＫ変調方
式の説明図、第３図は遅延復調回路の構成例を示す図、
第４図はＤ波とＵ波との関係を説明する図、第５図は本
発明に係るＢＰＳＫ −ＲＺ変調方式の特性の一例を示
す図、第６閏は本発明の他の実施例で、６ ルＱＰＳＫ
−ＲＺ変調方式の特性をＢＰＳＫ −ＲＺ変調方式の
特性と比較した図、第７図はＯＮ −ＯＦＦ 信号の帯
域制限した場合の誤り特性の変化を示す図である。第３
図において、（１）はＩＮ端子、（２）は乗算回路、（
３）は遅延回路、（４）はＬＰＦ 、 （５）はｏｔｒ
ｒ端子である。また、各図に示す記号のうち、同一のも
のは同−内容又は相当内容を示す。
Claims (3)
- （１）搬送波の位相を＋タイムスロット毎に送られてく
るディジタル情報の各シンボルに対応して変化させる信
号を用いる通信方式において、１タイムスロットの任意
のＴ／２の区間でシンボルに対応して定まる振幅と位相
とし、残りの区間で振幅を実効的にゼロにすることを特
徴とする構成の信号を用いるディジタル通信方式。 - （２）二相ＰＳＫ（ＢＰＳＫ）に適用したことを特徴と
する特許請求の範囲第１項に記載のディジタル通信方式
。 - （３）四相ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）に適用したことを特徴と
する特許請求範囲第１項に記載のディジタル通信方式
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60105379A JPH0638596B2 (ja) | 1985-05-15 | 1985-05-15 | デイジタル通信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60105379A JPH0638596B2 (ja) | 1985-05-15 | 1985-05-15 | デイジタル通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61261945A true JPS61261945A (ja) | 1986-11-20 |
| JPH0638596B2 JPH0638596B2 (ja) | 1994-05-18 |
Family
ID=14406045
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60105379A Expired - Lifetime JPH0638596B2 (ja) | 1985-05-15 | 1985-05-15 | デイジタル通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0638596B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007502085A (ja) * | 2003-05-06 | 2007-02-01 | 富士通株式会社 | 光パフォーマンス監視方法及びシステム |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5553347U (ja) * | 1978-10-05 | 1980-04-10 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL7709917A (nl) | 1977-09-09 | 1979-03-13 | Philips Nv | Systeem voor datatransmissie met behulp van een hoekgemoduleerde draaggolf van constante amplitude. |
-
1985
- 1985-05-15 JP JP60105379A patent/JPH0638596B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5553347U (ja) * | 1978-10-05 | 1980-04-10 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007502085A (ja) * | 2003-05-06 | 2007-02-01 | 富士通株式会社 | 光パフォーマンス監視方法及びシステム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0638596B2 (ja) | 1994-05-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |