JPS61234152A

JPS61234152A - Ｆｓｋ変復調器

Info

Publication number: JPS61234152A
Application number: JP60074753A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Kobayashi; 浩小林; Hideo Haruyama; 秀朗春山; Tsugihiro Hirose; 広瀬　次宏
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-04-09
Filing date: 1985-04-09
Publication date: 1986-10-18
Anticipated expiration: 2010-10-09
Also published as: JPH0793642B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕この発明は、狭帯域データ伝送に使用されるＦＳＫ変調
器に関する。

（発明の技術的背景とその問題点）データ信号を伝送線路を介して伝送する場合、所定の周
波数の搬送波を上記データ信号に応じて周波数シフトさ
せたＦＳＫ変調波を用いることが多い。従来、このよう
なＦＳＫ変調波を比較的簡易に得る装置として第１２図
に示すようなものが使用されていた。この装置は、伝送
すべきデータ信号をＶＣＯ（１圧制御発擾器）１の制御
入力に与え、ｖＣｏｌから該データ信号のレベルに対応
した周波数の信号を出力させた後、帯域通過フィルタ（
ＢＰＦ）２によって不要な周波数成分を抑圧してＦＳＫ
信号を得るものであり、周波数のシフト前後において位
相が連続であることから比較的狭帯域の伝送が可能であ
り、しがも構成が簡単であるという利点を有する。

ところが、通常ＶＣＯ１には、バラクタダイオードが使
用されるため、周波数安定性が悪く、これに起因して占
有帯域幅が広がったり、復調系での誤動作を誘発し易い
という欠点があった。

そこで、ＶＣＯｌの周波数安定性を増すため、第１３図
に示すように、ＶＣＯｌでＰＬＬ　（位相固定ループ）
を構成することもなされている。この方式は、ＶＣＯｌ
の出力と局部発振器３の出力とを位相比較器４で位相比
較して、この比較出力をデータ信号のピットレートより
も十分に低いカットオフ周波数を持つ低域通過フィルタ
５に通し、加算器６を介してｖＣＯ１にフィードバック
してｖｃｏｉの発振周波数を安定化させるものである。

このＦＳＫ変調器によれば、確かにＶＣＯｌの周波数安
定性は増すが、回路が複雑になりコストアップにつなが
る欠点がある。しがも、ｖＣＯｌＰＬＬの調整にも手間
がかかるという問題もあった。

そこで、簡易な構成でかつ周波数安定性に優れたＦＳＫ
変調器として、第１４図に示すように、２つの局部発振
器７．８からの周波数の異なる２つの信号をデータ信号
の値に応じて切換ねるスイッチ９によって選択し、ＦＳ
Ｋ変調波を得ることもなされているが、この場合にはス
イッチ９による切換えの前後において２つの信号の位相
が連続しないため、帯域が広がるという問題があった。

（発明の目的〕本発明は、かかる問題に基づきなれたものであり、その
目的とするところは、高安定、狭帯域でかつ無調整化が
図れ、しかも構成の複雑化を招くことのないＦＳＫ変調
器を提供することにある。

〔発明の概要〕

本発明は、所定の周波数差を持ち、かつ被変調データ信
号に位相同期した２種類の搬送波を、前記被変調データ
信号の値によって切換えてＦＳＫ変調波を得ることを特
徴としている。

なお、ここで２種類の搬送波は、後に明かにするように
、被変調データ信号に完全に同期している必頁は無く、
実質上に略同期していれば足りる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、２種類の周波数の異なる搬送波を切換
える方式であるため、周波数安定性に優れたものとなる
。しかもこれら２種類の搬送波は、共に被変調データ信
号に位相同期しているので、切換え時前後において位相
の連続性が確保でき、これによって狭帯域伝送を可能に
することができる。

しかも、本発明の構成要素は、極めて簡単な回路で構成
でき、ｖＣＯを用いた従来の変調器では実現できなかっ
た無調整化を図ることができる。

したがってこの場合には、多くの部分を１チツプに集積
化することができ、コスト低減に大きく寄与し得る。

〔発明の実施例〕

以下、図面を参照しながら、本発明の実施例について説
明する。

第１図は、被変調データ信号；２Ｍｂｏｓ、変調指数：
Δ−１のＦＳＫ変調器を例にとったものである。なお、
ここに変調指数Δ讃１とは、２つの搬送波の周波数差Δ
ｆが、データ信号のクロックレートに等しい場合であり
、この例においてはデータ入力レートが２　Ｍ　ｂｐｓ
であるため、Δｆ＝２Ｍ）Ｉｔに設定される。

第１図に示すように、ＦＳＫ変調器には、ＦＳＫ−調器
の内部もしくは外部に設けられた図示しないクロック源
によって生成されたりＯツク信号ＣＬＫが与えられてい
る。このクロック信号ＣＬＫは、被変調データ信号ＴＸ
Ｄのクロックレート（２ＭＩｈ）の１２倍のレートであ
る２４Ｍ−に設定されている。このクロック信号ＣＬＫ
は、３つの分周器１１．１２および１３に入力されてい
る。

分周器１１は、クロック信号ＣＬＫを４分周して６ＭＨ
ｚの第１の搬送波Ｃ１を生成する。分周器１２は、クロ
ツタ信号ＣＬＫを６分周して４ＭＨｚの第２の搬送波Ｃ
ｅ２を生成する。また、分周器１２は、クロック信号Ｃ
ＬＫを１２分周して２ＭＨＩのデータクロックＴＸＣＬ
Ｋを生成する。このデータクロックＴＸＣＬＫは、例え
ばバージナルコンピュータ等の図示しない端末に出力さ
れている。そして、端末は、このデータクロックＴＸＣ
ＬＫに同期させて被変調データ信号ＴＸＤをＦＳＫ変調
器に出力してくる。なお、端末とＦＳＫ変調器との間に
、例えばＦＩＦＯ回路等のバッファを設ければ、上記バ
ッファとＦＳＫｆｌｌｌ器との間で独立に同期をとるこ
とができるので、端末とＦＳＫ変調器との間の同期を取
る必要がない。この結果、上記２つの搬送波Ｃｍ１．　
Ｃｍ２およびデータクロツタＴＸＣＬＫは、第２図に示
すように、それぞれデユーティ−５０％で、かつ被変調
データ信号ＴＤＸに略位相同期した信号となる。

上記第１の搬送波Ｃ１と第２の搬送波Ｃ＋ａ２とは、Ｄ
型フリップ７０ツブ１４、アンドゲート１５．１６およ
びオアゲート１７からなる切換え手段により、被変調デ
ータ信号ＴＤＸの値に応じて切換えられる。

即ち、Ｄ型フリップフロップ１４は、そのクロック端子
に上記データクロックＴＸＣＬＫを入力し、同データ端
子に被変調データ信号ＴＸＤを入力している。したがっ
て、Ｑ出力には、上記被変調データ信号ＴＸＤの値に応
じて“１″、“０゛′変化し、かつデータクロックＴＸ
ＣＬＫの立上がりに同期した信号が出力される。Ｄ型フ
リップフロップ１４のＱ出力は第１のアンドゲート１５
の一方の入力に、また同ｄ出力は第２のアンドゲート１
６の一方の入力に、それぞれ与えられている。一方、第
１のアンドゲート１５の他方の入力端子には分周器１１
からの第１の搬送波Ｃ１が入力されており、第２のアン
ドゲート１２の他方の入力端子には分周器１２からの第
２の搬送波Ｃ１２が入力されている。したがって、被変
調データ信号ＴＸＤが“１”の時、つまりＱ−“１′の
時には、アンドゲート１５を介して第１の搬送波Ｃ１が
出力され、被変調データ信号ＴＸＤが“０″の時、つま
りロー“１”の時、アンドゲート１６を介して第２の搬
送波Ｃｍ２が出力される。そして、これら２つの搬送波
Ｑｍ１．　Ｃｍ２は、オアゲート１１よって論理和され
る。よってアンドゲート１１からは第２図に示すように
、周波数シフトの前後において位相の連続したディジタ
ル的なＦＳＫ変調波ＴＦが出力される。

ところで、このＦＳＫ変調波ＴＦは、中心周波数を５Ｍ
＆、変調指数Δ−１とする信号であるが、これは伝送チ
ャネルに適合した周波数に周波数変換される。即ち、Ｆ
ＳＫ変調波ＴＦは、混合器１８に入力され、この混合器
１８において発振器１９からの例えば４５．７５ＭＨＩ
の信号と混合される。混合器１８で混合された信号は、
スイッチ２０，５ＡＷ（弾性表面波）フィルタ２１を介
してＲＦアンプ２２に入力されている。スイッチ２０は
、スイッチ制御信号ＳＷに従い、データ伝送時のみ混合
器１８とＳＡＷフィルタ２１とを接続するためのもので
あり、データの非伝送時にＲＦ倍信号伝送路上への漏れ
込みを、防止するためのものである。また、ＳＡＷフィ
ルタ２１は、混合器１８からの出力の不要な帯域成分を
カットオフして伝送チャネルで要求される帯域内にスペ
クトルが入るように帯域制限する。

ＲＦアンプ２２は、利得制御信号ＧＣによって入力され
た信号の出力レベルを制御する。ＲＦアンプ２２から出
力された信号は、ざらにＲＦアンプ２３で増幅される。

したがって、ＲＦアンプ２３からは、第２図に示すよう
に、中心周波数５０．７５ＭＨＩ。

周波数シフト量Δｆ−２Ｍ−のＦＳＫ出力信号ＴＸＯを
得ることができる。

ところで、この実施例においては、２つの問題が予想さ
れる。

第１の問題は、オアゲート１７から出力されるＦＳＫ変
調波工Ｆの中心周波数が５　Ｍ　Ｈ２と低いため、低域
側に現れるサイドローブが周波数Ｏのところで折返し、
本来の伝送帯域中に不要なスペクトル成分が入り込むこ
とによって復調を誤らせるおそれがあるという問題であ
る。

また、第２の問題は、上記ＦＳＫ変調波ＴＦがディジタ
ル信号であることから、高次のスペクトルが存在し、こ
の高次のスペクトルのうち、低域側のスペクトルが本来
の情報を担う帯域内に入り込むことによって復調を誤ら
せるという問題である。

そこで、本発明者等は、上記ＦＳＫ変調波ＴＦの周波数
スペクトルを、コンピュータシミュレーションを用いて
求めた。この結果を第３図に示す。

図中実線は本来要求されるスペクトルを、同一点鎖線は
周波数Ｏからの折返しを、また同破線は第３次高調波の
低域スペクトルをそれぞれ示している。この図に基づき
、２〜８Ｍ１ｂのスペクトルのうち、必要なスペクトル
に対する不要なスペクトル合計のパワー比を求めたとこ
ろ、３４．６ｄＢであった。この値は、通常のデータ伝
送では十分に無視できる値であった。

また、第６図は、伝送路の周波数レスポンスの傾きを±
０．９９ｄＢ／６ＭＨｚ　（ＬＡＮ標準化委員会におけ
る要求規格）に設定し、復調側に遅延検波器を用いて得
たアイ開口のシミュレーション結果である。この図から
も明かなように、不要スペクトルによる悪影響を十分無
視できる程度の伝送品質であることが確認できた。

また、この実施例においては、被変調データ信号ＴＸＤ
が、データクロックＴＸＣＬＫに応答して伝送されてく
るので、被変調データ信号ＴＸＤに若干の位相遅れが生
じ、２つの搬送波Ｃｍｌ。

Ｃｍ２に完全に同期しない場合もあり得る。しかし、こ
の実施例によれば、同一信号系列からのりＯツク信号Ｃ
ＬＫを分周して第１．第２の搬送波Ｃｍｌ。

Ｃｍ２とデータクロックＴＸＣＬＫとを得るようにして
おり、しかもＤ型フリップフロップ１４を用いて搬送波
Ｃｍｌ、　Ｃｍ２の切換えタイミングを上記データクロ
ックＴＸＣＬＫによって与えるようにしているので、得
られたＦＳＫ変調波ＴＦは、周波数シフトの前後におい
て完全に位相が合致しており、狭帯域のＦＳＫ変調を簡
易に得ることができる。そして、この場合には、クロッ
ク信号ＣＬＫを単に分周するだけでディジタル的に２つ
の搬送波を得るようにしているので、無調整化が可能で
、周波数も安定である。このため、例えばＳＡＷフィル
タ２１を除いた部分あるいはこれに水晶発振器からなる
クロック源を付加して１チツプ化することもできる。こ
の場合にはさらにコスト低減が見込まれる。

以上の実施例では変調指数Δ−１の場合を例にとったが
、本発明はこれに限定されるものではない。例えば変調
指数Δが整数であれば、２．４ｋｂｐｓといった低デー
タレートであっても、また、１０Ｍｂｐｓといった高デ
ータレートであっても、同様に適用できる。

また、変調指数Δが例えば０．５である場合には、第５
図に示すように、前述した第１．第２の変調波ｃ　ｍｉ
　、　ｃ　ｍ’ｉ、に加えて、これら変調波Ｃ１１１゜
Ｃ１１２の位相をπだけずらした第３．第４の搬送波Ｃ
ｍｌ、　Ｃｍ２を用意する。そして、第１．第２の搬送
波（、ｉｌ、　Ｃｍ２と、第３．第４の搬送波σｉ。

Ｃ１１２とをそれぞれ１組とし、被変調データ信号ＴＸ
Ｄが反転する度に、選択する搬送波の組を交替させるよ
うにすれば、前述と同様なＦＳＫ変調波を得ることがで
きる。また、第１図に示すオアゲート１１の出力段に分
周器を設けるようにしても同様なＦＳＫ変調波を得るこ
とは可能である。そして、このような考えを拡張すれば
、変調指数Δが有理数である限り、どのようなＦＳＫ変
調波でも得ることがでる。

また、本発明は、例えば第６図に示すように、２つの搬
送波Ｃｗｔ、　Ｃｍ２を低域通過フィルタ３１゜３２に
通して高調波成分を除去した後、被変調データ信号ＴＸ
Ｄに応じてアナログ的なスイッチ３３゜３４を切換え、
ＦＳＫ変調波を得るような構成とすることもできる。こ
のような構成であれば、第３次高調被成分の影響を低域
フィルタ３１．３２によって十分に抑制することができ
る。

また、上述した実施例では中心周波数５　Ｍ　ＨｚのＦ
ＳＫ変調波ＴＦを得た後、これを周波数変換したが、例
えば第７図に示すように、クロック信号ＴＸＣＬＫを分
周器４１で２分周して１ＭＨｚの信号を得、この信号と
５０．７５Ｍ〜の信号とを混合器１８にて混合する。そ
の後、上記混合器１８からの信号を５１．７５Ｍ）ｌｘ
の帯域通過フィルタ４２と、４９．７５Ｍ）ｌｚの帯域
通過フィルタ４３とを通過させて２つの搬送波Ｃ１，Ｃ
ｌ１１２を生成し、これら２つの搬送波Ｃｍｌ、　Ｃｍ
２を被変調データ信号ＴＸＤに応じて切替わるアナログ
的なスイッチ３３．３４によって切換え、ＦＳＫ変調波
を得るような構成とすることもできる。この場合でも２
つの搬送波Ｃ１，Ｃｌｌ１２は、切換え時におい゛て位
相が合致することになるので、本発明の効果を奏するこ
とが可能である。

次に、本発明の最も好ましい適用例を第８図〜第１０図
を参照して説明する。

すなわち、この発明に係るＦＳＫ変調器は、パーソナル
コンピュータ等を端末に持つローカルエリアネットワー
ク（ＬＡＮ）用のモデムに好適である。

第８図は、その−例を示すシステムである。

ＣＰ　Ｕ　５１とメモリ５２とからなる情報処理端末の
一つであるパーソナルコンピュータ５３からのデータは
、データバス５４を介して直列通信インタフェース（以
下、ｒｌｌｏＪと呼ぶ〉５５に供給される。

ｔ−（７）　Ｉ　／　Ｏ５５ハ、Ｒ８−２３２Ｃ用ニハ
例えばＭＣ６８５０が好適であり、１０ＭｂＤＳのＣ８
ＭＡ／ＣＤ用では例えばＭＢ５０２Ａおよびｉ　８２５
８６が好適である。このｌ１０５５は、モデム部５６と
の間でデータの授受を行う。

そして、このモデム部５６に、本発明に係るＦＳＫ変調
器５７が使用されている。このＦＳＫ変調器５７の出力
は、低域通過フィルタ５８を介して伝送路へ出力される
。また伝送路からの信号は高域通過フィルタ５９を介し
てＦＳＫＩＩ器６０人力され、このＦＳＫ復調器６０で
復調されて前記ｌ１０５５に出力される。そして、これ
らＦＳＫ変調器５７、低域通過フィルタ５８、高域通過
フィルタ５９およびＦＳＫ復調器６０でモデム５６が構
成される。このシステムでは、ＦＳＫ変調器５７の内部
に例えば水晶発振器等で構成されたクロック源（２４Ｍ
Ｈ２）設けられており、このクロック源からのクロック
信号ＴＸＣＬＫが前述したようにｌ１０５５に供給され
ている。ｌ１０５５は、このクロック信号ＴＸＣＬＫを
分周して２Ｍ）ｂのクロックを作り、これに同期させて
データＴＸＤをＦＳＫ変調器５７に送り出すようにして
いる。したがって、ＦＳＫ変調器５７の内部で生成され
る２　Ｍ　ＨｚのデータクロックＣＬＫに対し、入力さ
れるデータＴＸＤには若干の位相遅れが生じることが考
えられる。しかしながら、前述した３つの実施例におい
てはＤ型フリップ７０ツブ１４にてデータを正しく打ち
抜いているので、この点に関しては何等問題となるとこ
ろはない。

なお、ＦＳＫ復調器５７は、例えば第１１図に示すよう
に、構成されている。すなわち、受信したＲＦ倍信号ア
ンプ７１で増幅後、ＬＣの帯域通過フィルタ７２で緩く
帯域制限を受け、さらに利得制御可能な増幅器７３で増
幅され、局部発振器７４を有する混合器７５でＩＦ倍信
号周波数変換される。ざらに、このＩＦ倍信号、同一基
板上に第１のフィルタ７６ａおよび第２のフィルタ７６
ｂをそれぞれ形成してなるＳＡＷ　（弾性表面波）フィ
ルタ７６によって、それぞれ変調キャリア周波数に対応
した２つの周波４数帯域に分離される。そして、２つに
分離された信号は、ＳＡＷフィルタ７６による減衰を補
償するための増幅器７７、７８をそれぞれ介して包絡線
検波器７９．８０によって検波される。そして、検波さ
れた２つの出力をコンパレータ８１によって比較するこ
とによって復調出力ＲＸＤを得ることができる。なお、
このＦＳＫＩＩｉ器６０は、同時に衝突検出も行ってい
る。すなわち、２つのフィルタ７６ａ　、　７６ｂの出
力は、加算器８２によって加算され、増幅器８３を介し
て包絡線検波器８４で検波される。

伝送路において２つの信号の衝突が起り、かつ衝突した
信号の周波数が異なる場合には、上記包絡線検波器８４
からは、衝突によって発生したビートのエンベロープ出
力が得られる。したがって、このビートの有無を２つの
コンパレータ８５．８６によって検知して、オアゲート
８７を介して衝突検出信号ＣＰを得ることができる。な
お、図中８８は、伝送路にキャリアが存在するか否かを
検出するためのコンパレータであり、前述したコンパレ
ータ８１の出力とともにアンドゲート８９に入力されて
いる。

したがってアンドゲート８９からは、信号がある場合に
のみ伝送路に復調出力ＲＸＤを出力する。この構成によ
れば、ＳＡＷフィルタで実質的に３つのフィルタを構成
できるので、構成の簡単化、無調整化等が図れる。

第９図は、モデム部５６と１１０５５とがクロックにつ
いて従属関係がない場合の例である。

りＯツク源９１は、Ｉｌｏをも含めたパーソナルコンピ
ュータ系内に設定する。モデム部５６にもクロック源が
内蔵されている。そして、ｌ１０５５からのデータは、
クロック源９１からのクロック　□ＣＬＫに同期してＦ
ＩＦＯ（Ｆｉｒｓｔ　　ＩｎＦｉｒｓｔ　　０ｕｔ）回
路９２に収納される。ＦＩＦＯ回路９２からのデータの
読出しは、モデム部５６からのデータクロックＴＸＣＬ
Ｋに同期させて行う。このデータクロックＴＸＣＬＫは
、ＦＳＫ変調器５７の内部で得られた２Ｍ１ｂのデータ
クロックを用いれば良い。

このシステムによれば、モデム部５６内のクロックとク
ロックＷ１９１のクロックとが同期している必要がない
。

また、第１０図は、変調系内にクロック源を設けない場
合の例である。すなわち、ｌ１０５５からは、データＴ
ＸＤｌ！ｒＦ　Ｉ　ＦＯ回路９２に転送する。コノ時、
このデータＴＸＤをクロック再生系へ送り、この系にお
いてデータからクロックを抽出する。

ここでは２Ｍ１ｂのクロックが得られる。このクロック
を周波数逓倍回路によって２４Ｍ−に逓倍し、クロック
ＣＬＫとしてモデム５６に供給する。モデム部５６の変
調系からは、ＦＩＦＯ回路９２にブータフＯｙりＴＸＣ
ＬＫ　（２Ｍｆｈ）　を送Ｖ）、’　Ｆ　Ｉ　ＦＯ回路
９２からは、このクロックに従って、データをモデム部
５６に送る。この場合にも変調系内のクロック（例えば
２４　Ｍ　ＨＩ、６Ｍセ、４ＭＨｚ）に同期してデータ
ＴＸＤがモデム部５６に供給されている。

この他、本発明のＦＳＫ変調器は、種々のデータ伝送に
適用でき、使用される用途に応じて種々変更実施可能で
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るＦＳＫ変調器を示すブ
ロック図、第２図は同ＦＳＫＩｌｌ器の動作を説明する
ための波形図、第３図は同ＦＳＫ変調器で得られるＦＳ
Ｋ変調波のスペクトルのシミュレーション結果を示す図
、第４図は同ＦＳＫ変調器を用いたデータ伝送のアイ開
口のシミュレーション結果を示す図、第５図は本発明の
他の実施例に係るＦＳＫ変調器の動作を説明するための
波形図、第６図および第７図は本発明の更に他の実施例
に係るＦＳＫ変゛変器調器れぞれ示すブロック図、第８
図〜第１０図は本発明に係るＦＳＫＩ調器を適用した通
信システムの一例をそれぞれ示す図、第１１図は上記各
通信システムにおけるＦＳＫｆａ調器の構成を示すブロ
ック図、第１２図〜第１４図は従来のＦＳＫ変調器の構
成をそれぞれ示すブロック図である。１１、１２．１３．４２・・・分周器、１４・・・Ｄ型
フリップフロップ、１８．７５・・・混合器、２１．７
６・・・ＳＡＷフィルタ。出願人代理人　弁理士　鈴江武彦第１ＵＡ（５０７５：　ＩＭＨｚ　）

Claims

【特許請求の範囲】

（１）所定の周波数差を持ち、かつ被変調データ信号に
位相同期した２種類の搬送波を得る手段と、この手段で
得られた前記２種類の搬送波を前記被変調データ信号の
値に応じて切換えてＦＳＫ変調波を得る手段とを具備し
たことを特徴とするＦＳＫ変調器。
（２）前記２種類の搬送波は、ディジタル信号であるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のＦＳＫ変調
器。
（３）前記ＦＳＫ変調波を得る手段は、前記２つの搬送
波を前記被変調データ信号の値に応じて切換えて得られ
た信号を所定の周波数帯域に位置するように周波数変換
するものであることを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載のＦＳＫ変調器。
（４）前記２種類の搬送波の周波数差は、変調指数が整
数になるように設定されているものであることを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載のＦＳＫ変調器。
（５）前記２種類の搬送波の周波数差は、変調指数が０
．５の奇数倍となるように設定されており、かつ前記各
周波数の搬送波は、互いの位相差がπである２つの信号
をそれぞれ含むものであることを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載のＦＳＫ変調器。