JPS61184926A - デイジタル−アナログ変換器 - Google Patents
デイジタル−アナログ変換器Info
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- JPS61184926A JPS61184926A JP2481185A JP2481185A JPS61184926A JP S61184926 A JPS61184926 A JP S61184926A JP 2481185 A JP2481185 A JP 2481185A JP 2481185 A JP2481185 A JP 2481185A JP S61184926 A JPS61184926 A JP S61184926A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、サーボ装置などの出力回路に用いられ、中心
付近の直線性が要求されるディジタル−アナログ変換器
に関するものである。
付近の直線性が要求されるディジタル−アナログ変換器
に関するものである。
従来の技術
近年、制御の分野ではアナログ方式に代わり、ディジタ
ρ方式が主流となってきているが、駆動部への出力はア
ナログ信号として出力されることが多く、ディジタμ方
式の場合制御信号をディジタル−アナログ変換して駆動
部へ出力している。
ρ方式が主流となってきているが、駆動部への出力はア
ナログ信号として出力されることが多く、ディジタμ方
式の場合制御信号をディジタル−アナログ変換して駆動
部へ出力している。
ディジタル−アナログ変換器(以下D/ム変換器と称す
る)の入出力特性として、直線性が重要であり、直線性
を容易に得ることが大きな問題となっている。
る)の入出力特性として、直線性が重要であり、直線性
を容易に得ることが大きな問題となっている。
以下図面を参照しながら、上述した従来のD/ム変換器
の一例について説明する。
の一例について説明する。
第4図は、従来のD/ム変換器を示すものでろシ、ここ
では8ビットのラダー抵抗回路網型のD/ム変換器につ
いて説明する。第4図において、1は基準電圧源、10
0は同一の抵抗値2Rの抵抗101−110と同一の抵
抗値Hの抵抗111へ117とからなるラダー抵抗回路
網、200はラダー抵抗回路網100の重み付けられた
各抵抗101P−108の一端に接続されたスイッチ2
01〜208からなるスイッチ回路群、2^9はディジ
タル信号入力端子で2が最上位側で9が最下位側である
。10はD/ム変換出力を増幅する演算増幅器、11は
演算増幅器10の帰還抵抗、12は演算増幅器1oのオ
フセット補償用抵抗、13はD/人変換出力端子である
。スイッチ201〜208はラダー抵抗回路網100の
重み付けられた各抵抗の一端を、2〜9のディジタル信
号入力端子に入力されるディジタル信号のレベルにより
基準電圧源1、または接地側に接続する。演算増幅器1
0の帰還抵抗11の抵抗値はラダー抵抗回路網100の
111 へ117の抵抗値の3倍である3Rとする。
では8ビットのラダー抵抗回路網型のD/ム変換器につ
いて説明する。第4図において、1は基準電圧源、10
0は同一の抵抗値2Rの抵抗101−110と同一の抵
抗値Hの抵抗111へ117とからなるラダー抵抗回路
網、200はラダー抵抗回路網100の重み付けられた
各抵抗101P−108の一端に接続されたスイッチ2
01〜208からなるスイッチ回路群、2^9はディジ
タル信号入力端子で2が最上位側で9が最下位側である
。10はD/ム変換出力を増幅する演算増幅器、11は
演算増幅器10の帰還抵抗、12は演算増幅器1oのオ
フセット補償用抵抗、13はD/人変換出力端子である
。スイッチ201〜208はラダー抵抗回路網100の
重み付けられた各抵抗の一端を、2〜9のディジタル信
号入力端子に入力されるディジタル信号のレベルにより
基準電圧源1、または接地側に接続する。演算増幅器1
0の帰還抵抗11の抵抗値はラダー抵抗回路網100の
111 へ117の抵抗値の3倍である3Rとする。
以上のように構成されたD/ム変換器について以下その
動作について説明する。
動作について説明する。
まず、ディジタル信号入力端子2〜9に最上位側から最
下位側に向って〔10000000〕のディジタル信号
が入力されたとする。ここでは、信号のローレベルを“
0″トシ、ハイレベルヲ“1″としている。スイッチ2
01〜208はビットに応じて重み付けられた抵抗20
1〜208をディジタル入力信号が“1゛のとき基準電
圧源1側に、ディジタル入力信号が“0゛のとき接地側
に接続する。従って、ディジタル入力信号によりスイッ
チ201は基準電圧源1の方へ接続され、スイッチ20
2〜208は接地側に接続される。
下位側に向って〔10000000〕のディジタル信号
が入力されたとする。ここでは、信号のローレベルを“
0″トシ、ハイレベルヲ“1″としている。スイッチ2
01〜208はビットに応じて重み付けられた抵抗20
1〜208をディジタル入力信号が“1゛のとき基準電
圧源1側に、ディジタル入力信号が“0゛のとき接地側
に接続する。従って、ディジタル入力信号によりスイッ
チ201は基準電圧源1の方へ接続され、スイッチ20
2〜208は接地側に接続される。
抵抗101〜110の抵抗値は2Rで、抵抗111〜1
17の抵抗値はRでめるので、ム点の合成インピーダン
スはRとなる。基準電圧源1の電圧をXとすると、ム点
の電圧は1 / 3 牢Xとなシ、D/ム変換出力端子
13に出力される電圧は、演算増幅器10の入力抵抗1
10の抵抗値が21゜帰還抵抗11の抵抗値が3Rであ
るので1/2*Xとなり、最上位ビットに対応した出力
が得られる。他のディジタル信号入力端子3〜9につい
ても同様のことが言え、ディジタル信号入力端子3から
9に向って、ビットの重みが小さくなる。ディジタル信
号入力端子2〜9に最上位側から最下位側に向って〔o
0000001〕のディジタル信号が入力されると、ス
イッチ20Bのみが基準電圧源1側に接続され、他のス
イッチ201〜207は接地される。従って、D/ム変
換出力端子13に出力される電圧は1/128*Eとな
シ、最下位ビットすなわち8ビット目に対応した出力が
得られる。
17の抵抗値はRでめるので、ム点の合成インピーダン
スはRとなる。基準電圧源1の電圧をXとすると、ム点
の電圧は1 / 3 牢Xとなシ、D/ム変換出力端子
13に出力される電圧は、演算増幅器10の入力抵抗1
10の抵抗値が21゜帰還抵抗11の抵抗値が3Rであ
るので1/2*Xとなり、最上位ビットに対応した出力
が得られる。他のディジタル信号入力端子3〜9につい
ても同様のことが言え、ディジタル信号入力端子3から
9に向って、ビットの重みが小さくなる。ディジタル信
号入力端子2〜9に最上位側から最下位側に向って〔o
0000001〕のディジタル信号が入力されると、ス
イッチ20Bのみが基準電圧源1側に接続され、他のス
イッチ201〜207は接地される。従って、D/ム変
換出力端子13に出力される電圧は1/128*Eとな
シ、最下位ビットすなわち8ビット目に対応した出力が
得られる。
発明が解決しようとする問題点
しかしながら上記のような構成では、D/ム変換器の出
力特性において直線性を得るには、各ビットに対応した
重み付けをする抵抗の相対精度を確保することが重要で
ある。しかしながら、最上位ビットに対応する抵抗の相
対精度を確保することが困難となり、D/ム変換器の中
心付近において、すなわちディジタル入力信号が最上位
側から最下位側に向って〔o1111111〕から〔1
Qo00000〕に変わるときに、D / A変換出力
の直線性が保てなくなる。最上位側から最下位側に向っ
て〔01111111〕から〔10000ooO〕に変
わるときに直線性を保つには抵抗109以外の抵抗の抵
抗値の相対誤差を零としても、抵抗109の相対誤差を
0.4チ以下にしなければならない。集積回路において
、相対精度を0.4%以下にすることは難しく、抵抗を
トリミングなどして精度を得ている。特に、サーボ装置
においては、D/ム変換器の中心付近におけるD/ム変
換出力の直線性は重要であり、サーボ装置の性能を決め
る上で大きな役割を果す。
力特性において直線性を得るには、各ビットに対応した
重み付けをする抵抗の相対精度を確保することが重要で
ある。しかしながら、最上位ビットに対応する抵抗の相
対精度を確保することが困難となり、D/ム変換器の中
心付近において、すなわちディジタル入力信号が最上位
側から最下位側に向って〔o1111111〕から〔1
Qo00000〕に変わるときに、D / A変換出力
の直線性が保てなくなる。最上位側から最下位側に向っ
て〔01111111〕から〔10000ooO〕に変
わるときに直線性を保つには抵抗109以外の抵抗の抵
抗値の相対誤差を零としても、抵抗109の相対誤差を
0.4チ以下にしなければならない。集積回路において
、相対精度を0.4%以下にすることは難しく、抵抗を
トリミングなどして精度を得ている。特に、サーボ装置
においては、D/ム変換器の中心付近におけるD/ム変
換出力の直線性は重要であり、サーボ装置の性能を決め
る上で大きな役割を果す。
本発明は、かかる点に鑑みてなされたもので、簡易な構
成でD/ム変換出力の中心付近において直線性の良いD
/ム変換器を提供することを目的としている。
成でD/ム変換出力の中心付近において直線性の良いD
/ム変換器を提供することを目的としている。
問題点を解決するための手段
上記問題点を解決するために本発明のD/ム変換器は、
Lビットの要素D/ム変換器と、要素D/ム変換器の最
下位側からMビット目に対応したアナログ出力値を出力
する基準出力回路と、要素D/ム変換器に入力されるデ
ィジタル信号を制御するディジタル入力信号制御回路と
、要素D/ム変換器のアナログ出力と基準出力回路の出
力を加算する加算回路と、ディジタル入力信号制御回路
の出力により基準出力回路の出力端子から加算回路の入
力端子への経路を選択的にオン、オフするスイッチ手段
とからなるLピットのD/人変換器である。
Lビットの要素D/ム変換器と、要素D/ム変換器の最
下位側からMビット目に対応したアナログ出力値を出力
する基準出力回路と、要素D/ム変換器に入力されるデ
ィジタル信号を制御するディジタル入力信号制御回路と
、要素D/ム変換器のアナログ出力と基準出力回路の出
力を加算する加算回路と、ディジタル入力信号制御回路
の出力により基準出力回路の出力端子から加算回路の入
力端子への経路を選択的にオン、オフするスイッチ手段
とからなるLピットのD/人変換器である。
作用
本発明は上記した構成によって、要素D/ム変換器のデ
ィジタル入力信号の値が、最上位ビットがローレベルで
残りのビットすべてがハイレベルの状態から、最上位ビ
ットがハイレベルで残りのビットすべてがローレベルの
状態になるのを禁止し、下位Vビットに対応するアナロ
グ出力値を要素D/ム変換器の出力値に加算することに
より、ディジタル入力信号の下位Mビットに相当する区
間においてD/ム変換器の中心付近の直線性を良くして
いる。
ィジタル入力信号の値が、最上位ビットがローレベルで
残りのビットすべてがハイレベルの状態から、最上位ビ
ットがハイレベルで残りのビットすべてがローレベルの
状態になるのを禁止し、下位Vビットに対応するアナロ
グ出力値を要素D/ム変換器の出力値に加算することに
より、ディジタル入力信号の下位Mビットに相当する区
間においてD/ム変換器の中心付近の直線性を良くして
いる。
実施例
以下本発明の一実施例のD/ム変換器について図面を参
照しながら説明する。
照しながら説明する。
第1図は本発明のD/ム変換器の基本構成を示すもので
ある。なお、第4図におけるものと同一のものには同一
の符号を付し、重複する説明は省略する。第1図におい
て、300は、基準電圧源1と、第1のラダー抵抗回路
網100と、スイッチ回路群200と、第1の演算増幅
器1oと、第1の演算増幅器10の帰還抵抗11と、第
1の演算増幅器10のオフセット補償用抵抗12とから
なる要素D/ム変換器、400はディジタル入力信号制
御回路で、ディジタル信号入力端子2〜6が接続されて
いる。ディジタル入力信号制御回路400の出力端子4
12〜416の出力信号によりスイッチ201−205
は基準電圧源1または接地側に接続される。また、ディ
ジタル入力信号制御回路400の出力端子417の出力
信号によりスイッチ18(後述)は基準出力回路600
(後述)の出力端子から加算回路の入力端子への経路を
オン、オフする。500は同一の抵抗値2Rの抵抗50
1〜606と同一の抵抗値Rの抵抗607〜509から
なる第2のラダー抵抗回路網で、抵抗601〜504の
入力端子はそれぞれ接地され、抵抗606の入力端子は
基準電圧源1に接続されている。14は第2の演算増幅
器、16は3Rの抵抗値をもつ第2の演算増幅器14の
帰還抵抗、16は第2の演算増幅器14のオフセット補
償用抵抗である。600は第2のラダー抵抗回路網60
0と、第2の演算増幅器14、第2の演算増幅器14の
帰還抵抗と、第2の演算増幅器14のオフセット補償用
抵抗16からなる基準出力回路でるる。17は要素D/
ム変換器300の出力と基準出力回路600の出力を加
算する加算回路であり、13は加算回路17の出力端子
である。18はディジタル入力信号制御回路400の出
力端子417の出力信号により基準出力回路eooの出
力端子から加算回路17の入力端子への経路を選択的に
オン、オフするスイッチである。
ある。なお、第4図におけるものと同一のものには同一
の符号を付し、重複する説明は省略する。第1図におい
て、300は、基準電圧源1と、第1のラダー抵抗回路
網100と、スイッチ回路群200と、第1の演算増幅
器1oと、第1の演算増幅器10の帰還抵抗11と、第
1の演算増幅器10のオフセット補償用抵抗12とから
なる要素D/ム変換器、400はディジタル入力信号制
御回路で、ディジタル信号入力端子2〜6が接続されて
いる。ディジタル入力信号制御回路400の出力端子4
12〜416の出力信号によりスイッチ201−205
は基準電圧源1または接地側に接続される。また、ディ
ジタル入力信号制御回路400の出力端子417の出力
信号によりスイッチ18(後述)は基準出力回路600
(後述)の出力端子から加算回路の入力端子への経路を
オン、オフする。500は同一の抵抗値2Rの抵抗50
1〜606と同一の抵抗値Rの抵抗607〜509から
なる第2のラダー抵抗回路網で、抵抗601〜504の
入力端子はそれぞれ接地され、抵抗606の入力端子は
基準電圧源1に接続されている。14は第2の演算増幅
器、16は3Rの抵抗値をもつ第2の演算増幅器14の
帰還抵抗、16は第2の演算増幅器14のオフセット補
償用抵抗である。600は第2のラダー抵抗回路網60
0と、第2の演算増幅器14、第2の演算増幅器14の
帰還抵抗と、第2の演算増幅器14のオフセット補償用
抵抗16からなる基準出力回路でるる。17は要素D/
ム変換器300の出力と基準出力回路600の出力を加
算する加算回路であり、13は加算回路17の出力端子
である。18はディジタル入力信号制御回路400の出
力端子417の出力信号により基準出力回路eooの出
力端子から加算回路17の入力端子への経路を選択的に
オン、オフするスイッチである。
第2図は、ディジタル信号入力信号制御回路400の一
具体例である。第2図において、401〜404は、そ
れぞれの入力端子がディジタル信号入力端子3〜6に接
続されているインバータ、405はディジタル信号入力
端子2とインバータ401〜404の出力端子が入力端
子に接続されているNANDゲート、406はHAND
ゲート406の出力端子とディジタル信号入力端子2が
入力端子に接続されているANDゲート、407〜41
0はそれぞれの第1の入力端子にNANDゲート406
の出力端子が、第2の入力端子にそれぞれインバータ4
01〜404の出力端子が接続されているNANDゲー
ト、411は入力端子にNANDゲート405の出力端
子が接続されているインバータである。ムNDゲート4
o6、NANDゲート407A−41o1イア/<−1
411の各出力端子はディジタル入力信号制御回路40
0の出力端子412〜417に接続される。
具体例である。第2図において、401〜404は、そ
れぞれの入力端子がディジタル信号入力端子3〜6に接
続されているインバータ、405はディジタル信号入力
端子2とインバータ401〜404の出力端子が入力端
子に接続されているNANDゲート、406はHAND
ゲート406の出力端子とディジタル信号入力端子2が
入力端子に接続されているANDゲート、407〜41
0はそれぞれの第1の入力端子にNANDゲート406
の出力端子が、第2の入力端子にそれぞれインバータ4
01〜404の出力端子が接続されているNANDゲー
ト、411は入力端子にNANDゲート405の出力端
子が接続されているインバータである。ムNDゲート4
o6、NANDゲート407A−41o1イア/<−1
411の各出力端子はディジタル入力信号制御回路40
0の出力端子412〜417に接続される。
以上のように構成されたD/A変換器について以下第1
図及び第2図を用いてその動作を説明する。
図及び第2図を用いてその動作を説明する。
まず、第1図は本発明のD/A変換器の基本構成を示す
ものであって、要素D/A変換器300は、ディジタル
入力信号制御回路400より出力される上位5ビットと
ディジタル信号入力端子7〜9に入力される下位3ビッ
トの8ビットのディジタル信号をD/ム変換する。基準
出力回路eo。
ものであって、要素D/A変換器300は、ディジタル
入力信号制御回路400より出力される上位5ビットと
ディジタル信号入力端子7〜9に入力される下位3ビッ
トの8ビットのディジタル信号をD/ム変換する。基準
出力回路eo。
は要素D/A変換器300の基準電圧源1が第2のラダ
ー抵抗回路網500の抵抗506に接続され、要素D/
ム変換M300の最下位側から4ビット目に相当する電
圧値を出力する。スイッチ18はディジタル入力信号制
御回路400の出力端子417の出力信号がハイレベル
のときに基準出力回路600の出力端子を加算回路17
0入力端子に接続する。
ー抵抗回路網500の抵抗506に接続され、要素D/
ム変換M300の最下位側から4ビット目に相当する電
圧値を出力する。スイッチ18はディジタル入力信号制
御回路400の出力端子417の出力信号がハイレベル
のときに基準出力回路600の出力端子を加算回路17
0入力端子に接続する。
第2図のディジタル入力信号制御回路4o○は、ディジ
タル入力信号の上位5ビットが最上位側から最下位側に
向って〔10000〕のときに、ディジタル入力信号制
御回路400の出力端子412〜416を〔01111
〕に固定する。また、ディジタル入力信号が上記以外の
とき、ディジタル入力信号制御回路400の出力端子4
12〜416にはディジタル信号入力端子2〜6に入力
されるテ°イジタル入力信号がそのままろられれ、ディ
ジタル入力信号制御回路400の出力端子417はロー
レベルになったままとなる。ディジタル入力信号制御回
路400の出力端子417はディジタル信号入力端子2
がハイレベル、3〜6がローレベルのトキにハイレベル
トナリ、スイン−/−1sヲ閉じ、基準出力回路600
の出力端子と加算回路17の入力端子を接続する。
タル入力信号の上位5ビットが最上位側から最下位側に
向って〔10000〕のときに、ディジタル入力信号制
御回路400の出力端子412〜416を〔01111
〕に固定する。また、ディジタル入力信号が上記以外の
とき、ディジタル入力信号制御回路400の出力端子4
12〜416にはディジタル信号入力端子2〜6に入力
されるテ°イジタル入力信号がそのままろられれ、ディ
ジタル入力信号制御回路400の出力端子417はロー
レベルになったままとなる。ディジタル入力信号制御回
路400の出力端子417はディジタル信号入力端子2
がハイレベル、3〜6がローレベルのトキにハイレベル
トナリ、スイン−/−1sヲ閉じ、基準出力回路600
の出力端子と加算回路17の入力端子を接続する。
第3図に本発明のD/A変換器のD/ム変換特性を示す
。第3図の(!L)は、要素D/A変換器300のD/
ム変換特性であり、(b)は基準出力回路600の出力
特性である。
。第3図の(!L)は、要素D/A変換器300のD/
ム変換特性であり、(b)は基準出力回路600の出力
特性である。
要素D/A変換器300の入力は、ディジタル入力信号
の上位5ビットが最上位側から最下位側に向って〔10
000〕のとき、ディジタル入力信号制御回路400に
より〔01111〕に固定されている。従って、ディジ
タル信号入力端子2〜9に入力されるディジタル信号が
最上位側から最下位側に向って〔o1111000〕か
ら〔01111111〕の区間と、〔1000000o
〕から〔1000o111〕の区間においては要素D/
A変換器300は同じアナログ値を出力する。
の上位5ビットが最上位側から最下位側に向って〔10
000〕のとき、ディジタル入力信号制御回路400に
より〔01111〕に固定されている。従って、ディジ
タル信号入力端子2〜9に入力されるディジタル信号が
最上位側から最下位側に向って〔o1111000〕か
ら〔01111111〕の区間と、〔1000000o
〕から〔1000o111〕の区間においては要素D/
A変換器300は同じアナログ値を出力する。
しかしながら、ディジタμ信号入力の上位5ビットが最
上位側から最下位側に向って〔10000〕のときには
ディジタル入力信号制御回路400の出力端子417の
出力信号はハイレベルとなり、スイッチ18が閉じ、基
準出力回路600の出力が加算回路17の入力に加えら
れる。D/A変換器の出力端子13の出力は、要素D/
A変換器300の出力と基準出力回路600の出力の和
でアリ、基準出力回路600の出力値は要素D/A変換
器300の最下位側から4ビット目の出力値に相当する
ので、D/A変換器はディジタル入力信号が最上位側か
ら最下位側に向って〔100o0000〕から〔1oO
o0111〕においても正規のアナログ値を出力する。
上位側から最下位側に向って〔10000〕のときには
ディジタル入力信号制御回路400の出力端子417の
出力信号はハイレベルとなり、スイッチ18が閉じ、基
準出力回路600の出力が加算回路17の入力に加えら
れる。D/A変換器の出力端子13の出力は、要素D/
A変換器300の出力と基準出力回路600の出力の和
でアリ、基準出力回路600の出力値は要素D/A変換
器300の最下位側から4ビット目の出力値に相当する
ので、D/A変換器はディジタル入力信号が最上位側か
ら最下位側に向って〔100o0000〕から〔1oO
o0111〕においても正規のアナログ値を出力する。
例えば、ディジタル入力信号が最上位側から最下位側に
向って〔00oooooo]から〔01111111〕
の区間においては、スイッチ18は開いたままとなり、
D/A変換器の出力は要素D/A変換器300の出力そ
のものとなる。次に、ディジタル入力信号が最上位側か
ら最下位側に向って〔1oo00000〕のとき、要素
D/A変換器300の上位5ビットの入力信号はディジ
タル入力信号制御回路400により〔o1111〕に制
御されるので、要素D/A変換器300のディジタル入
力信号は[01111000]となる。そして、ディジ
タル入力信号制御回路400の出力端子41アの出力信
号がハイレベルであるので、スイッチ18が閉じ、基準
出力回路600の出力であるディジタル入力信号〔○o
001000〕に相当する出力が加算回路17に入力さ
れる。加算回路17は要素D/A変換器300と基準出
力回路600のそれぞれの出力を加算してD/A変換器
の出力として出力端子13から出力する。すなわち、〔
01111000〕と〔00001000〕の和である
〔10000000〕が出力されたのと同じになる。
向って〔00oooooo]から〔01111111〕
の区間においては、スイッチ18は開いたままとなり、
D/A変換器の出力は要素D/A変換器300の出力そ
のものとなる。次に、ディジタル入力信号が最上位側か
ら最下位側に向って〔1oo00000〕のとき、要素
D/A変換器300の上位5ビットの入力信号はディジ
タル入力信号制御回路400により〔o1111〕に制
御されるので、要素D/A変換器300のディジタル入
力信号は[01111000]となる。そして、ディジ
タル入力信号制御回路400の出力端子41アの出力信
号がハイレベルであるので、スイッチ18が閉じ、基準
出力回路600の出力であるディジタル入力信号〔○o
001000〕に相当する出力が加算回路17に入力さ
れる。加算回路17は要素D/A変換器300と基準出
力回路600のそれぞれの出力を加算してD/A変換器
の出力として出力端子13から出力する。すなわち、〔
01111000〕と〔00001000〕の和である
〔10000000〕が出力されたのと同じになる。
さらに、ディジタル入力信号が最上位側から最下位側に
向って〔100o10oo〕より〔11111111〕
の区間では、ディジタル入力信号制御回路400の出力
端子412〜416はディジタル信号入力端子2〜6に
入力されるディジタル入力信号をそのまま要素D/A変
換器300に入力し、ディジタル入力信号制御回路40
0の出力端子417はローレベルであるので、スイッチ
18は開き、基準出力回路600の出力は加算回路17
接続されない。従って、D/A変換器の出力端子13に
は要素D/A変換器300の出力のみが出力される。
向って〔100o10oo〕より〔11111111〕
の区間では、ディジタル入力信号制御回路400の出力
端子412〜416はディジタル信号入力端子2〜6に
入力されるディジタル入力信号をそのまま要素D/A変
換器300に入力し、ディジタル入力信号制御回路40
0の出力端子417はローレベルであるので、スイッチ
18は開き、基準出力回路600の出力は加算回路17
接続されない。従って、D/A変換器の出力端子13に
は要素D/A変換器300の出力のみが出力される。
すなわち、D/A変換器の直線性をもっとも悪化させて
いるディジタル入力信号が〔01111111〕から〔
10000000〕に変化する点での直線性を、最下位
側から4ビット目に対応したアナログ値を出力する基準
出力回路600と要素D/A変換器300の上位6ビッ
トの固定されたD/A変換出力で得ているので、I)/
A変換の中心付近の直線性を得るには、基準出力回路6
00の出力値を要素D/A変換器300の最下位側から
4ビット目と同じにすれば良く、基準出力回路600の
出力値の精度を最下位ビットの出力値゛の1/2の値以
内にすればD/A変換器の中心付近における直線性は充
分確保できる。基準出力回路600の出力は要素D /
A変換器300の基準電圧源1をもとにしてつくって
いるので、要素D/A変換器300の4ビット目とほぼ
同じ出力値を容易に得ることができる。本実施例では、
ディジタル信号入力が〔01111000〕から〔10
oOo111〕の範囲においてD/ム変換出力の直線性
が確保される。
いるディジタル入力信号が〔01111111〕から〔
10000000〕に変化する点での直線性を、最下位
側から4ビット目に対応したアナログ値を出力する基準
出力回路600と要素D/A変換器300の上位6ビッ
トの固定されたD/A変換出力で得ているので、I)/
A変換の中心付近の直線性を得るには、基準出力回路6
00の出力値を要素D/A変換器300の最下位側から
4ビット目と同じにすれば良く、基準出力回路600の
出力値の精度を最下位ビットの出力値゛の1/2の値以
内にすればD/A変換器の中心付近における直線性は充
分確保できる。基準出力回路600の出力は要素D /
A変換器300の基準電圧源1をもとにしてつくって
いるので、要素D/A変換器300の4ビット目とほぼ
同じ出力値を容易に得ることができる。本実施例では、
ディジタル信号入力が〔01111000〕から〔10
oOo111〕の範囲においてD/ム変換出力の直線性
が確保される。
以上のように本実施例によれば、上位6ビットの入力信
号が〔10000)のときに、要素D/A変換器の最下
位側から4ビット目の出力値に相当する値を出力する基
準出力回路の出力を要素D/A変換器の出力に加え、デ
ィジタル入力信号が最上位側から最下位側に向って〔0
111100o〕から〔10000111〕の区間にお
いて、要素D/A変換器のディジタル入力信号の上位6
ビットの入力信号を変化させずにD/ム変換して、D/
A変換器の中心付近における直線性を良くしている。
号が〔10000)のときに、要素D/A変換器の最下
位側から4ビット目の出力値に相当する値を出力する基
準出力回路の出力を要素D/A変換器の出力に加え、デ
ィジタル入力信号が最上位側から最下位側に向って〔0
111100o〕から〔10000111〕の区間にお
いて、要素D/A変換器のディジタル入力信号の上位6
ビットの入力信号を変化させずにD/ム変換して、D/
A変換器の中心付近における直線性を良くしている。
なお、本実施例では要素D/A変換器を電圧出力型とし
基準電圧源を用いたので、基準出力回路は分圧回路で構
成されているが、要素D/A変換器を電流出力型とし基
準電流源を用いれば、基準出力回路は分流回路で構成さ
れる。
基準電圧源を用いたので、基準出力回路は分圧回路で構
成されているが、要素D/A変換器を電流出力型とし基
準電流源を用いれば、基準出力回路は分流回路で構成さ
れる。
発明の効果
以上のように本発明は、Lビットの要素D/A変換器と
、要素D/A変換器の最下位側からMビット目に対応し
たアナログ出力値を出力する基準出力回路と、要素D/
A変換器に入力されるディジタル信号を制御するディジ
タル入力信号制御回路と、要素D/A変換器の出力と基
準出力回路の出力を加算する加算回路と、ディジタル入
力信号制御回路の出力により基準出力回路の出力端子か
ら加算回路の入力端子への経路をオン、オフするスイッ
チ手段よりLビットのD/A変換器を構成することによ
り、D/A変換器の中心付近のD/人変換特性の直線性
を容易に得ることができる。
、要素D/A変換器の最下位側からMビット目に対応し
たアナログ出力値を出力する基準出力回路と、要素D/
A変換器に入力されるディジタル信号を制御するディジ
タル入力信号制御回路と、要素D/A変換器の出力と基
準出力回路の出力を加算する加算回路と、ディジタル入
力信号制御回路の出力により基準出力回路の出力端子か
ら加算回路の入力端子への経路をオン、オフするスイッ
チ手段よりLビットのD/A変換器を構成することによ
り、D/A変換器の中心付近のD/人変換特性の直線性
を容易に得ることができる。
第1図は本発明の一実施例におけるD / A変換器の
基本構成図、第2図は第1図のディジタル入力信号制御
回路の一具体例を示す図、第3図は本発明のD/A変換
器の変換特性を示す図、第4図は従来のD/A変換器の
基本構成図である。 1・・・・・・基準電圧源、2〜9・・・・・・ディジ
タル信号入力端子、10.14・・・・・・演算増幅器
、17・・・・・・加算回路、18・・・・・・スイッ
チ手段、100 、500・・・・・・ラダー抵抗回路
網、2oO・・・・・・スイッチ回路群、300・・・
・・・要素D/ム変換器、400・・・・・・ディジタ
ル入力信号制御回路、600・・・・・・基準出力回路
。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名第2
図
基本構成図、第2図は第1図のディジタル入力信号制御
回路の一具体例を示す図、第3図は本発明のD/A変換
器の変換特性を示す図、第4図は従来のD/A変換器の
基本構成図である。 1・・・・・・基準電圧源、2〜9・・・・・・ディジ
タル信号入力端子、10.14・・・・・・演算増幅器
、17・・・・・・加算回路、18・・・・・・スイッ
チ手段、100 、500・・・・・・ラダー抵抗回路
網、2oO・・・・・・スイッチ回路群、300・・・
・・・要素D/ム変換器、400・・・・・・ディジタ
ル入力信号制御回路、600・・・・・・基準出力回路
。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名第2
図
Claims (3)
- (1)Lビット(Lは整数)の要素ディジタル−アナロ
グ変換器と、前記要素ディジタル−アナログ変換器の最
下位側からMビット(Mは整数、L>M>1)目に対応
するアナログ出力値を出力する基準出力回路と、前記要
素ディジタル−アナログ変換器に入力されるディジタル
信号を制御するディジタル入力信号制御回路と、前記要
素ディジタル−アナログ変換器のアナログ出力と前記基
準出力回路の出力を加算する加算回路と、前記ディジタ
ル入力信号制御回路の出力により前記基準出力回路の出
力端子から加算回路の入力端子への経路を選択的にオン
、オフするスイッチ手段とを有するディジタル−アナロ
グ変換器。 - (2)基準出力回路が、要素ディジタル−アナログ変換
器の基準電圧源あるいは基準電流源を分圧あるいは分流
する回路より構成されていることを特徴とする特許請求
の範囲第1項記載のディジタル−アナログ変換器。 - (3)ディジタル入力信号制御回路が、ディジタル−ア
ナログ変換器の上位(L−M+1)ビットに入力される
ディジタル信号のうち最上位ビットの入力信号がハイレ
ベルで他のビットの入力信号がローレベルのときに、要
素ディジタル−アナログ変換器の最上位ビットの入力信
号をローレベルに最上位側の2ビット目から(L−M+
1)ビット目までの入力信号をハイレベルに制御すると
ともに前記スイッチ手段を接続させる信号を出力するこ
とを特徴とする特許請求の範囲第1項記載のディジタル
−アナログ変換器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2481185A JPS61184926A (ja) | 1985-02-12 | 1985-02-12 | デイジタル−アナログ変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2481185A JPS61184926A (ja) | 1985-02-12 | 1985-02-12 | デイジタル−アナログ変換器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61184926A true JPS61184926A (ja) | 1986-08-18 |
Family
ID=12148573
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2481185A Pending JPS61184926A (ja) | 1985-02-12 | 1985-02-12 | デイジタル−アナログ変換器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS61184926A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0377430A (ja) * | 1989-08-19 | 1991-04-03 | Fujitsu Ltd | D/aコンバータ |
-
1985
- 1985-02-12 JP JP2481185A patent/JPS61184926A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0377430A (ja) * | 1989-08-19 | 1991-04-03 | Fujitsu Ltd | D/aコンバータ |
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