JPS61145467A - 真のｒｍｓ値の測定システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はマイクロプロセッサを用いた引外し装置のよう
な遮断器用の引外し装置、一層詳細には、引外し装置を
作動させるための線電流の真のＲＭＳ値を得るためのシ
ステムに関する。

〔従来の技術〕

遮断器用の引外し装置は故障電流条件のもとて遮断器を
自動的に開くために用いられる。遮断器を開くのに必要
な時間は故障電流の大きさおよび性質に依存する。引外
し装置は、多年にわたり、比較的低い故障電流の大きさ
に所定の仕方で応動するバイメタル部材と、それよりも
高い故障電流の大きさに応動する電磁引外し装置とを用
いてきた。

バイメタルおよび電磁引外し装置の挙動をシミュレート
するディジタル電子回路およびマイクロプロセッサを用
いる引外し装置も知られている。

これらの形式の引外し装置はたとえば１９８３年１２月
２７日付は米国特許第４．４２３，４５９号明細書およ
び１９８２年７月６日付は米国特許第４．３３８，６４
７号明細書に示されている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ディジタル技術およびマイクロプロセッサを用いた公知
の引外し装置はアナログおよびディジタル回路の組合わ
せを用いている。しかし、公知の引外し装置は真のＲＭ
Ｓ負荷電流測定を行わず、また地絡電流解析を行うため
に追加的な回路および変圧器を必要とする。さらに、公
知の引外し装置は全電流測定範囲にわたり制限された測
定精度を有し、また遮断器の以前の熱的履歴を正確に考
慮に入れない。

電子底引外し装置用の公知の電流検出システムは各相お
よび（もし中性線が用いられているならば）中性線に変
流器を用いる。変流器出力はそれぞれブリッジ接続の全
波整流器に供給される。各線の整流された出力は次いで
濾波され、またレベル検出回路に与えられる。測定され
たピークレベルは次いで、重畳されて各線のＲＭＳ電流
に関係付けられる出力を生ずるように０．７０７のスケ
ールファクタを掛けられる。測定されたＲＭＳ電流に関
係付けられた信号は次いで、所与の大きさの測定された
電流が所与の時間にわたり存在するときに遮断画引外し
を生じさせるタイミング回路に与えられる。

公知の電子式引外し装置の主な問題点は、測定される電
流波形が完全な正弦波形であるときのみ、測定されたＲ
ＭＳ電流が正しいことである。もし波形が非正弦波であ
れば、スケールファクタが正しくない。たとえば、イン
バータドライブのような認め得る線キャパシタンスを有
する回路では、電流波形は正弦波形からのかなりのひず
みを含んでいる。正弦波形からの電流波形のひずみの他
の原因はよく知られている。この不正確さの結果として
、遮断器は誤ってかつ不必要に低過ぎる線電流で引外し
をしたり、または遮断器が不正確な測定のために引外し
すべきときに引外しをしなかったりする。

上記の不正確な測定を補正する回路は知られている。た
とえば、変流器の出力端を抵抗器に接続しておき、抵抗
器の温度を測定することにより真のＲＭＳ値を求め得る
。しかし、このようなシステムは高価であり、また電子
式引外し装置に使用するのには電流変化への応動が遅過
ぎる。

市販品として入手可能な半導体チップで、ＲＭＳ出力を
生じ得るものも存在する。しかし、このようなチップは
遮断器用の電子式引外し装置に使用するためには高価過
ぎる。

波の瞬時振幅を周期的に測定するサンプリングシステム
も知られている。各サイクルで十分な数のサンプルを測
定し、各サンプルの値を二乗し、次いで二乗の和の平方
根を求めることにより、８ＭＳ測定が行われる得る。そ
の精度はサンプルの数の増大と共に増大する。サンプル
の有効な数は、相続く各半サイクル中の各サンプルに対
する測定点の開始位相をずらすことにより増大され得る
。

このような非同期サンプリングは任意の周期的波形のＲ
ＭＳ値を求めるのに使用され得る。しかし、この方法が
電子式引外し装置に応用されるときには、回路が複雑か
つ高価になる。なぜならば、もし中性線が設けられてい
るならば、測定が相線および中性線の各々に対して別々
に行われなければならないからである。

後で説明するように、本発明によれば、真の８ＭＳ測定
のための簡単な経済的な回路が提供される。

既存の電子式引外し装置の他の問題点は、各相および中
性回路に対して中間変流器を必要とすることである。典
型的に、これらの変流器はＹ形に接続されており、また
地絡信号を生ずる必要がある。このような変流器は高価
であり、また制御ハウジング内でかなりの空間を占有す
る。

後で説明するように、本発明によれば、このような別々
の中間変流器の必要は消去される。

公知のマイクロプロセッサを用いたシステムの他の問題
点は、測定分解能が低（、また比較的大きなマイクロプ
ロセッサを必要とすることである。

たとえば、８ビツト・マイクロプロセッサを用いること
が、そのコストが低い点で、望ましい。しかし、もし最
大負荷電流のｌ／４（地絡検出用）から最大負荷電流の
１０倍までの電流を弁別し得ることが望まれるならば、
電流範囲は１：４０である。もし最大負荷電流が６０Ｏ
Ａであれば、最大負荷電流の１０倍と最大負荷電流の１
／４との間の差は（６，０００−１５０）＝５．８５Ｏ
Ａである。８ビツト・マイクロプロセッサは２５６種類
の８ピント組合わせを生ずる。従って、個々のステップ
は６．０００／２５６＝２３．４４Ａである。これは約
２３．４４Ａ／１５０Ａ＝１６％の分解能を与える（こ
こで１５０Ａは６００Ａの２５％である）、シかし、約
５％またはそれよりも小さい値の分解能が望まれる。従
って、簡単な８ビツト・マイクロプロセッサの使用によ
っては所望の分解能が得られない。

後で説明するように、本発明によれば、８ビツト・マイ
クロプロセッサを使用する場合にも、新規な自動的スケ
ール調節により、必要な精度が得られる。

既存のディジタル回路の他の問題点は、熱的メモリを形
成するための手段である。すなわち、標準的な遮断器用
用外し装置では、以前の遮断動作による遮断器の加熱ま
たは容量性負荷を閉じることにより惹起された以前の加
熱などの履歴が遮断器内に留まる。公知のディジタルシ
ステムでは、遮断器の熱的履歴の効果は遮断器が開いた
後に失われた。後で説明するように、本発明によれば、
熱的メモリを持続するための手段が設けられている。

既存の引外し装置の他の問題点は、遮断器の磁気的ラン
チの引外し巻線が大きなターン数、従ってまた高いイン
ダクタンスを有することである。

従って、コイルを有する引外し回路が大きな時定数を有
するので、引外し信号を迅速にコイルに供給することが
難しい、従って、遮断器が非常に高速の電流制限遮断器
で操作されるとき、遮断器の性能を協調させることが難
しい。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明によれば、マイクロプロセッサを用いた引外し装
置であって、主要な構成要素として電力供給装置と各線
に対するサンプル・アンド・ホールド回路とアナログ−
ディジタル変換器とマイクロプロセッサと引外し装置の
調節パラメータを設定するための構成スイッチとを用い
て、新規な引外し装置が提供される。この引外し装置は
三線式回路にも四線式回路にも応用可能である。遮断器
の開路は、電子式用外し装置によりトリガされる電磁ラ
ッチング機構により能動化される通常の機械的機構によ
り成就される。

電力供給装置は３つの相線および１つの中性線からの全
波整流された電流を供給する。この電流は次いで、すべ
ての論理回路に対する＋５ｖの電力源を発生し、またア
ナログ−ディジタル変換器（Ａ−Ｄ変換器）に対する正
の参照電圧をも供給する。正の参照電圧は、マイクロコ
ンピュータからの制御信号の状態に関係して、＋ＩＶも
しくは＋５Ｖである。電力供給装置は、線電流がその定
格電流（たとえば６００Ａであってよい）のわずか２５
％であるときに、２５ｍＡを供給する能力を有する。

相線および中性線の電流を表す信号は同一形式の変流器
により導き出され、また高精密抵抗器を用いて電圧波形
に変換される。信号値は反転されており、また０〜＋５
ｖの範囲内にあり、＋５ｖは定格電流の２０倍を表す。

本発明の１つの重要な特徴によれば、すべての（もし中
性線が存在する場合には）４つの信号は反復してかつ同
時にサンプルされ、またサンプルされた信号はそれぞれ
のキャパシタを充電するのに用いられる。ｌサンプルは
約１，５００μｓごとにサンプルされ（６０Ｈｚでは約
１１サンプル／サイクル）、また各ＲＭＳ渕定サイすル
中に約１．１００サンプルを生ずるように約１００サイ
クルに′わた継続する。順次に、各線に対するサンプル
・アンド・ホールド回路の出力が単一のＡ−Ｄ変換器に
読み出される。ディジタル値への変換は、±Ｉ　ＬＳＨ
の精度を有する８ビツト変換器を用いて、約１００μｓ
で行われる。　　　゛各線の同時にサンプルされた信号
は次いで順次にマイクロコンピュータに与えられ、マイ
クロコンピュータが、通常のプログラムを用いて、各線
に対する真のＲＭＳ電流を計算する。

マイクロコンピュータは、同時にサンプルされ処理され
た信号を地絡電流を計算するためにも使用する。すなわ
ち、もし線電流および中性線電流の和が零でなければ、
地絡が生じているに違いない。３つの相および中性線の
信号が同時にサンプルされ、また正確なＲＭＳ値が得ら
れるので、地絡電流がマイクロコンピュータ内の情報か
ら計算され得る。

電流定格、瞬時用外し電流、地絡検出電流および地絡遅
延時間のパラメータを調節可能に設定するため、それぞ
れ外部で調節可能な２進化１０進スイツチが設けられて
おり、これらのスイッチは個別にアドレス指定されかつ
マイクロコンピュータにより読まれ得る。これらのスイ
ッチの設定およびＡ−Ｄ変換器からの読みに基づいて、
マイクロコンピュータが遮断器を引外すべき時点を計算
する。もし電流が減少せず、かつ計算された時点に達す
れば、マイクロコンピュータが引外し信号を発する。

上記のように、本発明による新規なシステムでは真のＲ
ＭＳ測定が用いられる。さらに、地絡電流がマイクロコ
ンピュータ内で計算される。なぜならば、同時に測定さ
れた線電流および中性線電流の値が得られ、中間変流器
の必要を無くすからである。

本システムは８ビツト・マイクロプロセッサを用いるが
、スケール切換により高い分解能でこれらの動作を実行
する。こうして、１つの電流スケールがたとえば定格電
流の１．５倍よりも小さい電流に対して用いられる。も
し定格電流が６０ＯＡであれば、９００Ａまでの範囲で
は９００／２５６＝３．５２Ａ／ビツトである。定格電
流の１／４（１５０Ａ）の地絡電流に対しては、分解能
は３゜５２／１５０＝２．３％である。これは、実際上
、±１．２％であり、非常に満足な分解能である。

９０ＯＡよりも大きい電流では、１０倍の負荷電流に対
して同一の最小精度を生ずるＡ／ビットが６．０００／
２５６であるように、電流スケールがダイナミックに切
換えられる。

本発明による新規な引外し装置はシミュレートされた熱
的メモリをも有する。このメモリはシステムに対する変
流器検出部の一次巻線として作用する母線上に取付けら
れたサーミスタから成っている。サーミスタは負の温度
係数を有するデバイスであり、またそれらの抵抗器は遮
断器内に蓄積された熱（Ｉ　２　ｔ）の大きさに関係付
けられることになる。従って、それらの抵抗器は電流レ
ベルおよびマイクロプロセッサのタイムアウト機能を予
め設定するために用いられる。

代替的に、熱的メモリはキャパシタンス性蓄積回路およ
び分離したＡ−Ｄ変換器チャネルを用い得る。大電流に
よる遮断器への加熱効果が、キャパシタを遮断器エネル
ギー（Ｉ　２ｔ）に関係付けられるレベルへ充電するこ
とにより考慮に入れられる。遮断器が引外しを行うとき
、キャパシタの電荷は遮断器の冷却速度に関係付けられ
る速度で放電する。遮断器が再び閉じられるとき、キャ
パシタの電圧レベルがＡ−Ｄ変換器チャネルを通じて読
まれ、また測定された値がエネルギーレベルおよびマイ
クロプロセッサのタイムアウト機能を予め設定するため
に用いられる。

本発明の引外し装置を用いる遮断器の磁気ラッチは新規
な分割巻線構造を有する。こうして、引外しラッチに対
する巻線は大きなターン数、たとえば４０ゲージワイヤ
の６．５００ターンを有する。このコイルは高いインダ
クタンスを有し、従ってコイルを含む引外し回路はたと
えば８〜１０ｍ５の長い時定数を有する。多くの応用で
は、たとえば電流制限遮断器を用いる応用では、磁気ラ
ッチは３〜４ｍｓ以内に引外しを行わなければならない
。もし磁気ラッチが遅過ぎれば、高速度電流制限遮断器
が磁気ランチの応動以前に引外しを行うことになる。本
発明の新規な分割巻線は２つの部分、６．６００ターン
の部分および１１０ターンの部分、を有する連続的な磁
気ラッチ巻線を備えている。高速動作が必要とされると
き、高い引外し電圧が得られる。大きなターン数の巻線
は次いでバイパスされ、また十分な電流が１１０ターン
の部分を通って流れ、ラッチを非常に短い時間で引外す
のに十分なアンペアターンを生ずる。

本発明の他の特徴は、主マイクロプロセッサに与えられ
るいくつかの予め定められた引外し特性を選択するため
のスイッチと共にマイクロプロセッサと共にＥＦＲＯＭ
を使用することである。

また、もし引外し装置の温度が８５℃を越えるならば、
作動機構の磁気ラッチが釈放されるように、熱的オーバ
ーライドが遮断ａに対して行われる。

本発明の新規な引外し装置はコンパクトにパッケージさ
れ、またそのそれぞれの遮断器と共にハウジングに収容
され得る。代替的に、引外し装置は遮断器から離して取
付けられ得る。たとえば、複数個の遮断器を含む配電盤
に対しては、遮断器用外し装置は単一の制御位置に配置
され、適当な入力および出力線により遮断器とそれぞれ
の引外し装置との間を相互接続され得る。このような配
置では、ローカルな引外し装置は共通電力供給装置、デ
ータ処理装置などのような特定の共通部分を共用し得る
。

〔実施例〕

第１図において、先ず相線Ａ、ＢおよびＣならびに（場
合によっては）中性線Ｎを含む三相交流電力線が示され
ている。遮断器２０はそれぞれ相線Ａ、ＢおよびＣなら
びに中性線Ｎに対して４つの極を有するものとして簡単
に示されている。遮断器２０は比較的低い電圧およびた
とえば６００Ａの定格電流の通常の遮断器であってよい
、明らかに、任意の所望の定格が遮断器に対して用いら
れ得る。遮断器２０は、同一定格または異なる定格を有
する他の所望の数の遮断器と共にメタルクラッド開閉装
置内に収容されていてよい。

遮断器２０は引外し機構２１を含み、この引外し機構２
１はその引外しコイル２２を通じて電流に応動して作動
可能な通常の形式の電磁用外し機構であってよい。引外
しコイル２２は、それと直列に接続されているシリコン
制御整流素子（ＳＣＲ）２３の点弧に応答して整流装置
３４により供給される正電圧から付勢され得る。引外し
コイル２２は後記のように電磁ラッチの分割コイルであ
ってよい。熱的用外し回路２４も、遮断器２０の温度が
ある予め定められた値、たとえば８５℃、を越えるとき
に、５ＣＲ２３と並列にスイッチング作用をするべく設
けられていてよい。

本発明の目的は、遮断器２０により保護される回路内の
特定の条件のもとに５ＣＲ２３のゲート電極２５に引外
し信号を与えることである。

通常の変流器３０．３１．３２および３３がそれぞれ相
線Ａ、Ｂ、Ｃおよび中性線Ｎに設けられている。これら
の変流器の出力は通常それぞれ巻線３０〜３３の各々に
対する単相全波ブリッジ接続から成る適当な整流装置３
４に与えられる。この配置については後で一層詳細に説
明する。

整流器３４の出力端は電力供給回路３５に接続されてい
る。電力供給回路３５は引外し機構の構成要素および後
記の論理回路要素を制御するための５■の制御電力出力
を生ずる。電力供給回路３５は参照回路３５Ａに＋１２
Ｖの電圧をも出力する。参照回路３５Ａは少なくとも２
つの値の間、たとえば３．５■および０．５６　Ｖの間
の、ｖｒｅｔ制御部を用いて関節可能な電圧Ｖｒｅｆを
後記のアナログ−ディジタル変換器の入力端＋Ｖｒｅｆ
に供給する。

この回路は、後で説明するように、自動スケーリングを
行うため参照電圧Ｖｒｅｆを切換えるべく作動する。切
換は測定された電流がたとえば遮断器２０の定格電流の
１．５倍であるときに行われる。参照レベルの切換は自
動スケーリング形式の作動を可能にするので、測定回路
の比較的高い分解能が低い電流スケール領域で得られ、
臨界的な電流レベルにおいて必要な電流測定精度で８ビ
ツト・マイクロプロセッサを用いることを可能にする。

整流器３４の出力は信号変換器回路３６にも与えられ、
そこで整流器３４の出力電流信号が個別にそれぞれの電
圧信号に変換される。信号変換器回路３６の出力は次い
でアナログインバータ３７に与えられ、そこで極性が負
から正へ変換される。

線Ａ、Ｂ、ＣおよびＮから導き出された個別信号の各々
は次いで同時サンプル・アンド・ホールド回路３８に与
えられる。同時サンプル・アンド・ホールド回路３８は
１５００μＳごとに１回、または６０Ｈｚ系統の各サイ
クル中に１１回、変流器３０〜３３の出力の各々から同
時にサンプルを取出す。

同時サンプルが取出される時点で、各信号Ａ、Ｂ、Ｃお
よびＮはそれぞれのキャパシタを、各々それぞれの瞬時
相電流を表す電圧レベルに充電する。各キャパシタの電
荷は次いで順次にサンプルされ、またアナログ−ディジ
タル変換器３９によりその相の瞬時電流を表すディジタ
ル値に変換される。このディジタル値は次いでマイクロ
コンピュータ４１に送られる。アドレスおよびデコード
回路４０は、マイクロコンピュータ４１により最終的に
制御されるこの作用をコーディネートする。

はぼ１００サイクルごとにＲＭＳ電流がこれらのサンプ
ルから算術的に計算される。

データバス４２はマイクロコンピュータ４１をアナログ
−ディジタル変換器３９およびスイッチバッファ回路４
３と相互接続し、スイッチバッファ回路４３はそれぞれ
電流定格、瞬時用外し、地絡検出および地絡遅延の値を
設定するためのそれぞれ４つの構成スイッチに接続され
ている。任意の所望の数の構成スイッチが任意の所望の
それぞれのパラメータに対して用いられ得る。これらの
スイッチは２進化１０進スイツチであり、制御回路の外
部に配置されているので、容易に手動で調節され得る。

また、第１図中に示されているように、水晶発振器４５
と、マイクロコンピュータ４１とスイッチバッファ回路
４３との間に接続されているスイッチアドレスデコード
回路４６とが設けられている。

また、第１図中には、サーミスタまたはキャパシタンス
性回路であってよい熱的メモリ装置５０が設けられてい
る。マイクロコンピュータ４１による引外しの直前に遮
断器の熱的条件を表す値に充電されるキャパシタンス性
回路を使用するときには、遮断器が開いておりかつその
部分が冷たいときには熱的メモリ装置５０内のキャパシ
タンス性または他の構造が放電され、または同一の速度
で冷却するように、放電回路手段が装置５０内に設けら
れている。遮断器が再閉路されるとき、熱的メモリ装置
５０内に留まっている出力がシステム内へ読み戻され、
またすべての引外しレベルが、遮断器の以前の熱的履歴
を考慮に入れるべく適当に調節される。熱的メモリとし
てサーミスタを使用するときには、サーミスタは好まし
くは遮断器内の主母線上に取付けられた負温度係数のデ
バイスであり、上記のようにマイクロプロセッサにより
読まれる。

マイクロコンピュータ４１からの出力は＋Ｖｒｅｆ制御
出力を含んでいる。この出力は参照出力の所望の自動ス
ケーリングを得るべく＋Ｖｒｅｒを調節するため参照回
路３５Ａに与えられる。

適当な計算された環境のもとに５ＣＲ２３に与えられる
引外し信号がマイクロコンピュータ４１のボート１から
導き出される。サンプルが同時サンプル・アンド・ホー
ルド回路から取出されるようにアナログ−ディジタル変
換ａ３９に与えられるＡ−Ｄ変換開始信号もマイクロコ
ンピュータ４１から導き出される。

第２Ａ図および第２Ｂ図には第１図のマイクロコンビ二
一夕に対するフローチャートが示されている。この同一
のフローチャートが後記の第３Ａ図、第３Ｂ図および第
３Ｃ図の回路にも応用可能である。

第２Ａ図の右上の開始ステップから初めてフローチャー
トを説明する。開始ステップに続いて、タイマーメモリ
、入力／出力ポートおよびインターラブドの初期化を含
めてシステムの初期化が行われる。その後に、熱的メモ
リ装置５０内のサーミスタの値が読まれ、またＲＭＳ引
外し値がサーミスタの値により定められた遮断器の熱的
履歴に従って予め設定される。スイッチバッファ回路４
３に接続されている構成スイッチが次いで読まれ、また
引外しパラメータが適当に設定される。その後に、ポー
トおよび状態が設定され、またアナログ−ディジタル変
換器３９が始動される。

次いで、地絡回路がイネーブルされているか否かについ
ての判定が行われる。もし判定結果がノーであれば、Ｒ
ＭＳ計算命令がイネーブルされているか否かについての
判定が行われる。もし判定結果がノーであれば、サブル
ーチンは地絡イネープル条件の判定に戻る。

上記の順序で、もし地絡がイネーブルされたことが判定
されれば、フローチャートは第２Ａ図中の左側の行に移
り、最大の相電流の決定が行われる。この最大の相電流
から他の２つの相で測定された電流および中性線電流が
差し引かれ、またその結果がメモリ内に記憶される。こ
れは地絡電流サンプルである。その後に、１／４サイク
ルにわたる地絡電流の平均値の計算が行われ、次いで地
絡平均電流（ＧＦ＾）が地絡検出電流（ＧＦｗ）よりも
小さいか否かの判定が行われる。

もし地絡平均電流が地絡検出電流よりも小さければ、最
初に表示された引外しフラグがクリアされ、従って回路
は、後で説明されるように、その作動を継続する。しか
し、もし地絡平均電流が地絡検出電流よりも小さくない
ことが見出されれば、遅延が計算され、また遅延がカウ
ンタのそれよりも大きいか否かの判定が行われる。もし
判定結果がイエスであれば、引外しフラグが直ちにセッ
トされる。もし判定結果がノーであれば、その値がタイ
マー回路内ヘロードされ、またタイマーが始動されるの
で、引外しフラグが所与の時間の後にセットされること
になる。

開始ステップで開始する第２Ａ図の右側のコラムに戻っ
て、もし参照電圧が高（Ｈｌ）レベルであることが見出
されれば、論理フローは経路■を進み、第２Ｂ図の右下
に示されているように、すべてのフラグがクリアである
か否かの判定が行われる０判定結果がイエスであれば、
低（ＬＯ）レベルの参照電圧への切換が可能である。も
し判定結果がノーであれば、論理フローは経路■を進み
、第２Ａ図の右側のコラムに■と記入されている位置へ
進む。

第２Ａ図のフローチャートの右側のコラムの、ＲＭＳ計
算がイネーブルされているか否かの判定が行われるステ
ップに戻って、その判定結果がイエスであれば、論理フ
ローは第２Ａ図中の中央のコラムへ進む、そして、各相
に対して、マイクロプロセッサが測定されたサンプルを
二乗し、それを和に加え、また次いでカウントをインク
レメントする６次いで、カウントが２５６よりも小さい
か否かの判定が行われる。もし判定結果がノーであれば
、ＲＭＳ計算ステップでＲＭＳ値が２５６により除算さ
れる０次いで、参照電圧がＨｌであるか否かが判定され
、もし判定結果がイエスであれば、ＨＩパラメータが使
用され、他方もし判定結果がノーであれば、ＬＯパラメ
ータが使用される。

その後に、測定されたＲＭＳ電流が最大負荷電流（ＦＬ
Ｓ）の１１５％より小か、または等しいか否かについて
の判定が行われる。判定結果がノーであれば、過電温和
が〔過電流和十ＲＭＳ値−冷却フアクタ〕に等しくされ
、また引外しフラグがセントされる０次いで、過電温和
が和ＲＭＳ一定値よりも小であるか否かについての判定
が行われる０判定結果がノーであれば、遮断器が引外さ
れ、またシーケンスは終了される。もしＲＭＳ電流が最
大負荷電流の１１５％より小か、または等しいことが見
出されれば、過電温和が〔過電温和−冷却フアクタ〕に
等しいか否かについての判定が行われる。

その後に、過電温和が０に等しいときには、引外しフラ
グがクリアされる。こうして引外しフラグがクリアされ
たとき、または過電温和が和ＲＭＳ一定値よりも小であ
ることが見出されたときには、論理フローは第２Ａ図の
右側のコラムの、参照電圧がＨｌであるか否かの判定ス
テップに進み、その後は前記のように進行する。

遮断器が引外され、かつシーケンスが終了されるとき、
引外しフラグもセットされる。これらの同一のフラグは
第２Ｂ図の左側のコラムに示されているインターラブド
サービスルーチンによりセットされ得る。このコラム内
でインターラブドサービスルーチンは〔ピーク和＝ビー
ク和−冷却フアクタ〕からポインタをステップし始める
。これは次いでアナログ−ディジタル変換器の入力端に
与えられ、そこで供給されている瞬時値がサンプルされ
る。サンプルは次いでポインタにおいて記憶され、また
１／４サイクルにわたるピーク平均の計算が行われる。

その後に、次回のアナログ−ディジタル変換サイクルが
開始され、また参照電圧がＬＯであるか否かについての
判定が行われる。もし参照電圧がＨｌであれば、ピーク
平均電流（ＰＫ＾）がピーク検出電流（ＰＫｐ）より小
であるか否かについての第２の判定が行われる０判定結
果がノーであれば、ピーク和がある一定値よりも大であ
るか否かについての判定が行われる０判定結果がイエス
であれば、引外しフラグがセントされ、また遮断器が引
外される。他方、判定結果がノーであれば、論理フロー
は経路■を進み、第２Ｂ図の中央のコラムに示されてい
るルーチンが開始される。この同一のルーチンが、参照
電圧がＬＯであることが見出されたときにも開始される
。

第２Ｂ図の中央のコラムに示されているルーチンでは、
ピーク平均電流（ＰＫ＾）がある高レベル（ＨＩ　ｘ）
よりも小であるか否かについての判定が行われる０判定
結果がノーであれば、システムは高い参照電圧値に切換
わる。その後に、ポインタが３に等しいか否かについて
の判定が行われる０判定結果がノーであれば、ＲＭＳサ
ンプルが記憶され、またＲＭＳ計算がイネーブルされた
ことを示すフラグが立てられる０次いで、測定された全
電流が０であるか否かについての判定が行われる０判定
結果がノーであれば、地絡が存在しており、地絡サンプ
ルが記憶され、また地絡計算がイネーブルされたことを
示すフラグが立てられる。

それによりインターラブドシーケンスは終了する。

第２ＢｖｇＪの右側のコラムに示されているシーケンス
は、タイマーを再ロードしかつ始動させるタイマーイン
ターラブドで開始する。その後に、地絡電流用外しシス
テムがクリアされているか否かについての判定が行われ
る０判定結果がイエスであれば、インターラブドルーチ
ンは終了する０判定結果がノーであれば、カウントダウ
ンが行われ、またカウントが０よりも大であるか否かに
ついての判定が行われる０判定結果がノーであれば、論
理フローは経路■を進み、第２Ａ図の中央のコラムの■
と記入されている位置へ入って、遮断器を引外し、また
シーケンスを終了させる。

マイクロコンピュータ４１により上記のプロセスを実行
する際、所望のプログラムがたとえば専用マイクロプロ
セッサ内またはＥＦＲＯＭまたはＲＯＭ内に記憶される
ことは明らかであろう。スイッチテーブルデータおよび
タイミングデータも適当なＲＯＭ内に記憶され得る。

次に、第３Ａ図、第３Ｂ図および第３Ｃ図に示されてい
る本発明の詳細な回路配置を説明する。

第３Ａ図、第３Ｂ図および第３Ｃ図は単一の回路図の部
分であるが、図面を見易（するため別々に示されている
。相互接続線には互いに一致する参照符号が付されてい
る。

第１図の整流器３４が第３ＢＷＪには一層詳細に４つの
単相全波ブリッジ６０．６１．６２および６３を含むも
のとして示されている。これらのブリッジはそれぞれ相
線Ａ、Ｂ、Ｃおよび中性線Ｎに対する変流器３０．３１
，３２および３３から入力を受ける。ブリッジ６０〜６
３の各々の正の出力端子は第３Ａ図の電力供給回路に通
ずる正の出力線６４に接続されている。

第３Ａ図には電力供給回路および電磁遮断器用外し装置
の概要が示されている。電力供給回路はその内部に生じ
得る超過電力をブリードオフするべく配置された形式２
Ｎ６５３３であってよいダーリントン配置されたトラン
ジスタスイッチ６５を含んでいる。形式ＭＰＳＡＯ６で
あってよいトランジスタ６６も設けられており、これは
それぞれ形式ｌＮ５２６１ＢおよびＩＮ５２４０Ｂであ
ってよいツェナーダイオード６７および６８に接続され
ている。ツェナーダイオード６７は線６４を最大４７Ｖ
にクランプし、ツェナーダイオード６８は電圧をＩＯＶ
にクランプする。フィルタキャバシタ６９（１，５μＦ
）も設けられている。抵抗器７３（ｌｋΩ）はツェナー
ダイオード６８を接地電位に接続している。

遮断器の主磁気ラッチコイル８０および遮断器に対する
分路用外し回路８１も正電位線６４に接続されている。

磁気ラッチコイル８０はダイオード７５（形式ｌＮ４０
０４）および５ＣＲ８２（形式Ｃ１０３Ｂであってよく
、接地電位に接続されている）と直列に接続されている
。５ＣＲ８２のゲート回路は抵抗器８３　（ｌｋΩであ
ってよい）とキャパシタ８４（０，１μＦであってよい
）との並列回路を有する。サーモスタット８５（形式５
ＣＣＲＰ８５Ｃ３であってよい）が５ＣＲ８２と並列に
接続されており、遮断器温度が８５℃を越えるときに閉
じて、５ＣＲ８２の作動と無関係に遮断器の引外しを開
始する。

入力用外し信号は、後記のように第３Ｃ図のマイクロプ
ロセッサ制御部から導き出されている引外し信号線８６
を経て、ダイオード８７　（ＩＮ４１４８）を通じて５
ＣＲ８２のゲートに与えられる。

コイル８０は６６５．０ターンの４０ゲージワイヤの巻
線部分８０ａおよび１１０ターンの３３ゲージワイヤの
巻線部分８０ｂを有する巻線から成っている。巻線８０
ａおよび８０ｂの抵抗器はそれぞれ１１５０Ωおよび４
．４Ωである。両巻線は直列に接続されており、またそ
れらの接続点はツェナーダイオード８０Ｃ（ゼネラルセ
ミコンダクター（Ｇｅｎｅｒａｌ　　Ｓｅｍ１ｃｏｎｄ
ｕｃｔｏｒ）製の形式５Ａ２６Ａ　　）ランスツォーブ
（Ｔｒａｎｓｚｏｒｂ）であり、たとえばＩＩＡの大電
流を流し得る）を通じて５ＣＲ８２の陽極に接続されて
いる。ツェナーダイオード８０Ｃと共に別々のコイル部
分８０ａおよび８０ｂを用いることにより、高い故障条
件の間に生ずる線６４上の高電圧の存在時にコイル部分
８０ａのバイパスが可能にされる。この状況下に、ラッ
チコイル８０はラッチを３〜４ｍｓの中に作動させるべ
きである。しかし、この高速作動を可能にするためには
、コイル部分８０ａをバイパスし、それにより回路の時
定数を実質的に減する必要がある。高い電圧が得られる
ので、磁気ラッチを引外すのに十分なアンペアターンが
１１０タ一ン巻線８０ｂ内の電流の高い上昇速度から与
えられている。

第３Ａ図中には、トランジスタを用いた電圧調整器９０
（形式ＬＭ３４０ＬＡ５０であってよい）も設けられて
いる。キャパシタ９１および９２　（それぞれ１５μＦ
および１．５μＦであってよい）が電圧調整器９０のピ
ン１および２に接続されている。調整された５Ｖの出力
電圧は電圧調整器９０のピン３に現れ、システムの５■
を必要とするすべての個所に用いられる。１０Ｖの出力
電圧が電圧調整器９０のピン１から取出される。

５■の出力電圧は、スケール変更のために用いられるデ
エアル参照電圧回路の抵抗器９５および９６（それぞれ
２．７にΩおよび１０にΩであってよい）にも接続され
ている。抵抗器９５および９６の節点は演算増幅器（Ｌ
Ｍ３５８Ｎ）部分９５ａの正電位のピン３に接続されて
いる。部分９５ａのピン１および２はダイオード９６　
（ＩＮ４１４８）を通じて抵抗器９７ａおよび９７ｂ（
それぞれ１にΩおよび６．２にΩ）に接続されている。

抵抗器９７ａおよび９７ｂの節点は演算増幅器部分９５
ｂのピン６に接続されている。部分９５ｂのピン７はダ
イオード９Ｂ　（ＩＮ４１４Ｂ）および抵抗器９９（２
，７にΩ）を通じて引外し信号入力線８６に接続されて
いる。節点５０における入力システム電圧は抵抗器５１
（ｌｋΩ）に、また次いで抵抗器５２（６，２にΩ）お
よびキャパシタ５２ａ（０，１ｕＦ）に与えられる。

次に第３Ｂ図の配置および第１図の信号コンディショナ
ー３６、第１図のアナログインバータ３７および第１図
の同時サンプル・アンド・ホールド回路３８について説
明する。第３Ｂ図を参照すると、ブリッジ接続された整
流器６０．６１．６２および６３上の負の信号はそれぞ
れ精密抵抗器１００．１０１．１０２および１０３に接
続されている。これらの抵抗器の各々は精度１％、電力
２Ｗの低い値、たとえば２．５Ωの抵抗器である。

これらの抵抗器はたとえば酸化ベリリューム抵抗器であ
ってよく、ブリッジ接続された整流器６０〜６３により
検出された電流信号を電圧信号に変換するのに用いられ
る。

しかし、これらの抵抗器１００〜１０３上の信号は反転
されており、また接地電位よりも低い電位にある。ここ
で説明されるマイクロプロセッサは反転されておりかつ
接地電位よりも高い電位にある入力信号を必要とするの
で、抵抗器１００〜１０３からの信号は、信号を反転す
る演算増幅器Ｕ１のそれぞれの部分に接続されている。

演算増幅器Ｕ１は形式ＬＭ２２４３であってよい。各々
形式４３０８ＳＩＰであってよく１０にΩ抵抗器を含ん
でいる２つの抵抗器回路網１１０ａ、１１０ｂ、１１０
ｃ、１１０ｄおよび１ｌｌａ、１１１ｂ、１ｌｌｃ、１
ｌｌｄが、図示されているように、抵抗器１００および
１０３と演算増幅器Ｕ１との間に挿入されており、また
演算増幅器Ｕ１を正しく作動させるために必要なバイア
スを与える。

こうして回路線１１５．１１６．１１７および１１８上
の信号は第１図の回路のそれぞれ相線Ａ、Ｂ、Ｃおよび
中性線Ｎの瞬時電流に関係付けられた反転された電圧信
号に相当する。換言すれば、これらの信号はそれぞれ変
流器３０，３１．３２および３３から導き出された信号
に直接に関係付けられている。これらの信号は次いで、
それぞれ節点５０に接続されているダイオード（ＩＮ４
１４Ｂ）１１２ａ、１１２ｂ、１１２ｃおよび１１２ｄ
を含んでいるオア回路に与えられる。これらの信号は、
それぞれ線１１５．１１６．１１７および１１８上の４
つの信号の瞬時値をサンプルするべく作動する４つの別
々のスイッチを含んでいる四つ組みの両方向性スイッチ
Ｕ２にも与えられる。このスイッチＵ２は形式ＣＤ４０
６６であってよい。

本発明の１つの特徴によれば、これらのサンプルは同時
に取出される。こうして、両方向性スイッチは、後で第
３Ｃ図により一層詳細に説明するように、マイクロプロ
セッサのピン３４（Ｐｉ〜７）から到来する制御線１２
０により同時に各線のサンプルを取出すべく閉じられる
。制御線１２０は、能動化されたとき、スイッチング装
置Ｕ２のピン１２．１３．５および６において一緒に接
続されている制御入力線を通じてＵ２のすべての４つの
スイッチのサンプリング動作を開始する。

線１１５．１１６．１１７および１１８はそれぞれＵ２
の入力／出力ピン１．４．８および１１に接続されてい
る。制御線１２０は、スイッチング装置Ｕ２のスイッチ
を１５００μｓごとに（６０Ｈｚ系統ではほぼ１１回／
サイクル）ターンオンおよびターンオフさせるように作
用する。このサンプリングは所与のサイクリング間隔内
に線Ａ、Ｂ。

ＣおよびＮの各々に対して１１００の同時サンプルを生
ずるべく１００サイクルにわたり繰り返される。

サンプルされた信号は次いで、それぞれ線Ａ、Ｂ、Ｃお
よびＮに対応するそれぞれのキャパシタ１３０．１３１
．１３２および１３３に与えられる。キャパシタ１３０
〜１３３は各々１ｏ００ｐＦのキャパシタであってよい
、スイッチング装置Ｕ２のスイッチの１つが閉じるつど
、適当なキャパシタ１３０〜１３３が充電することは明
らかであろう。演算増幅器Ｕ３のそれぞれの部分はスイ
ッチング装置Ｕ２のスイッチの出方端に接続されている
。これらは電圧ホロワとして作用し、またサンプリング
動作の間のキャパシタ１３０〜１３３の過剰な放電を阻
止する役割をする。

完全なサンプリングの終了時に、各キャパシタ１３０〜
１３３上の正味電荷は、それぞれ変流器３０〜３３によ
り測定された瞬時電流に関係付けられることになる。こ
れらの測定は同時に行われたので、各線の真のＲＭＳデ
ータを与えるだけでなく、地絡データをも計算するよう
に、データの処理が行われ得る。

第３Ｃ図かられかるように、電圧ホロワＵ３の出力はデ
ィジタル化され、次いでＲＭＳおよび地絡電流のマイク
ロプロセッサに与えられる。

次に第３Ｃ図の構成要素を説明する。第３Ｃ図には先ず
主マイクロプロセッサＵ４が示されている。本発明の好
ましい実施態様では、マイクロプロセッサＵ４はシステ
ムに対するプログラムが“マスク−イン”されている形
式８０Ｃ４９ＮＥＣである０代替的に、マイクロプロセ
ッサは任意の所望の引外し特性を生ずるようにスイッチ
により選択され得るプログラムを用意するための適当な
ＥＰＲＯＭを有する市販品として入手可能な８０４９Ｎ
ＥＣであってよい。

６ＭＨｚ水晶Ｙ１がピン２および３に接続されており、
また参照電圧がそれぞれ１０にΩ、１０にΩおよび０．
１μＦであってよい抵抗器１５０、抵抗器１５１および
キャパシタ１５２に接続されている。ピン７は接地電位
に接続されている。第３Ｂ図のスイッチＵ２を作動させ
る制御線１２０はマイクロプロセッサＵ４のピン３４に
接続されている。ピン３１は線１６０を通じてインバー
タＵ６に接続されている。Ｕ６の出力は後記のように参
照電圧回路を切換えるために用いられる。

マイクロプロセッサＵ４のピン１に接続されている第１
のジャンバスインチは、ピンが地絡または非地絡測定の
ために５ｖまたは接地電位に接続されることを許す、ピ
ン３９に接続されている第２のジャンパはそれぞれ瞬時
引外しまたは非瞬時引外しを許す。

第３Ｃ図は次に、好ましくは形式ＡＤＣＯ８０９である
アナログ−ディジタル変換器Ｕ５を含んでいる。第３Ｂ
図の変換器Ｕ５のピン８．１４．１および７からの出力
線はそれぞれ変換器Ｕ５のピン２６．１．２８および２
７に接続されている。

上記の入力ピンのアナログ電圧を表すディジタル値はピ
ンＤＢＯ〜ＤＢ７からマイクロプロセッサへ出力される
。変換終了信号ＥＯＣは変換器Ｕ５のピン７からインバ
ータＵ６　（７４ＨＣＯ４ヘソクスインバータ）の部分
を通じてマイクロプロセッサＵ４のピン６へ出力される
。ピン６におけるＵ４の開始信号はマイクロプロセッサ
Ｕ４のピン２９から導き出される。マイクロプロセッサ
Ｕ４と変換器Ｕ５との間のすべての他のピン接続は図示
されているように行われている。

次に任意の所望の形式、たとえば形式７４ＨＣ１３８で
あってよい３〜８線デコーダＵ９が設けられている。ま
た、各々形式７４ＨＣ２４４である２つの８進３状態バ
ツフアＵ゛１０およびＵｌｌが設けられている。

次に第３０図中には、各々形式２３０１０２ＧＢＢＣＤ
であってよく、それぞれ地絡遅延、地絡検出、瞬時引外
しレベルおよび電流設定を設定するため作動可能な４つ
の１０位置の２進化１０進スイツチＳ１、Ｓ２、Ｓ３お
よびＳ４が設けられている。開いたスイッチが信号をプ
ルダウンするように、抵抗器回路ｔｌｌＲＮ３、ＲＮＡ
、ＲＭＳおよびＲＭＳがスイッチ５１〜５４とバッファ
Ｕ１０およびＵｌｌとの間のコネクタ内に設けられてい
る。

最後に第３０図中には、各々形式０５ＤＣ１０３Ｊ　−
ＥＣであってよいサーミスタＮＴＣ１，２および３を含
む熱的メモリを形成する回路が設けられている。これら
はそれぞれ変流器３０．３１および３２の一次巻線とし
ての役割をする遮断器内の導体の上に取付けられている
。サーミスタは、各々３０にΩであってよい抵抗器２２
０，２２１および２２２とそれぞれ直列に接続されてい
る。

遮断器の熱的条件を表す信号は次いで変換器Ｕ５に接続
されており、それらのディジタル値が、遮断器の引外し
特性をその以前の熱的履歴に従って適当に変更するべく
マイクロプロセッサＵ４内ヘロードされる。

次に第３Ｃ図内には新規なデュアル参照電圧回路が示さ
れている。この回路は、リード１６０において出力端に
接続されている抵抗器２６０および２６１　（それぞれ
６にΩおよび１４にΩ）を有する分圧器から成っている
。抵抗器２６０および２６１の節点は演算増幅器Ｕ７（
デュアル演算増幅器形式ＬＭ３５８ＡＮ）のピン３に接
続されている。第２の分圧器の抵抗器２６５および２６
６（それぞれ１２にΩおよび１．５にΩ）も５ｖに接続
されており、またそれらの節点はデュアル演算増幅器Ｕ
７のピン５に接続されている。Ｕ７の出力ピン４および
７はそれぞれダイオード２７０および２７１　（各々ｌ
Ｎ４１４Ｂ）を介して、変換器Ｕ５のピン１２に接続さ
れている出力リード２７２に接続されている。

抵抗器２６０および２６１の節点における電位は３．５
■であり、また抵抗器２６５および２６６の節点におけ
る電位は０．５５６　Ｖである。もしマイクロプロセッ
サＵ４からの線１６０上の電圧が５ｖであれば、リード
２７２上の出力はダイオード２７０を通じて３．５ｖで
ある。しかし、もしマイクロプロセッサＵ４が参照電圧
の変更を要求すれば、線１６２上の電圧は０であり、ま
た線２７２上の出力はダイオード２７１を通じて０．５
５６■である。

多数の検査点が第３Ａ図、第３Ｂ図および第３Ｃ図の回
路を通じて設けられている。実施例では下記の１４の検
査点ＴＰＩ〜ＴＰ１４が設けられている。

ＴＰＩ　　・・・（−）Ａ相 ＴＰ２　　・・・（−）Ｂ相 ＴＰ３　　・・・（−）Ｃ相 ＴＰ４　　・・・（−）Ｎ相 ＴＰ５　　・・・（−）磁気ラッチ ＴＰ６　　・・・検査点 ＴＰＴ　　・・・検査点 ＴＰ８　　・・・検査点 ＴＰ９　　・・・インデックスピン ＴＰＩＯ・・・十磁気ランチ ＴＰＩＩ・・・十Ｎ相 ＴＰＩ２・・・十Ｃ相 ＴＰＩ３・・・＋Ｂ相 ＴＰＩ４・・・＋Ａ相 いま第３Ａ図、第３Ｂ図および第３Ｃ図の新規なシステ
ムの作動を記述すること、また特にキャパシタ１３０．
１３１．１３２および１３３から導き出された信号の処
理を記述することが可能である。第２Ａ図および第２Ｂ
図のフローチャートは第３Ａ図、第３Ｂ図および第３Ｃ
図に応用可能である。

システムの作動を開始するためには、遮断器が閉じられ
、ただしマイクロプロセッサの作動は参照信号電圧が発
生されるまで阻止されている。いったん参照信号電圧が
発生されると、マイクロプロセッサがそれぞれ地絡遅延
設定、地絡検出設定、瞬時検出設定および連続電流設定
に対応するスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３およびＳ４の条件
を読む。

これらの信号はそれぞれスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３およ
びＳ４のピン１．３．４および６から３状態バツフアＵ
ＩＯおよびＵｌｌの入力ピンへ与えられる。３状態バツ
フアＵＩＯおよびＵｌｌの出力はそれぞれマイクロプロ
セッサピン１２．１３．１４および１５において順次に
読まれ、また装置に対する所望の引外し特性が適当に設
定される、同様に、サーミスタＮＴＣＩ、ＮＴＣ２およ
びＮＴＣ３の出力がそれぞれ変換器Ｕ５のピン４．３お
よび２内へ読まれ、変換器Ｕ５がサーミスタのアナログ
出力を変換器Ｕ５の出力ピン１７．１４．１５．８．１
８．１９．２０および２１上のディジタル信号に変換し
て、マイクロプロセッサの対応するピンに与える。マイ
クロプロセッサは次いでこの熱的履歴情報を、冷たい遮
断器が引外す点に対して相対的に遮断器が引外される点
を適当に調節するために用いる。

いま電力供給がア・ノブであり、また遮断器が成功裡に
再閉路しかつ閉路状態に留まると仮定して、故障条件が
遮断器のＡ相に生起するものと仮定しよう、この状況の
もとに、比較的大きな電流が第３Ｂ図のブリッジ接続の
整流器６０を通り、次いでダーリントンスイッチ６５　
（第３Ａ図）を通って流れ、次いで接地回路および抵抗
器１００を通って整流器６０の他方の端子に戻る。抵抗
器１００における電圧降下は利得１の演算増幅器Ｕ１に
より反転されて、ダイオード１１２ａに与えられる。

もし瞬時用外しオーバーライドが必要とされるほど信号
が高いならば、故障電流が抵抗器５１を通って演算増幅
器９５ｂのピン５へ流れ、そのピン７における出力がサ
イリスタ８２を点弧させるのに十分に大きな値となり、
こうして磁気ラッチ構造を作動させる。しかし、もしダ
イオード１１２ａに与えられる信号出力が上記のように
演算増幅器９５ｂを作動させるのに十分に大きくなけれ
ば、出力信号は四つ組みの両方向性スイッチＵ２のスイ
ッチＳＷＡのピンｌに現れることになる。

四つ組みの両方向性スイッチＵ２のスイッチのすべては
、マイクロプロセッサＵ４のピン３１から取出される線
１２０上の出力信号に応答して同時に導通もしくは遮断
状態となる。

スイッチＵ２が導通状態とされるとき、キャパシタ１３
０〜１３３は演算増幅器Ｕ１のそれぞれの部分から到来
する入力信号に関係付けられる値へ充電される。故障電
流は相Ａに存在したので、キャパシタ１３０は他のキャ
パシタ１３１．１３２および１３３よりも高く充電され
る。線１２０上の信号がスイッチＵ２のスイッチのすべ
てを遮断状態とするとき、キャパシタ１３０〜１３３上
の信号は演算増幅器部分Ｕ３から成る電圧ホロワを通じ
てアナログ−ディジタル変換器Ｕ５に与えられる。演算
増幅器Ｕ３はキャパシタ１３０−１３３上の電流ドレイ
ンを実質的に制限するべく利得１を有する。

アナログ−ディジタル変換器Ｕ５は１回に１つの変換の
みを行い得る。マイクロプロセッサＵ４は相線および中
性線の電流に関する信号が変換される順序、たとえば相
線Ａ、相線Ｂ、相線Ｃおよび中性線Ｎの順序を選択する
。

いったんアナログ−ディジタル変換が相線Ａの電流に関
する信号について実行されると、マイクロプロセッサは
変換器Ｕ５からキャパシタ１３０上の電圧に相当する８
ビツト値を読み出す。順次にマイクロプロセッサは演算
増幅器Ｕ３から同時に入力された値のすべてを変換器Ｕ
５から読みかつ記憶する。その後に、プログラムの影響
のもとに、マイクロプロセッサＵ４は相線Ａ１相線Ｂ１
相線Ｃおよび中性線Ｎから取出されたすべての４つの値
を加算し、かつもし存在するならば地絡電流を計算する
。もし所与の大きさを越える地絡電流が測定されれば、
マイクロプロセッサはサイリスタ８２の点弧を開始させ
る信号を出力する。解析を実行中のマイクロプロセッサ
は、短詩間引外し動作に対するピーク平均値を決定する
べく個々の値を検査する。

マイクロプロセッサＵ４は測定された値を、長時間過電
流用外し機能に対する真のＲＭＳ値を計算するための個
々のサンプルとしても用いる。２５６サンプルが単一の
ＲＭＳ値を得るために必要とされる。引き続いて、いく
つかのＲＭＳ値が引外し動作の開始以前に測定されなけ
ればならない。

本発明のシステムによる単一のＲＭＳ値の計算は約１．
２８で行われる。

いったんマイクロプロセッサがなんらかの理由でサイリ
スタ８２を点弧することを決定すると、出力信号がピン
３０（ＰＩ〜３）に与えられ、この信号はＵ６を通じて
サイリスタ８２のゲートに与えられる。

回路が最初に始動されるときには、変換開始信号が必要
とされる。この変換開始信号はマイクロプロセッサＵ４
のピン２９から取出される。変換終了信号は変換器Ｕ５
によりピン７に発せられ、この信号は新たな変換信号を
開始させるべくマイクロプロセッサのピン２９から新た
な開始信号を発生させる。

演算増幅器Ｕ７からの参照電圧信号は線２７２を経て変
換器Ｕ５のビン１２に与えられる。マイクロプロセッサ
Ｕ４は、故障条件の間に測定されている電流値に関係し
て、この参照電圧が高（ＨＩ）レベルであるべきか低（
ＬＯ）レベルであるべきかの決定を行う。こうして、マ
イクロプロセッサＵ４は、参照電圧を所望の仕方で切換
えるため、ビン３０上の適当な信号をインバータＵ６を
通じて線１６０を経て出力し、こうして前記の本発明の
新規なスケーリング動作を行わせる。

マイクロプロセッサＵ４のビン５および６に接続されて
いる回路は、必要なリセット機能を行う抵抗器およびキ
ャパシタを含んでいる。こうして遮断器が最初に閉じ、
かつ電力供給がまだその正規出力に達していないときに
は、リセットが約１ｍｓにわたり、かつ電力が得られる
まで保持されることになる。

マイクロプロセッサの作動は適当なプログラムの制御下
にある。成功裡に使用された１つのプログラムの概要は
第２Ａ図および第２Ｂ図に示したとおりである。

以上に本発明を特定の好ましい実施例について説明して
きたが、本発明はこれらの実施例に限定されるものでは
なく、特許請求の範囲によってのみ限定されるものであ
り、本発明の範囲内で種々の変更が可能であることは明
らかであろう。

【図面の簡単な説明】

第１図はマイクロプロセンサを用いた本発明による新規
な電子式用外し装置のブロック回路図、第２Ａ図および
第２Ｂ図は第１図のマイクロプロセッサに対するフロー
チャート、第３Ａ図、第３Ｂ図および第３０ＦｙＪは本
発明の詳細な回路およびマイクロプロセッサの総合回路
を分割して示す回路図である。 Ａ、Ｂ、Ｃ・・・相線、Ｎ・・・中性線、Ｓ１〜Ｓ４・
・・２進化１０進スイツチ、Ｕ２・・・四つ組みの両方
向性スイッチ、Ｕ３・・・電圧ホロワ、Ｕ４・・・マイ
クロプロセッサ、Ｕ５・・・アナログ−ディジタル変換
器、Ｕ９・・・３〜８線デコーダ、ＵＩＯ，Ｕｌｌ・・
・３状態パ・７フア２０・・・遮断器、２１・・・引外
し機構、２２・・・引外しコイル、２３・・・シリコン
制御整流素子、２４・・・熱的用外し回路、３０〜３３
・・・変流器、３４・・・整流装置、３５・・・電力供
給回路、３６・・・信号変換器回路、３７・・・アナロ
グインバータ、３８・・・サンプル・アンド・ホールド
回路、３９・・・アナログ−ディジタル変換器、４０・
・・アドレスおよびデコード回路、４１・・・マイクロ
プロセッサ、４２・・・データバス、４３・・・スイッ
チバッファ回路、４５・・・水晶発振器、４６・・・ス
イッチアドレスデコーダ回路、５０・・・熱的メモリ装
置、６０〜６３・・・単相全波ブリッジ、６５・・・ダ
ーリントン配置トランジスタスイッチ、８０・・・主磁
気ラッチコイル、８１・・・分路用外し回路、８２・・
・シリコン制御整流素子、８５・・・サーモスタット、
１００〜１０３・・・精密抵抗器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）複数の交流線を有する回路を保護する多極交流回路
   遮断器に用いられる真のＲＭＳ値の測定システムにおい
   て、 前記線の各々に対して前記線内の瞬時電流に比例してい
   る電流信号を発生するための手段と、前記電流信号の各
   々を前記電流信号に比例しているそれぞれの電圧信号に
   変換するための手段と、 比較的短いサンプリング時間の間に前記電圧信号の各々
   の振幅をそれぞれ測定するための手段と、 前記電圧信号の振幅のアナログ値をディジタル値に変換
   するための手段と、 測定されたディジタル値の各々の二乗の和の平方根を求
   めることにより前記電圧信号の各々の真のＲＭＳ値を別
   々に計算するための手段とを含んでいることを特徴とす
   る真のＲＭＳ値の測定システム。 ２）マイクロプロセッサを用いた回路遮断器用の引外し
   装置に用いられる真のＲＭＳ値の測定システムにおいて
   、 前記遮断器のそれぞれの極に接続されている多相回路の
   対応する線に接続されている複数個の変流器と、 前記変流器の電流出力をそれぞれの電圧信号に変換する
   ため、前記複数個の変流器に接続されているそれぞれの
   信号変換手段と、 予め定められた数のサンプルに対して前記電圧信号の各
   々のアナログサンプル値を反復的にサンプルしかつホー
   ドするためのそれぞれのサンプル・アンド・ホールド回
   路と、 前記の予め定められた数のサンプルに対して前記サンプ
   ル・アンド・ホールド回路内で発生されたアナログ値を
   対応するディジタル値に変換するため、前記サンプル・
   アンド・ホールド回路の各々に接続されているアナログ
   −ディジタル変換器手段と、 前記線の各々の電流のＲＭＳ値を計算するため、前記ア
   ナログ−ディジタル変換器の各々に接続されているマイ
   クロコンピュータ手段とを含んでいることを特徴とする
   真のＲＭＳ値の測定システム。 ３）マイクロプロセッサを用いた回路遮断器用の引外し
   装置に用いられる真のＲＭＳ値の測定システムにおいて
   、 前記遮断器の極に接続されている回路に接続されている
   変流器と、 前記変流器の電流出力を電圧信号に変換するため、前記
   変流器に接続されている信号変換手段と、 予め定められた数のサンプルに対して前記電圧信号のア
   ナログサンプル値を反復的にサンプルしかつホードする
   ためのサンプル・アンド・ホールド回路と、 前記の予め定められた数のサンプルに対して前記サンプ
   ル・アンド・ホールド回路内で発生されたアナログ値を
   対応するディジタル値に変換するため、前記サンプル・
   アンド・ホールド回路の各々に接続されているアナログ
   −ディジタル変換器手段と、 前記線の各々の電流のＲＭＳ値を計算するため、前記ア
   ナログ−ディジタル変換器に接続されているマイクロコ
   ンピュータ手段とを含んでいることを特徴とする真のＲ
   ＭＳ値の測定システム。 ４）サンプルが約１５００μｓごとに取出され、また各
   ＲＭＳ測定サイクルに対して１０００サンプルを生ずる
   べく約１００サイクルにわたり継続することを特徴とす
   る特許請求の範囲第３項記載の測定システム。