JPS6064502A - 誘電体共振器型帯域通過ろ波器 - Google Patents
誘電体共振器型帯域通過ろ波器Info
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- JPS6064502A JPS6064502A JP17194783A JP17194783A JPS6064502A JP S6064502 A JPS6064502 A JP S6064502A JP 17194783 A JP17194783 A JP 17194783A JP 17194783 A JP17194783 A JP 17194783A JP S6064502 A JPS6064502 A JP S6064502A
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- coupling
- internal conductors
- conductor
- inner conductors
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
- H01P1/205—Comb or interdigital filters; Cascaded coaxial cavities
- H01P1/2056—Comb filters or interdigital filters with metallised resonator holes in a dielectric block
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、超短波ないしマイクロ波用誘電体共振器型帯
域通過ろ波器に関するものである。以下、帯域通過ろ波
器をＢＰＰ 、低域通過ろ波器をＬＰＦと略記する。
域通過ろ波器に関するものである。以下、帯域通過ろ波
器をＢＰＰ 、低域通過ろ波器をＬＰＦと略記する。
第１図（第２図のＢ−Ｂ断面図）及び第２図（第１図の
Ａ−Ａ断面図）は、誘電体共振器を用いた従来のＢＰＰ
の一例を示す図で、両図において、１は導体より成る筐
体、２Ｉないし２１（ｎはＢＰＦ’の次数ンは４電（ｔ
で、例えはチクノ酸バリウム磁器より成ろ。３１ないし
３ｎは内８１≦４体で、各軸長をｌニ気長で共振波長の
ほぼりに形成しである。４１１．１及び’ｎｉｎや。は
入出力結合素子で、例えば結合コンデンサより成る。５
６．１及び５ ｎｌユ、＋ｌは入出力端子、６、ないし
６７＋−１は空隙である。
Ａ−Ａ断面図）は、誘電体共振器を用いた従来のＢＰＰ
の一例を示す図で、両図において、１は導体より成る筐
体、２Ｉないし２１（ｎはＢＰＦ’の次数ンは４電（ｔ
で、例えはチクノ酸バリウム磁器より成ろ。３１ないし
３ｎは内８１≦４体で、各軸長をｌニ気長で共振波長の
ほぼりに形成しである。４１１．１及び’ｎｉｎや。は
入出力結合素子で、例えば結合コンデンサより成る。５
６．１及び５ ｎｌユ、＋ｌは入出力端子、６、ないし
６７＋−１は空隙である。
このＢＰＦにおいては、誘電体及び内部導体より成る各
共振器構成素子を各別に形成し、各共振器構成素子を空
隙を介して配設しであるため、共振器構成素子の部品コ
ストが高くなる欠点を有すると共に、誘電体表面におけ
る非メタライズ面が比較的多いため製作がＪ：ｌＺ較的
困難で、この点からもコスト高となるを免れることが出
来ない。即ち、各誘電体の表面の中、結合面及び開放面
を非メタライズ面に形成し、筐体１と接する面をメタラ
イズ面に形成するに当って無電界メッキ法又は蒸着法を
用いた場合には、各誘電体の全表面に金属薄膜を付着せ
しめた後、と石又はダイヤモンド研磨等によって結合面
及び開放面の金属薄膜を除去しているが、この除去作業
中に研磨機材の目詰りを生じて作業能率を著しく低下せ
しめ、その結果コスト高となる欠点がある。
共振器構成素子を各別に形成し、各共振器構成素子を空
隙を介して配設しであるため、共振器構成素子の部品コ
ストが高くなる欠点を有すると共に、誘電体表面におけ
る非メタライズ面が比較的多いため製作がＪ：ｌＺ較的
困難で、この点からもコスト高となるを免れることが出
来ない。即ち、各誘電体の表面の中、結合面及び開放面
を非メタライズ面に形成し、筐体１と接する面をメタラ
イズ面に形成するに当って無電界メッキ法又は蒸着法を
用いた場合には、各誘電体の全表面に金属薄膜を付着せ
しめた後、と石又はダイヤモンド研磨等によって結合面
及び開放面の金属薄膜を除去しているが、この除去作業
中に研磨機材の目詰りを生じて作業能率を著しく低下せ
しめ、その結果コスト高となる欠点がある。
第３図（第１４図のＢ−８断面図）及び第４図（第３図
のＡ−Ａ断面図）もまた誘電体共振器より成る従来のＢ
ＰＦの一例を示す図で、両図において、１は導体より成
る筐体、２は誘電体、３Ｉないし３ｎは内部導体、４ｏ
、１及びり１ｎ４１＋は入出力結合素子、５０、ｌ及び
５７Ｌ（７１”ｌ）は入出力端子で、このＢＰＦにおい
讐は各内部導体３１ないし３ルの周りに共通の誘電体２
を設け、各内部導体の間に断面だ円形の結合調整孔７１
ないし７ｎ−Ｉを穿っである。
のＡ−Ａ断面図）もまた誘電体共振器より成る従来のＢ
ＰＦの一例を示す図で、両図において、１は導体より成
る筐体、２は誘電体、３Ｉないし３ｎは内部導体、４ｏ
、１及びり１ｎ４１＋は入出力結合素子、５０、ｌ及び
５７Ｌ（７１”ｌ）は入出力端子で、このＢＰＦにおい
讐は各内部導体３１ないし３ルの周りに共通の誘電体２
を設け、各内部導体の間に断面だ円形の結合調整孔７１
ないし７ｎ−Ｉを穿っである。
第５図（第６図のＢ−Ｂ断面図）及び第６図（第５図の
Ａ−Ａ断面図）ｔｌまた誘電体共振器より成る従来のＢ
ＰＦの一例を示す図で、このＢＰＦ ｌこおいては結合
調整孔７１ないし７４−ｌの断面形状を円形に形成した
他は第３図及び第４図に示したＢＰＰと同様の構成であ
る。
Ａ−Ａ断面図）ｔｌまた誘電体共振器より成る従来のＢ
ＰＦの一例を示す図で、このＢＰＦ ｌこおいては結合
調整孔７１ないし７４−ｌの断面形状を円形に形成した
他は第３図及び第４図に示したＢＰＰと同様の構成であ
る。
第３図及び第４図に示したＢＰＩ”においては、結合調
整孔７Ｉないし７７１−１のだ円形断面における長径及
び短径の各大きさを適当ならしめることによって所要の
電気的特性を得ることが出来、第５図及び第６図に示し
たＢＰＦにおいては、３．３合７４ 滌４Ｌ ７ｒない
し７ゆ−２の各直径を適当ならしめることにより所要の
電気的特性をもたせ得るが、何れのＢＰＦにおいても結
合調整孔７１ないし７ｎ−２の内周面に金属Ｘ膜を付着
せしめると所要の電気的特性を得ることが不可能となる
。
整孔７Ｉないし７７１−１のだ円形断面における長径及
び短径の各大きさを適当ならしめることによって所要の
電気的特性を得ることが出来、第５図及び第６図に示し
たＢＰＦにおいては、３．３合７４ 滌４Ｌ ７ｒない
し７ゆ−２の各直径を適当ならしめることにより所要の
電気的特性をもたせ得るが、何れのＢＰＦにおいても結
合調整孔７１ないし７ｎ−２の内周面に金属Ｘ膜を付着
せしめると所要の電気的特性を得ることが不可能となる
。
これらのＢＰＦの製作に当って無電界メッキ法又は蒸着
法等によって誘電体２の表面に金属薄膜を付着せしめる
ときは、結合調整孔７１ないし７７Ｌ−１の内周面にも
金属薄膜が付着し、この部分の金属薄膜を除去すること
が極めて困難なため無電界メッキ法又は蒸着法等の工法
を用いることが出来ず、コスト高となるを避けることが
出来ない。又、何れのＢＰＦにおいても結合調整孔７．
ないし７．−１に適当な補助生膜を組合せでも所要の電
気的特性の得られる範囲が狭く、したがって同一金型の
利用範囲が狭いこととなるから所要の結合特性が広範囲
に亘る場合には、結合調整孔７１ないし７１−１の大き
さの異なる金型を多数用意する必要があり、この点から
もコスト高となるを免れ得ない。
法等によって誘電体２の表面に金属薄膜を付着せしめる
ときは、結合調整孔７１ないし７７Ｌ−１の内周面にも
金属薄膜が付着し、この部分の金属薄膜を除去すること
が極めて困難なため無電界メッキ法又は蒸着法等の工法
を用いることが出来ず、コスト高となるを避けることが
出来ない。又、何れのＢＰＦにおいても結合調整孔７．
ないし７．−１に適当な補助生膜を組合せでも所要の電
気的特性の得られる範囲が狭く、したがって同一金型の
利用範囲が狭いこととなるから所要の結合特性が広範囲
に亘る場合には、結合調整孔７１ないし７１−１の大き
さの異なる金型を多数用意する必要があり、この点から
もコスト高となるを免れ得ない。
本発明は、構造製作が簡潔容易で、コストの低廉な誘電
体共振器を用いたコムライン型ＢＰＰを実現することを
目的とする。
体共振器を用いたコムライン型ＢＰＰを実現することを
目的とする。
第７図は、本発明の一実施例を示す断面図（第８図のＢ
−Ｂ断面図）、第８図は、第７図のＡ−Ａ断面図で、両
図において、１は導体より成る筐体、２は共通の誘電体
で、例えはチタン酸バリウム磁器より成る。３１ないし
軸は内部４体で、誘電体２に穿った挿入孔内に棒状又は
筒状導体を嵌入するか、挿入孔の内壁ｍｌに金属薄膜を
イ１看せしめるが、又は、挿入孔の内壁面に金属薄膜を
付着せしめると共に棒状又は筒状導体を嵌入して形成す
る。何れの場合にも内部導体３１ないし３ｎの軸長を共
振波長のｌｉぼ’／４に選ぶと共に各内部導体をコムラ
イン型に配設しである。４ｏ、ｒ及び４７＋、〔ｎ＋ｎ
は例えばコンデンサより成る入出力結合素子、５ｏ、＋
及び５７１．＋’７＋＋）は入出力端子、８１ないし８
ｎ−１は結合調整用の切込溝で、内部導体３（ないし３
ｎの各中間部における誘電体２の開放面に開口部を有す
ると共１；、電界及び磁界の双方には１よ直角となるよ
うに設けである。
−Ｂ断面図）、第８図は、第７図のＡ−Ａ断面図で、両
図において、１は導体より成る筐体、２は共通の誘電体
で、例えはチタン酸バリウム磁器より成る。３１ないし
軸は内部４体で、誘電体２に穿った挿入孔内に棒状又は
筒状導体を嵌入するか、挿入孔の内壁ｍｌに金属薄膜を
イ１看せしめるが、又は、挿入孔の内壁面に金属薄膜を
付着せしめると共に棒状又は筒状導体を嵌入して形成す
る。何れの場合にも内部導体３１ないし３ｎの軸長を共
振波長のｌｉぼ’／４に選ぶと共に各内部導体をコムラ
イン型に配設しである。４ｏ、ｒ及び４７＋、〔ｎ＋ｎ
は例えばコンデンサより成る入出力結合素子、５ｏ、＋
及び５７１．＋’７＋＋）は入出力端子、８１ないし８
ｎ−１は結合調整用の切込溝で、内部導体３（ないし３
ｎの各中間部における誘電体２の開放面に開口部を有す
ると共１；、電界及び磁界の双方には１よ直角となるよ
うに設けである。
尚、誘電体２の外表面の中、開放面及び切込溝８、ない
し８ｎ−１の各内壁面を除いて、筐体１の内壁面「二接
する部分には金属薄膜を付着せしめるが、内部導体３１
ないし３ｎの各下端部（短絡端部）と筐体１の下底面と
が十分密に接触して電気的接続を確保し得る場合には、
金属ｆｉｌｌｊを省いて筐体１のみを以て各共振器の外
部導体を形成するようにしても本発明を実施することが
出来る。
し８ｎ−１の各内壁面を除いて、筐体１の内壁面「二接
する部分には金属薄膜を付着せしめるが、内部導体３１
ないし３ｎの各下端部（短絡端部）と筐体１の下底面と
が十分密に接触して電気的接続を確保し得る場合には、
金属ｆｉｌｌｊを省いて筐体１のみを以て各共振器の外
部導体を形成するようにしても本発明を実施することが
出来る。
又、実際には内部導体３Ｉないし３ｒＬの各開放端と対
向せしめて共振周波数の微調用コンデンサ素子を設け、
各素子と内部導体の各開放端間に形成される静電容量を
調整して各共振器を所要の周波数に正確に共振せしめる
ように構成するが、図には微調用コンデンサ素子を省い
た状態を示し、更に筐体１と誘電体２及び内部導体３ｓ
ないし３ｎを電気的及び機械的に一体に結合する１、め
の止めねじも図示するのを省いである。
向せしめて共振周波数の微調用コンデンサ素子を設け、
各素子と内部導体の各開放端間に形成される静電容量を
調整して各共振器を所要の周波数に正確に共振せしめる
ように構成するが、図には微調用コンデンサ素子を省い
た状態を示し、更に筐体１と誘電体２及び内部導体３ｓ
ないし３ｎを電気的及び機械的に一体に結合する１、め
の止めねじも図示するのを省いである。
このように構成した本発明ＢＰＦにおいては、内部導体
３１に共振電流が流れると第９図及び第１０図に電界呂
及び磁界Ｈの各分布を示すようなＴＥＭモード波が内部
導体３Ｉと筐体１開に生じ、内部導体３１には第１１図
に点線を以て電圧分布を、一点鎖線を以て電流分布を示
すような定在波が発生し、内部導体３１がアンテナと同
様に作用してＴＥＭモード波の磁界成分により、内部導
体３１及び３２間における筐体１によって形成されるカ
ッＩ・オフ導波管部を励損してＨ１１モード波を生ゼし
ぬ、次段の内部導体３コを励振する。尚、第１１図にお
いて、ｉは共振電流、ＬはＨ＋Ｌモード波の電界、？）
、 １．ｔ Ｈ，、モード波の磁界で、このＨ，モード
波の電磁界によって内部導体３Ｉ及び３コ間の結合が行
われることとなり、内部導体３．以下においても前記と
同イ手にして信号の伝送が行われる。
３１に共振電流が流れると第９図及び第１０図に電界呂
及び磁界Ｈの各分布を示すようなＴＥＭモード波が内部
導体３Ｉと筐体１開に生じ、内部導体３１には第１１図
に点線を以て電圧分布を、一点鎖線を以て電流分布を示
すような定在波が発生し、内部導体３１がアンテナと同
様に作用してＴＥＭモード波の磁界成分により、内部導
体３１及び３２間における筐体１によって形成されるカ
ッＩ・オフ導波管部を励損してＨ１１モード波を生ゼし
ぬ、次段の内部導体３コを励振する。尚、第１１図にお
いて、ｉは共振電流、ＬはＨ＋Ｌモード波の電界、？）
、 １．ｔ Ｈ，、モード波の磁界で、このＨ，モード
波の電磁界によって内部導体３Ｉ及び３コ間の結合が行
われることとなり、内部導体３．以下においても前記と
同イ手にして信号の伝送が行われる。
誘電体２の誘電率をε、とすると、筐体ｌ、誘電体２、
内部導体缶ないし３且によって構成される各共振器の開
放部における電界結合成分はεいに比例し、磁界結合成
分は 島に比例するから容量結合成分が強くなり、各誘
電体共振器の開秋部における容量結合成分と磁界結合成
分により形成される並列共振回路間の結合が疎となり、
したがってＢＰＦの負荷Ｑを高めるように作用すること
となる。よって本発明においては、誘電体２の横幅、内
部導体３．ないし３ｎの各中心軸間隔及び各外径等の各
値を、所要の伝送特性を得るために許される範囲内にお
いてＢＰＦの負荷Ｑが最（ｉとなるように遊び、然る後
切込溝８１ないし８．−Ｉの深ぎを適当ならしめること
によりＢＰＦの負荷Ｑを任意所要の値にすることが出来
る。
内部導体缶ないし３且によって構成される各共振器の開
放部における電界結合成分はεいに比例し、磁界結合成
分は 島に比例するから容量結合成分が強くなり、各誘
電体共振器の開秋部における容量結合成分と磁界結合成
分により形成される並列共振回路間の結合が疎となり、
したがってＢＰＦの負荷Ｑを高めるように作用すること
となる。よって本発明においては、誘電体２の横幅、内
部導体３．ないし３ｎの各中心軸間隔及び各外径等の各
値を、所要の伝送特性を得るために許される範囲内にお
いてＢＰＦの負荷Ｑが最（ｉとなるように遊び、然る後
切込溝８１ないし８．−Ｉの深ぎを適当ならしめること
によりＢＰＦの負荷Ｑを任意所要の値にすることが出来
る。
したがって誘電体２の成形に当って、切込溝８゜ないし
８ｎ−１の深さが零で、誘電体２の横幅、内部４体３１
ないし３ルの挿入化の各中心゛軸間隔及び各直径の値が
、前述のように所要の伝送特性を得るために許される範
囲内においてＢＰＦの負荷。が最低となるような形状寸
法に成形する金型を用い、成形後、所要の負荷ｑに応じ
て適当な深ざの切込溝８１ないし８ｎ−５を設けること
にまり、共通の金型によって広範囲に亘って伝送特性の
鴇なるＢＰＦを製作することが出来、製作コストを但廉
ならしめ得る。
８ｎ−１の深さが零で、誘電体２の横幅、内部４体３１
ないし３ルの挿入化の各中心゛軸間隔及び各直径の値が
、前述のように所要の伝送特性を得るために許される範
囲内においてＢＰＦの負荷。が最低となるような形状寸
法に成形する金型を用い、成形後、所要の負荷ｑに応じ
て適当な深ざの切込溝８１ないし８ｎ−５を設けること
にまり、共通の金型によって広範囲に亘って伝送特性の
鴇なるＢＰＦを製作することが出来、製作コストを但廉
ならしめ得る。
又、６Ｌ電体２の表面τこ金属薄膜を付督せしめるに当
っても、誘電体２の表面全域に金属薄膜を付着せしめた
後、開放面の金属薄膜を除き、最後に切込溝８Ｉないし
８７１−１を設けるから切込溝の内壁に金属Ｘ膜が付着
するおそれなく、したがって金属、専股の付着に当っで
力ｊｊ ’；ｌｊ界メツーＶ法又は脇着、去を用いるこ
とが出来、更に切込溝８１ないし８ｎ−１の形状も単純
で、その穿設加工も容易であるから、これらの点からも
製作コストの低下を可能ならしめ得る。
っても、誘電体２の表面全域に金属薄膜を付着せしめた
後、開放面の金属薄膜を除き、最後に切込溝８Ｉないし
８７１−１を設けるから切込溝の内壁に金属Ｘ膜が付着
するおそれなく、したがって金属、専股の付着に当っで
力ｊｊ ’；ｌｊ界メツーＶ法又は脇着、去を用いるこ
とが出来、更に切込溝８１ないし８ｎ−１の形状も単純
で、その穿設加工も容易であるから、これらの点からも
製作コストの低下を可能ならしめ得る。
本発明ＢＰＦの伝送１ｙｒｖ所要の特性とするためには
従来一般に用いられている手法と同様に、所要の伝送特
性と同様の特性を有する基準化ＬＰＦの回路素子値をめ
、この回路素子値と本発明ＢＰＦの各対応する回路素子
値とが互に一致するように、例えば内部導体の各中心軸
間隔を調整することに、より目的を達することが出来る
。
従来一般に用いられている手法と同様に、所要の伝送特
性と同様の特性を有する基準化ＬＰＦの回路素子値をめ
、この回路素子値と本発明ＢＰＦの各対応する回路素子
値とが互に一致するように、例えば内部導体の各中心軸
間隔を調整することに、より目的を達することが出来る
。
例えば本発明ＢＰＦの伝送特性を通過域がチェビシェフ
特性で、減衰域がワグナ特性を呈するような伝送特性と
する場合には、通過域内の許容定在波比（ＶＳＷＲ）
Ｓと回路次数ｎを与えると、基準化ＬＰＦの各回路素子
値ｇ、ないし緑は次式からめることが出来る。
特性で、減衰域がワグナ特性を呈するような伝送特性と
する場合には、通過域内の許容定在波比（ＶＳＷＲ）
Ｓと回路次数ｎを与えると、基準化ＬＰＦの各回路素子
値ｇ、ないし緑は次式からめることが出来る。
Ｌａｒ
β＝ １．（ｃｏｔ、ｈ −） −（４）１７．３７
ココにπ
ｂ）＜ ニア ＋ｓリー（ｋ：１ないしｎ ） ・−−
−（７）Ｌａｒ ：通過帯域内の許容リップル 次に内部導体３−ないし３４間を伝送するＨ１＋モード
波の磁界結合減衰量ＬＨｇ：ｔｓ□、（ｋ：Ｉないしｎ
）と内部導体３Ｉないし３ルの各中心軸間隔へ、（Ｋ＋
＋１ （ｋ ’１ないしｎ）との関係は、筐体１の横幅
、即ち誘電体２の横幅をＨ２誘電体２の誘電率をε１、
内部導体３１ないし３＋を開に形成されるカットオフ導
波管部分の管内遮断波長をλｃ１伝送信号の自由空間、
成長を八とすると、 ・・・・ （８） で表わされる。
−（７）Ｌａｒ ：通過帯域内の許容リップル 次に内部導体３−ないし３４間を伝送するＨ１＋モード
波の磁界結合減衰量ＬＨｇ：ｔｓ□、（ｋ：Ｉないしｎ
）と内部導体３Ｉないし３ルの各中心軸間隔へ、（Ｋ＋
＋１ （ｋ ’１ないしｎ）との関係は、筐体１の横幅
、即ち誘電体２の横幅をＨ２誘電体２の誘電率をε１、
内部導体３１ないし３＋を開に形成されるカットオフ導
波管部分の管内遮断波長をλｃ１伝送信号の自由空間、
成長を八とすると、 ・・・・ （８） で表わされる。
（８）式は理論的にめた計算式であるが、本発明者が基
礎実験を重ねた結果によれば、内部導体の外径に応じて
等偏磁界面に誤差を生じているため、次の修正実験式か
ら磁界結合減衰量Ｌ）１ｘ、ｔｘ＋ｒ）をめる方が正確
であることを明らかにすることが出来た。
礎実験を重ねた結果によれば、内部導体の外径に応じて
等偏磁界面に誤差を生じているため、次の修正実験式か
ら磁界結合減衰量Ｌ）１ｘ、ｔｘ＋ｒ）をめる方が正確
であることを明らかにすることが出来た。
・・・・・・（９）
但し、上式においてｄは内部導体の外径である。
設計しようとする本発明ＢＰＦの中心周波数ｆｓ （Ｍ
Ｈｚ） 、許容通過帯域幅ＢＷｒを適宜設定すると共に
（１）及び（２）式からめた回路素子値を与えると、磁
界結合係数ＭＫ、７Ｘや９．は、で表わすことが出来、
又、（９）式の磁界結合減衰量”’に、＋にや１．を（
１０）式の磁界結合係数Ｍ８１．〜．）で表わすと、 ＬＨＫ、（Ｋ＋ｎ ＝２０ＩＯｇＭ）ｅ、（ｇ＋リ ・
・・・・・ （１１）となり、内部導体３「ないし３ｒ
Ｉの各中心軸間隔ＯＫ、（Ｋや、）は、 で表わされる。
Ｈｚ） 、許容通過帯域幅ＢＷｒを適宜設定すると共に
（１）及び（２）式からめた回路素子値を与えると、磁
界結合係数ＭＫ、７Ｘや９．は、で表わすことが出来、
又、（９）式の磁界結合減衰量”’に、＋にや１．を（
１０）式の磁界結合係数Ｍ８１．〜．）で表わすと、 ＬＨＫ、（Ｋ＋ｎ ＝２０ＩＯｇＭ）ｅ、（ｇ＋リ ・
・・・・・ （１１）となり、内部導体３「ないし３ｒ
Ｉの各中心軸間隔ＯＫ、（Ｋや、）は、 で表わされる。
通過帯域内の許容定在波比Ｓ及び回路次数ｎを設定して
（１）ないしく７）式からめた回路素子値ｇ、ないしｇ
ｉを（１０）式に代入すると共に、誘電体２の横幅Ｈ２
管内遮断波長屓、伝１Ｘ信号の自由空間波長入、内部導
体の外径ｄ、許容通過帯域幅Ｂｗｒ 、 ＢＰＦの中心
周波数ｆ。を設定して誘電体２の誘電率ε、と共に（１
２）及び（Ｉ３）式に代入することにより上記所要の伝
送特性を呈し得る誘電体２０寸法を定めることが出来る
。即ち、５．メジ心体２の横幅Ｈと曇蔭器会共振長とか
ら誘電体２の横断面寸法を定めることが出来、内部導体
３１なシーシ３ｎの各中心軸間隔”Ｋ、（Ｋｉｌｌから
誘電体２の長ざを（１５）式からめられる。
（１）ないしく７）式からめた回路素子値ｇ、ないしｇ
ｉを（１０）式に代入すると共に、誘電体２の横幅Ｈ２
管内遮断波長屓、伝１Ｘ信号の自由空間波長入、内部導
体の外径ｄ、許容通過帯域幅Ｂｗｒ 、 ＢＰＦの中心
周波数ｆ。を設定して誘電体２の誘電率ε、と共に（１
２）及び（Ｉ３）式に代入することにより上記所要の伝
送特性を呈し得る誘電体２０寸法を定めることが出来る
。即ち、５．メジ心体２の横幅Ｈと曇蔭器会共振長とか
ら誘電体２の横断面寸法を定めることが出来、内部導体
３１なシーシ３ｎの各中心軸間隔”Ｋ、（Ｋｉｌｌから
誘電体２の長ざを（１５）式からめられる。
ノ、−１１＝ 瓦ｔａｎ−’ Ｘｃ、 ＋＋＋＋＋・
（＋ａ）２π ｐ、＝１．＝・・・・・・＝Ｒｎ−ｌ （１４）及び（１５）式におし−で、 八２ ：内部導体間に形成される力・ントオフ導波管部
分の管内波長 Ｘｃ、 ：入出力結合容量の正規化リアクタンス上記の
ようにして所要寸法の誘電体を金型を用いて成形した後
、開放面を除く所要表面Ｃ二金属：専膜を付着せしめ、
結合調整用の切込溝８１ないし８、ｌ−Ｉ を設けるこ
と前述の通りであるが、誘電体２の開放面からの切込溝
の深さ及び幅を適当ならしめることにより任意所要の電
気的特性を得ることが出来、切込溝の深２を誘電体の開
放面から底面までの長さのほぼ８０％以上となすことに
より設計理論値と一致せしめ得る。
（＋ａ）２π ｐ、＝１．＝・・・・・・＝Ｒｎ−ｌ （１４）及び（１５）式におし−で、 八２ ：内部導体間に形成される力・ントオフ導波管部
分の管内波長 Ｘｃ、 ：入出力結合容量の正規化リアクタンス上記の
ようにして所要寸法の誘電体を金型を用いて成形した後
、開放面を除く所要表面Ｃ二金属：専膜を付着せしめ、
結合調整用の切込溝８１ないし８、ｌ−Ｉ を設けるこ
と前述の通りであるが、誘電体２の開放面からの切込溝
の深さ及び幅を適当ならしめることにより任意所要の電
気的特性を得ることが出来、切込溝の深２を誘電体の開
放面から底面までの長さのほぼ８０％以上となすことに
より設計理論値と一致せしめ得る。
即ち、切込溝８１ないし８４−Ｉ の深谷Ｄ（第８図）
が深い場合には隣接対向する誘電体共振器の境界面に生
ずる結合容量が小となって磁界結合作用を打消す量が少
なくなるため、第１２図（横軸は切込溝の深ざＤ、縦軸
は負荷Ｑの太き２ ＱＬ ）に示すように、負荷Ｑが理
論値ＱＬＯに一致する方向でイ后＜なり、逆に切込溝の
深さＤが浅い場合には、隣接対向する誘電体共振器の境
界面における結合容量が大となって磁界結合作用を打消
す景が大となり、理論的結合係数により定まる負荷Ｑ
（ＱＬＯ）より高い方向に移行する。又、切込溝山ない
しａｎ、の幅Ｇ（第７図及び第８図）が狭い場□合には
結合容量が犬となって磁界結合係数が小となり、第１３
図（横軸は切込溝の幅０、縦軸は第１２図と同じ）に示
すように負荷Ｑが理論値Ｑ、。よりも高（＼方向に移行
し、切込溝の幅Ｇが広い場合に１１結合容量が小となっ
て磁界結合係数が大となり、負荷Ｑが理論値ＱＬＯと一
致する方向で低くなる。
が深い場合には隣接対向する誘電体共振器の境界面に生
ずる結合容量が小となって磁界結合作用を打消す量が少
なくなるため、第１２図（横軸は切込溝の深ざＤ、縦軸
は負荷Ｑの太き２ ＱＬ ）に示すように、負荷Ｑが理
論値ＱＬＯに一致する方向でイ后＜なり、逆に切込溝の
深さＤが浅い場合には、隣接対向する誘電体共振器の境
界面における結合容量が大となって磁界結合作用を打消
す景が大となり、理論的結合係数により定まる負荷Ｑ
（ＱＬＯ）より高い方向に移行する。又、切込溝山ない
しａｎ、の幅Ｇ（第７図及び第８図）が狭い場□合には
結合容量が犬となって磁界結合係数が小となり、第１３
図（横軸は切込溝の幅０、縦軸は第１２図と同じ）に示
すように負荷Ｑが理論値Ｑ、。よりも高（＼方向に移行
し、切込溝の幅Ｇが広い場合に１１結合容量が小となっ
て磁界結合係数が大となり、負荷Ｑが理論値ＱＬＯと一
致する方向で低くなる。
第１４図は、上記のようにして設計製作した本発明ＢＰ
Ｆの伝送特性の一例を示す曲線図で、オ黄軸は伝送周波
数ｆ （ＭＢ２） 、縦軸は減衰′１ｌＡＴＴ（ｄＢ）
である。
Ｆの伝送特性の一例を示す曲線図で、オ黄軸は伝送周波
数ｆ （ＭＢ２） 、縦軸は減衰′１ｌＡＴＴ（ｄＢ）
である。
第１５図ないし第１７図（各図における横軸及び縦軸は
第１４図と同じ）は、回路次数が３で、言方電体の高之
が１４ｍｍの場合における本発明ＢＰＩ”σＮＮ送送特
性一例を示す曲線図で、第１５図１ハ結合調整用切込溝
の深さＤをｌｏｍｎ＋ ％幅Ｇを１．ｏｍｍｌこ形成し
た場合、第１６図は、切込溝σ）ｌ栗さＤを１０ｍｍ
％幅Ｇを肌３ｍｍとした場合で、第１５図の場合に比し
負荷Ｑが高く、通過帯域幅が狭くなる。
第１４図と同じ）は、回路次数が３で、言方電体の高之
が１４ｍｍの場合における本発明ＢＰＩ”σＮＮ送送特
性一例を示す曲線図で、第１５図１ハ結合調整用切込溝
の深さＤをｌｏｍｎ＋ ％幅Ｇを１．ｏｍｍｌこ形成し
た場合、第１６図は、切込溝σ）ｌ栗さＤを１０ｍｍ
％幅Ｇを肌３ｍｍとした場合で、第１５図の場合に比し
負荷Ｑが高く、通過帯域幅が狭くなる。
第１７図は、切込溝の深ＦＤを４ｍｍ−幅Ｇを０．３ｍ
ｍとした場合で、第１６図の場合に比し、更に負荷Ｑが
高く、通過帯域幅が狭くなっている。
ｍとした場合で、第１６図の場合に比し、更に負荷Ｑが
高く、通過帯域幅が狭くなっている。
第１８図は、伝送特性を有極型に形成し得る本発明の一
実施例を示す図（第１９図のＢ−Ｂ断面図）、第１９図
は、第１８図のＡ−Ａ断面図で、両図において、１は筐
体、２は共通誘電体、３Ｉないし３４は内部導体、４６
．ｌ及び４１．夕は入出力結合容量、５．、Ｉ及び５４
．夕は入出力端子、８Ｉないし８３は結合調整用切込溝
で、これらは前実施例と同梯の構成である。
実施例を示す図（第１９図のＢ−Ｂ断面図）、第１９図
は、第１８図のＡ−Ａ断面図で、両図において、１は筐
体、２は共通誘電体、３Ｉないし３４は内部導体、４６
．ｌ及び４１．夕は入出力結合容量、５．、Ｉ及び５４
．夕は入出力端子、８Ｉないし８３は結合調整用切込溝
で、これらは前実施例と同梯の構成である。
９は間接結合線路で、例えばホルマール線又はセミリジ
ットケーブル等より成り、その一端と内部導体３Ｉの開
放端との間に結合容量を形成せしめると共に、他端と内
部導体３４の開放端との間に結合容量を形成せしめで内
部導体３Ｉ及び３４を構成索子とする両弁振器回路を線
路９ケ介して間接結合せしめである。尚、間接結合線ｕ
９を所要位置に保持するには、例えば適当な接着剤を用
いて誘電体２の開放面に固着する。
ットケーブル等より成り、その一端と内部導体３Ｉの開
放端との間に結合容量を形成せしめると共に、他端と内
部導体３４の開放端との間に結合容量を形成せしめで内
部導体３Ｉ及び３４を構成索子とする両弁振器回路を線
路９ケ介して間接結合せしめである。尚、間接結合線ｕ
９を所要位置に保持するには、例えば適当な接着剤を用
いて誘電体２の開放面に固着する。
本実施例におけるＢＰＦを伝送する信号の位相関係、即
ち共振周波数の信号と減衰極を生ずべき周波数の信号（
以１７、減衰極信号と略記する）との位相関係を検討す
ると、筐体１、誘電体２、内部導体３Ｉないし３４より
成る各共振器を以て構成される主回路を伝送する間に共
振周波数の信号に対して減衰極信号は、各共振器回路に
おいて±９６×４＝＋３６♂の位相差を生ずると共に、
共振器回路間に形成される３個の位相回路においで＋９
０×３＝ ＋ ２７０°の位相差を生じ、各共振器回路
及び位相回路において生ずる位相差の総計は＋２７０＠
となる。一方、間接結合線路９を伝送する信号は一９ｄ
の位相差を生ずるから主回路を伝送して入出力結合素子
４０，９に達する減衰極信号と、間接結合線路９を伝送
して入出力結合素子４４．りに達する減衰極信号との開
には１８０゛の位相差を生ずることとなる。
ち共振周波数の信号と減衰極を生ずべき周波数の信号（
以１７、減衰極信号と略記する）との位相関係を検討す
ると、筐体１、誘電体２、内部導体３Ｉないし３４より
成る各共振器を以て構成される主回路を伝送する間に共
振周波数の信号に対して減衰極信号は、各共振器回路に
おいて±９６×４＝＋３６♂の位相差を生ずると共に、
共振器回路間に形成される３個の位相回路においで＋９
０×３＝ ＋ ２７０°の位相差を生じ、各共振器回路
及び位相回路において生ずる位相差の総計は＋２７０＠
となる。一方、間接結合線路９を伝送する信号は一９ｄ
の位相差を生ずるから主回路を伝送して入出力結合素子
４０，９に達する減衰極信号と、間接結合線路９を伝送
して入出力結合素子４４．りに達する減衰極信号との開
には１８０゛の位相差を生ずることとなる。
したがって減衰極信号が主回路を伝送する間に生ずる減
衰量と間接結合線ｕ９の結合量とが等しくなるように、
内部導体３．及び３牛の各開放端と間接結合線路９の端
部間に形成される結合容量の大きざを定めることにより
、減衰極信号を入出力結合素子４４．ｃにおいて理論的
には完全に打消し合せて減衰イ÷信号の周波数に減衰価
を生ぜしめ得る。
衰量と間接結合線ｕ９の結合量とが等しくなるように、
内部導体３．及び３牛の各開放端と間接結合線路９の端
部間に形成される結合容量の大きざを定めることにより
、減衰極信号を入出力結合素子４４．ｃにおいて理論的
には完全に打消し合せて減衰イ÷信号の周波数に減衰価
を生ぜしめ得る。
第２０図（横軸及び縦軸は第１４図と同じ）は、本実施
例におけるＢＰＰの伝送特性の一例を示す曲線図である
。
例におけるＢＰＰの伝送特性の一例を示す曲線図である
。
第１８図及び第１９図には回路次数が４で、間接結合線
路を１個設けた場合を例示したが、回路次数を任意に選
び、２個又はその整数倍の共振器回ｉｉ８を隔てた共振
器回路相互を結合容量を介して間接結合する間接結合線
路を任意数設けるようにしてもよい。即ち、例えば回路
次数を６に選んだ場合には、内部導体３Ｉ及び３６より
成る共振器回路相互な間接結合してもよく、内部導体３
コ及び３ジより成る共振器回路相互を間接結合せしめて
もよ（＼。
路を１個設けた場合を例示したが、回路次数を任意に選
び、２個又はその整数倍の共振器回ｉｉ８を隔てた共振
器回路相互を結合容量を介して間接結合する間接結合線
路を任意数設けるようにしてもよい。即ち、例えば回路
次数を６に選んだ場合には、内部導体３Ｉ及び３６より
成る共振器回路相互な間接結合してもよく、内部導体３
コ及び３ジより成る共振器回路相互を間接結合せしめて
もよ（＼。
更に、内部導体３１及び３６より成る共振器相互を間接
結合すると共に内部導体３ａ及び３Ｓより成る共振器回
路相互を間接結合せしめても本発明有極型ＢＰＦを構成
することが出来る。
結合すると共に内部導体３ａ及び３Ｓより成る共振器回
路相互を間接結合せしめても本発明有極型ＢＰＦを構成
することが出来る。
第１図ないし第６図は、従来の帯域通過ろ波器の一例を
示す図、第７図及び第８図は、本発明の一実施例を示す
図、第９図ないし第１３図は、そめ作動説明のための図
、第１４図ないし第１７図は、本発明帯域通過ろ波器の
伝送特性の一例を示す曲線図、第１８図及び第１９図は
、本発明の他の実施例を示す図、第２０図は、その伝送
特性の一例を示す曲線図で、ド筐体、２１ないし２ｎ及
び２：誘電体、３１ないし３．Ｌ：内部導体、４０１．
及び４７１．ｆｎ＋Ｉ＋ ’入出力結合素子、５６．１
及び５ｎ、ｔｎ＋す：入出力端子、６□な（＼し６ｎ−
、：空隙、７１ないし７７１−、 ：結合調整孔、８１
ないしａｙＬ−、：結合調整用切込溝、９：間接結合線
路である。 第７図 Ｇ 第８図 第９図 第１０図 第１１図 第１２図 第１３図 第１４図 Ｆ（ＭＨｚ）
示す図、第７図及び第８図は、本発明の一実施例を示す
図、第９図ないし第１３図は、そめ作動説明のための図
、第１４図ないし第１７図は、本発明帯域通過ろ波器の
伝送特性の一例を示す曲線図、第１８図及び第１９図は
、本発明の他の実施例を示す図、第２０図は、その伝送
特性の一例を示す曲線図で、ド筐体、２１ないし２ｎ及
び２：誘電体、３１ないし３．Ｌ：内部導体、４０１．
及び４７１．ｆｎ＋Ｉ＋ ’入出力結合素子、５６．１
及び５ｎ、ｔｎ＋す：入出力端子、６□な（＼し６ｎ−
、：空隙、７１ないし７７１−、 ：結合調整孔、８１
ないしａｙＬ−、：結合調整用切込溝、９：間接結合線
路である。 第７図 Ｇ 第８図 第９図 第１０図 第１１図 第１２図 第１３図 第１４図 Ｆ（ＭＨｚ）
Claims (2)
- （１）コムライン型に配設した複数個の内部導体と、こ
の複数個の内部導体の周りに設けた共通の誘電体と、前
記複数個の内部導体の各中間部における前記誘電体の開
放面から電界及び磁界の双方に直角となる方向に前記誘
電体に穿設した結合調整用切込溝とより成ることを特徴
とする誘電体共振器型帯域通過ろ波器。 - （２）コムライン型に配設した複数個の内部導体と、こ
の複数個の内部導体の周りに設けた共通の誘電体と、前
記複数個の内部導体の各中間部における前記誘電体の開
放面から電界及び磁界の双方に直角となる方向に前記誘
電体に穿設した結合調整用切込溝と、前記複数個の内部
導体の中、２個又はその整数倍の内部与体を隔てて対向
する内部導体の各開放端に結合容量を介して結合した間
接結合線路とより成ることを特徴とする誘電体共振器型
帯域通過ろ波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17194783A JPS6064502A (ja) | 1983-09-17 | 1983-09-17 | 誘電体共振器型帯域通過ろ波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17194783A JPS6064502A (ja) | 1983-09-17 | 1983-09-17 | 誘電体共振器型帯域通過ろ波器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6064502A true JPS6064502A (ja) | 1985-04-13 |
Family
ID=15932743
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17194783A Pending JPS6064502A (ja) | 1983-09-17 | 1983-09-17 | 誘電体共振器型帯域通過ろ波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6064502A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6364403A (ja) * | 1986-09-04 | 1988-03-22 | Murata Mfg Co Ltd | 誘電体フイルタ |
| JPS6364402A (ja) * | 1986-09-04 | 1988-03-22 | Murata Mfg Co Ltd | 誘電体フイルタ |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51134548A (en) * | 1975-05-19 | 1976-11-22 | Nec Corp | Microwave band-pass filter |
| JPS5748801A (en) * | 1980-09-09 | 1982-03-20 | Oki Electric Ind Co Ltd | Dielectric substance filter |
-
1983
- 1983-09-17 JP JP17194783A patent/JPS6064502A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51134548A (en) * | 1975-05-19 | 1976-11-22 | Nec Corp | Microwave band-pass filter |
| JPS5748801A (en) * | 1980-09-09 | 1982-03-20 | Oki Electric Ind Co Ltd | Dielectric substance filter |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6364403A (ja) * | 1986-09-04 | 1988-03-22 | Murata Mfg Co Ltd | 誘電体フイルタ |
| JPS6364402A (ja) * | 1986-09-04 | 1988-03-22 | Murata Mfg Co Ltd | 誘電体フイルタ |
| JPH061842B2 (ja) * | 1986-09-04 | 1994-01-05 | 株式会社村田製作所 | 誘電体フイルタ |
| JPH0612842B2 (ja) * | 1986-09-04 | 1994-02-16 | 株式会社村田製作所 | 誘電体フイルタ |
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