JPH06152203A - コムライン型帯域通過ろ波器 - Google Patents
コムライン型帯域通過ろ波器Info
- Publication number
- JPH06152203A JPH06152203A JP32472792A JP32472792A JPH06152203A JP H06152203 A JPH06152203 A JP H06152203A JP 32472792 A JP32472792 A JP 32472792A JP 32472792 A JP32472792 A JP 32472792A JP H06152203 A JPH06152203 A JP H06152203A
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- JP
- Japan
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- dielectric block
- common dielectric
- resonance
- bandpass filter
- thin layer
- Prior art date
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- Pending
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】設計製作が容易で、小型化が可能で、量産に適
した帯域通過ろ波器を実現する。 【構成】シ−ルドケ−ス１内に誘電体ブロック２を設け
てある。誘電体ブロック２の長手方向に適宜間隔を隔て
て、同一極性の共振素子４１，４２，４３を設けてあ
る。誘電体ブロック２の表面のうち、共振素子４１，４
２，４３の開放端側の表面（上壁面）を除く全表面に金
属薄層５を付着させてある。誘電体ブロック２の上壁面
のうち、隣り合う共振素子４１と４２，４２と４３の間
の表面を横断して接地導体６１２，６２３を設けてあ
る。入出力端子、入出力結合素子、共振周波数の微調整
素子等は図示していない。
した帯域通過ろ波器を実現する。 【構成】シ−ルドケ−ス１内に誘電体ブロック２を設け
てある。誘電体ブロック２の長手方向に適宜間隔を隔て
て、同一極性の共振素子４１，４２，４３を設けてあ
る。誘電体ブロック２の表面のうち、共振素子４１，４
２，４３の開放端側の表面（上壁面）を除く全表面に金
属薄層５を付着させてある。誘電体ブロック２の上壁面
のうち、隣り合う共振素子４１と４２，４２と４３の間
の表面を横断して接地導体６１２，６２３を設けてあ
る。入出力端子、入出力結合素子、共振周波数の微調整
素子等は図示していない。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、自動車電話又は携帯電
話等の移動通信装置の構成素子として好適なコムライン
型帯域通過ろ波器に関するものである。
話等の移動通信装置の構成素子として好適なコムライン
型帯域通過ろ波器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１０は、従来の帯域通過ろ波器の一例
について、その要部を示す断面図（図１１のＢ−Ｂ断面
図）、図１１は、図１０のＡ−Ａ断面図で、両図におい
て、101 ないし105 は各独立した固体誘電体、111 ない
し115 はλg ／４（λg は管内波長）の軸長を有する共
振素子である。図１２もまた従来の帯域通過ろ波器の一
例について、その要部を示す断面図（図１３のＢ−Ｂ断
面図）、図１３は、図１２のＡ−Ａ断面図で、両図にお
いて、12は共通の誘電体ブロック、131 ないし135 は共
振素子、141 ないし144 は、容量性の不要モ−ドを阻止
するためのスリットである。
について、その要部を示す断面図（図１１のＢ−Ｂ断面
図）、図１１は、図１０のＡ−Ａ断面図で、両図におい
て、101 ないし105 は各独立した固体誘電体、111 ない
し115 はλg ／４（λg は管内波長）の軸長を有する共
振素子である。図１２もまた従来の帯域通過ろ波器の一
例について、その要部を示す断面図（図１３のＢ−Ｂ断
面図）、図１３は、図１２のＡ−Ａ断面図で、両図にお
いて、12は共通の誘電体ブロック、131 ないし135 は共
振素子、141 ないし144 は、容量性の不要モ−ドを阻止
するためのスリットである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】図１０及び図１１に示
した従来の帯域通過ろ波器は、固体誘電体101 ないし10
5 が各独立に形成され、固体誘電体101 ないし105 、共
振素子131 ないし135 及びシ−ルドケ−ス（図示してい
ない）によって形成される複数個のλg ／４誘電体同軸
共振器を縱続的に結合させるための容量素子を必要とす
るため部品数が多く、段間結合用の容量素子を取付ける
ための空間を要するため、全体が大型となる等の欠点を
有する。図１２及び図１３に示した従来の帯域通過ろ波
器においては、共通の誘電体ブロック12を製作するため
の金型が、共振素子131 ないし135 を設けるための貫通
孔に対応する丸棒状の突起と、容量性の不要モ−ドを阻
止するためのスリット141 ないし144 に対応する突起を
設ける必要があるため、全体の形状が複雑となり、金型
の製作が比較的困難なばかりでなく、スリット141 ない
し144 に対応する突起が細長く突出する割りに薄いた
め、型抜きの際等に折れ易く、したがって、量産に不適
で、コスト高となる等の欠点がある。
した従来の帯域通過ろ波器は、固体誘電体101 ないし10
5 が各独立に形成され、固体誘電体101 ないし105 、共
振素子131 ないし135 及びシ−ルドケ−ス（図示してい
ない）によって形成される複数個のλg ／４誘電体同軸
共振器を縱続的に結合させるための容量素子を必要とす
るため部品数が多く、段間結合用の容量素子を取付ける
ための空間を要するため、全体が大型となる等の欠点を
有する。図１２及び図１３に示した従来の帯域通過ろ波
器においては、共通の誘電体ブロック12を製作するため
の金型が、共振素子131 ないし135 を設けるための貫通
孔に対応する丸棒状の突起と、容量性の不要モ−ドを阻
止するためのスリット141 ないし144 に対応する突起を
設ける必要があるため、全体の形状が複雑となり、金型
の製作が比較的困難なばかりでなく、スリット141 ない
し144 に対応する突起が細長く突出する割りに薄いた
め、型抜きの際等に折れ易く、したがって、量産に不適
で、コスト高となる等の欠点がある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は、シ−ルドケ−
スに内装される共通の誘電体ブロックの長手方向に適宜
間隔を隔てて設けた共振素子と、共振素子の開放端側に
おける共通の誘電体ブロックの表面を除く全表面に付着
させた金属薄層と、共振素子の開放端側における誘電体
ブロックの表面のうち、隣り合う共振素子の間の表面を
横断して設けた接地導体とを備えたコムライン型帯域通
過ろ波器を実現することによって従来の欠点を除こうと
するものである。
スに内装される共通の誘電体ブロックの長手方向に適宜
間隔を隔てて設けた共振素子と、共振素子の開放端側に
おける共通の誘電体ブロックの表面を除く全表面に付着
させた金属薄層と、共振素子の開放端側における誘電体
ブロックの表面のうち、隣り合う共振素子の間の表面を
横断して設けた接地導体とを備えたコムライン型帯域通
過ろ波器を実現することによって従来の欠点を除こうと
するものである。
【０００５】
【作用】初段の共振素子に共振電流が流れると、初段の
共振素子と金属薄層の間に TEMモ−ド波が発生し、その
磁界成分が、初段の共振素子と次段の共振素子の間にお
ける金属薄層によって形成されると共に、共通の誘電体
ブロックの横幅によって遮断波長の定まるカットオフ導
波管部を励振し（初段の共振素子がプロ−ブ、即ち、ア
ンテナとなって励振が行われる）、結果的に H11モ−ド
波となって次段の共振素子を励振する。そして、この時
に発生する容量性の不要モ−ドは、共振素子の開放端側
における共通の誘電体ブロックの表面のうち、隣り合う
共振素子の間の表面を横断して設けた接地導体を介して
地気に吸収阻止される。以下、同様にして信号の伝送が
行われる。
共振素子と金属薄層の間に TEMモ−ド波が発生し、その
磁界成分が、初段の共振素子と次段の共振素子の間にお
ける金属薄層によって形成されると共に、共通の誘電体
ブロックの横幅によって遮断波長の定まるカットオフ導
波管部を励振し（初段の共振素子がプロ−ブ、即ち、ア
ンテナとなって励振が行われる）、結果的に H11モ−ド
波となって次段の共振素子を励振する。そして、この時
に発生する容量性の不要モ−ドは、共振素子の開放端側
における共通の誘電体ブロックの表面のうち、隣り合う
共振素子の間の表面を横断して設けた接地導体を介して
地気に吸収阻止される。以下、同様にして信号の伝送が
行われる。
【０００６】
【実施例】図１は、本発明の一実施例の要部を示す断面
図で、図１（ａ）は、図１（ｂ）のＢ−Ｂ断面図、図１
（ｂ）は、図１（ａ）のＡ−Ａ断面図で、１はシ−ルド
ケ−ス、２は共通の誘電体ブロック、31ないし33は貫通
孔、41ないし43は共振素子で、貫通孔31ないし33の各内
周面に付着させた銀又は銅等の金属薄層より成る。共振
素子を貫通孔31ないし33の各内周面に金属薄層を付着さ
せて形成する代りに、貫通孔31ないし33内にそれぞれ棒
状導体を嵌入して形成してもよい。５は共通の誘電体ブ
ロック２の両側壁面、両端壁面及び下壁面に付着させた
銀又は銅等の金属薄層で、上壁面には金属薄層を付着さ
せることなく、共通の誘電体ブロック２の地肌を直接露
出させてある。したがって、共振素子41ないし43の各上
端側が開放端となり、各下端側が短絡端となる。612 及
び623 は本発明の要旨である不要モ−ドの阻止用接地導
体で、共通の誘電体ブロック２の上壁面、即ち、共振素
子41ないし43の各開放端側の壁面のうち、共振素子41と
42との間及び共振素子42と43との間の壁面の一部に、こ
の壁面を横断するように金属薄層を付着させるか、金属
板を取付け、金属薄層又は金属板の両端又は一端を共通
の誘電体ブロック２の側壁面に付着させた金属薄層５と
電気的に接続して形成してある。尚、図１には、入出力
端子、入出力結合素子及び共振周波数の微調整素子等を
図示するのを省いてあるが、これらは従来公知の適宜の
端子及び素子を従来と同様に設けること勿論である。
図で、図１（ａ）は、図１（ｂ）のＢ−Ｂ断面図、図１
（ｂ）は、図１（ａ）のＡ−Ａ断面図で、１はシ−ルド
ケ−ス、２は共通の誘電体ブロック、31ないし33は貫通
孔、41ないし43は共振素子で、貫通孔31ないし33の各内
周面に付着させた銀又は銅等の金属薄層より成る。共振
素子を貫通孔31ないし33の各内周面に金属薄層を付着さ
せて形成する代りに、貫通孔31ないし33内にそれぞれ棒
状導体を嵌入して形成してもよい。５は共通の誘電体ブ
ロック２の両側壁面、両端壁面及び下壁面に付着させた
銀又は銅等の金属薄層で、上壁面には金属薄層を付着さ
せることなく、共通の誘電体ブロック２の地肌を直接露
出させてある。したがって、共振素子41ないし43の各上
端側が開放端となり、各下端側が短絡端となる。612 及
び623 は本発明の要旨である不要モ−ドの阻止用接地導
体で、共通の誘電体ブロック２の上壁面、即ち、共振素
子41ないし43の各開放端側の壁面のうち、共振素子41と
42との間及び共振素子42と43との間の壁面の一部に、こ
の壁面を横断するように金属薄層を付着させるか、金属
板を取付け、金属薄層又は金属板の両端又は一端を共通
の誘電体ブロック２の側壁面に付着させた金属薄層５と
電気的に接続して形成してある。尚、図１には、入出力
端子、入出力結合素子及び共振周波数の微調整素子等を
図示するのを省いてあるが、これらは従来公知の適宜の
端子及び素子を従来と同様に設けること勿論である。
【０００７】上記のように構成した本発明帯域通過ろ波
器においては、初段共振素子41に共振電流が流れると、
共振素子41と金属薄層５の間に TEMモ−ド波が発生し、
その磁界成分が、共振素子41と42の間における金属薄層
５によって形成されると共に、金属薄層５のうち、共通
の誘電体ブロック２の両側壁に付着させた金属薄層部分
の対向間隔、即ち、共通の誘電体ブロック２の横幅Ｗに
よって遮断波長λC の定まるカットオフ導波管部を励振
し（共振素子41がプロ−ブ、即ち、アンテナとなって励
振が行われる）、結果的に H11モ−ド波となって次段の
共振素子42を励振する。そして、この時に発生する容量
性の不要モ−ドは、共通の誘電体ブロック２の上壁面に
設けた接地導体612 を介して地気に吸収阻止される。以
下、同様にして信号の伝送が行われる。
器においては、初段共振素子41に共振電流が流れると、
共振素子41と金属薄層５の間に TEMモ−ド波が発生し、
その磁界成分が、共振素子41と42の間における金属薄層
５によって形成されると共に、金属薄層５のうち、共通
の誘電体ブロック２の両側壁に付着させた金属薄層部分
の対向間隔、即ち、共通の誘電体ブロック２の横幅Ｗに
よって遮断波長λC の定まるカットオフ導波管部を励振
し（共振素子41がプロ−ブ、即ち、アンテナとなって励
振が行われる）、結果的に H11モ−ド波となって次段の
共振素子42を励振する。そして、この時に発生する容量
性の不要モ−ドは、共通の誘電体ブロック２の上壁面に
設けた接地導体612 を介して地気に吸収阻止される。以
下、同様にして信号の伝送が行われる。
【０００８】図２は、本発明の他の実施例の要部を示す
断面図で、図２（ａ）は、図２（ｂ）のＢ−Ｂ断面図、
図２（ｂ）は、図２（ａ）のＡ−Ａ断面図で、本実施例
においては、共通の誘電体ブロック２の上壁面、即ち、
共振素子41ないし43の開放端側の壁面のうち、共振素子
41と42との間の壁面及び共振素子42と43との間の壁面を
横断するように比較的浅い溝を穿ち、この溝の内表面に
金属薄層を付着させるか、溝内に金属板を嵌入し、金属
薄層又は金属板の両端又は一端を共通の誘電体ブロック
２の側壁面に付着させた金属薄層に電気的に接続して、
容量性の不要モ−ドの阻止用接地導体712 及び723 を形
成してある。図２における他の符号及び構成は、図１と
同様である。本実施例においても、信号の伝送に際して
発生する容量性の不要モ−ドは、接地導体712 及び723
を介して地気に吸収阻止される。
断面図で、図２（ａ）は、図２（ｂ）のＢ−Ｂ断面図、
図２（ｂ）は、図２（ａ）のＡ−Ａ断面図で、本実施例
においては、共通の誘電体ブロック２の上壁面、即ち、
共振素子41ないし43の開放端側の壁面のうち、共振素子
41と42との間の壁面及び共振素子42と43との間の壁面を
横断するように比較的浅い溝を穿ち、この溝の内表面に
金属薄層を付着させるか、溝内に金属板を嵌入し、金属
薄層又は金属板の両端又は一端を共通の誘電体ブロック
２の側壁面に付着させた金属薄層に電気的に接続して、
容量性の不要モ−ドの阻止用接地導体712 及び723 を形
成してある。図２における他の符号及び構成は、図１と
同様である。本実施例においても、信号の伝送に際して
発生する容量性の不要モ−ドは、接地導体712 及び723
を介して地気に吸収阻止される。
【０００９】図３もまた本発明の他の実施例の要部を示
す断面図で、図３（ａ）は、図３（ｂ）のＢ−Ｂ断面
図、図３（ｂ）は、図３（ａ）のＡ−Ａ断面図で、本実
施例においては、共通の誘電体ブロック２の両側壁面、
両端壁面及び下壁面に金属薄層５を付着させると共に、
上壁面にも金属薄層８を付着させ、貫通孔31ないし33の
各上端部の周りに座ぐり穴91ないし93を設け、座ぐり穴
91ないし93の各内周面には金属薄層を付着させることな
く、共通の誘電体ブロック２の地肌を露出させた状態に
保ってある。したがって、貫通孔31ないし33の各内周面
に付着させた金属薄層（又は貫通孔31ないし33内に嵌入
した棒状導体）より成る共振素子41ないし43の各上端部
と共通の誘電体ブロック２の上壁面に付着させた金属薄
層８との間は電気的に遮断され、共振素子41ないし43の
各上端部が開放端となり、共通の誘電体ブロック２の上
壁面に付着させた金属薄層８のうち、座ぐり穴91と92と
の間の部分及び座ぐり穴92と93との間の部分の金属薄層
は、図１に示した接地導体612 及び623 又は図２に示し
た接地導体712 及び723 と同様の接地導体となるから前
記各実施例と同様、容量性の不要モ−ドが阻止されるこ
ととなる。
す断面図で、図３（ａ）は、図３（ｂ）のＢ−Ｂ断面
図、図３（ｂ）は、図３（ａ）のＡ−Ａ断面図で、本実
施例においては、共通の誘電体ブロック２の両側壁面、
両端壁面及び下壁面に金属薄層５を付着させると共に、
上壁面にも金属薄層８を付着させ、貫通孔31ないし33の
各上端部の周りに座ぐり穴91ないし93を設け、座ぐり穴
91ないし93の各内周面には金属薄層を付着させることな
く、共通の誘電体ブロック２の地肌を露出させた状態に
保ってある。したがって、貫通孔31ないし33の各内周面
に付着させた金属薄層（又は貫通孔31ないし33内に嵌入
した棒状導体）より成る共振素子41ないし43の各上端部
と共通の誘電体ブロック２の上壁面に付着させた金属薄
層８との間は電気的に遮断され、共振素子41ないし43の
各上端部が開放端となり、共通の誘電体ブロック２の上
壁面に付着させた金属薄層８のうち、座ぐり穴91と92と
の間の部分及び座ぐり穴92と93との間の部分の金属薄層
は、図１に示した接地導体612 及び623 又は図２に示し
た接地導体712 及び723 と同様の接地導体となるから前
記各実施例と同様、容量性の不要モ−ドが阻止されるこ
ととなる。
【００１０】以上、何れの実施例においても、帯域通過
ろ波器の次数が３の場合を例示したが、次数を適宜増減
して本発明を実施することができる。又、何れの実施例
においても、共振素子41と42との間及び共振素子42と43
との間における金属薄層５によって形成されると共に、
共通の誘電体ブロック２の横幅Ｗによって遮断波長λC
の定まるカットオフ導波管部における H11モ−ド波の遮
断波長λC は、（１）式で求められる。
ろ波器の次数が３の場合を例示したが、次数を適宜増減
して本発明を実施することができる。又、何れの実施例
においても、共振素子41と42との間及び共振素子42と43
との間における金属薄層５によって形成されると共に、
共通の誘電体ブロック２の横幅Ｗによって遮断波長λC
の定まるカットオフ導波管部における H11モ−ド波の遮
断波長λC は、（１）式で求められる。
【数１】 又、共振素子間のリアクタンス損失Lcは、（２）式で求
められる。
められる。
【数２】 但し、上記各式において、 εs ：共通の誘電体ブロック２の比誘電率 λ：伝送信号の自由空間波長 Cd：隣接対向する共振素子の中心間隔 共振素子間を伝送する信号のリアクタンス損失Lcから共
振素子間の磁界結合係数M1.2、M2.3、・・・・・・M
(n-1).n（まとめてＭで表わす）を求めることができる
が、磁界の強さは共振電流の大きさに比例するので、各
共振素子間のリアクタンス損失Lcと磁界結合係数Ｍの間
には、次式の関係が成立する。
振素子間の磁界結合係数M1.2、M2.3、・・・・・・M
(n-1).n（まとめてＭで表わす）を求めることができる
が、磁界の強さは共振電流の大きさに比例するので、各
共振素子間のリアクタンス損失Lcと磁界結合係数Ｍの間
には、次式の関係が成立する。
【数３】 共通の誘電体ブロック２の横幅Ｗ、共振素子相互の中心
間隔Cd、共振素子の直径ｄ、共通の誘電体ブロック２の
比誘電率εs 及び伝送信号の波長λを与えると、（２）
式ないし（４）式から磁界結合係数Ｍを求めることがで
き、磁界結合係数Ｍを与えると、（２）式ないし（４）
式から共振素子相互の中心間隔Cdを求めることができ
る。
間隔Cd、共振素子の直径ｄ、共通の誘電体ブロック２の
比誘電率εs 及び伝送信号の波長λを与えると、（２）
式ないし（４）式から磁界結合係数Ｍを求めることがで
き、磁界結合係数Ｍを与えると、（２）式ないし（４）
式から共振素子相互の中心間隔Cdを求めることができ
る。
【００１１】次に、本発明帯域通過ろ波器の設計手法
も、基準化低域通過ろ波器の幾何係数を求め、これを基
にして帯域通過ろ波器の回路定数を定めて所要の伝送特
性を得る従来の分布定数型帯域通過ろ波器の設計手法と
同様であるが、以下、図４に等価回路図を、図５［横軸
は伝送周波数ｆと遮断周波数fCとの比f/fC、縦軸は減衰
量ATT(dB) 、Lar は通過帯域内における許容リップル］
に伝送特性の曲線図を示すようなチェビシェフ型基準化
低域通過ろ波器の幾何係数を基にして、通過域がチェビ
シェフ特性で、減衰域がワグナ特性を呈する帯域通過ろ
波器を得る場合につき説明する。帯域通過ろ波器の設計
上許容される通過帯域内における電圧定在波比（VSWR）
をＳとすると、通過帯域内における許容リップルLar
は、次式で表される。
も、基準化低域通過ろ波器の幾何係数を求め、これを基
にして帯域通過ろ波器の回路定数を定めて所要の伝送特
性を得る従来の分布定数型帯域通過ろ波器の設計手法と
同様であるが、以下、図４に等価回路図を、図５［横軸
は伝送周波数ｆと遮断周波数fCとの比f/fC、縦軸は減衰
量ATT(dB) 、Lar は通過帯域内における許容リップル］
に伝送特性の曲線図を示すようなチェビシェフ型基準化
低域通過ろ波器の幾何係数を基にして、通過域がチェビ
シェフ特性で、減衰域がワグナ特性を呈する帯域通過ろ
波器を得る場合につき説明する。帯域通過ろ波器の設計
上許容される通過帯域内における電圧定在波比（VSWR）
をＳとすると、通過帯域内における許容リップルLar
は、次式で表される。
【数４】 上式からLar を求めると共に、回路次数ｎを定め、
（６）式から幾何係数g1を求め、（７）式から幾何係数
g2ないしgnを求める。
（６）式から幾何係数g1を求め、（７）式から幾何係数
g2ないしgnを求める。
【数５】 上式において、
【数６】 （ｋ＝１、２、・・・ｎ） 回路次数ｎが奇数の場合、 gn+1＝１ ｎが偶数の場合には、
【数７】 である。
【００１２】帯域通過ろ波器における段間の磁界結合係
数M1.2、M2.3、・・・・・・M(n-1).nをまとめてMk.(k+1)で表
わし、各幾何係数をまとめてgkで表わすと、帯域通過ろ
波器を構成する共振器の特性インピ−ダンス ZOCは、共
振素子の各中心間隔に無関係で、共通の誘電体ブロック
２の横幅Ｗ及び共振素子の直径ｄで定まるからMk.(k+ 1)
は、
数M1.2、M2.3、・・・・・・M(n-1).nをまとめてMk.(k+1)で表
わし、各幾何係数をまとめてgkで表わすと、帯域通過ろ
波器を構成する共振器の特性インピ−ダンス ZOCは、共
振素子の各中心間隔に無関係で、共通の誘電体ブロック
２の横幅Ｗ及び共振素子の直径ｄで定まるからMk.(k+ 1)
は、
【数８】 （ｋ＝１、２、・・・・ｎ）で表わされる。但し、 Bwr ：許容リップルLar を与える通過帯域幅 fO：帯域通過ろ波器の中心周波数 共振素子41及び42間のリアクタンス損失をLc1.2 、共振
素子42及び43間のリアクタンス損失をLc2,3 、・・・・・・、
共振素子4n-1及び4n間のリアクタンス損失をLc(n-1).n
とし、これをまとめてLck.(k+1) と表わすと共に、共振
素子41と42の中心間隔をCd1.2 、共振素子42と43の中心
間隔をCd2.3 、・・・・・・、共振素子4n-1と4nの中心間隔を
Cd(n-1).n とし、これをまとめてCdk.(k+1) と表わす
と、（２）式から、
素子42及び43間のリアクタンス損失をLc2,3 、・・・・・・、
共振素子4n-1及び4n間のリアクタンス損失をLc(n-1).n
とし、これをまとめてLck.(k+1) と表わすと共に、共振
素子41と42の中心間隔をCd1.2 、共振素子42と43の中心
間隔をCd2.3 、・・・・・・、共振素子4n-1と4nの中心間隔を
Cd(n-1).n とし、これをまとめてCdk.(k+1) と表わす
と、（２）式から、
【数９】 但し、 ｋ＝１、２、・・・・・・ｎ
【数１０】 λ＝300/f(GHz)＝300000/f(MHz) ・・・・（15） 又、（３）式、（４）式及び（５）式から、次式が得ら
れる。
れる。
【数１１】 （16）式のBwr 及びfOに所要値を代入すると共に、
（６）式及び（７）式から求めた幾何係数g1ないしgnの
各値を（16）式に代入して各段間のリアクタンス損失Lc
k.(k+1) を求め、このLck.(k+1) の値を（13）式に代入
すると共に、共振素子の直径ｄ、共通の誘電体ブロック
２の横幅（共振器の幅）Ｗ、比誘電率εs 、遮断波長λ
C 及び伝送信号の波長の各設定値を（13）式に代入して
各隣接共振素子毎の中心間隔Cdk.(k+1) を求め、共振素
子41ないし4nの実際の各中心間隔を（13）式から得られ
たCdk.(k+1) に一致させることにより、本発明帯域通過
ろ波器の伝送特性を前記の伝送特性とすることができ
る。他の伝送特性を得る場合にも同様の手法によって目
的を達することができる。
（６）式及び（７）式から求めた幾何係数g1ないしgnの
各値を（16）式に代入して各段間のリアクタンス損失Lc
k.(k+1) を求め、このLck.(k+1) の値を（13）式に代入
すると共に、共振素子の直径ｄ、共通の誘電体ブロック
２の横幅（共振器の幅）Ｗ、比誘電率εs 、遮断波長λ
C 及び伝送信号の波長の各設定値を（13）式に代入して
各隣接共振素子毎の中心間隔Cdk.(k+1) を求め、共振素
子41ないし4nの実際の各中心間隔を（13）式から得られ
たCdk.(k+1) に一致させることにより、本発明帯域通過
ろ波器の伝送特性を前記の伝送特性とすることができ
る。他の伝送特性を得る場合にも同様の手法によって目
的を達することができる。
【００１３】通過帯域をチェビシェフ特性、減衰域をワ
グナ特性に形成した場合の本発明帯域通過ろ波器の伝送
特性は、次式で表わされる。
グナ特性に形成した場合の本発明帯域通過ろ波器の伝送
特性は、次式で表わされる。
【数１２】 上式において、 ATT ：減衰量（dB） Ｔn(x)はチェビシェフの多項式で、ｘ＜１の場合、 Ｔn(x)＝cos(n cos-1x) ・・・・（19） ｘ＞１の場合、 Ｔn(x)＝cosh(n cosh-1x) ・・・・（20）
【数１３】
【００１４】図６は、図１に示した本発明帯域通過ろ波
器の次数を２に選んだ場合における伝送特性の一例を示
す曲線図で、横軸は伝送周波数(MHz) 、縦軸は減衰量(d
B)、通過域の中心周波数303MHzである。図７は、図２に
示した本発明帯域通過ろ波器の伝送特性の一例を示す曲
線図で、横軸及び縦軸は図６と同様で、通過域の中心周
波数は125.8MHzである。図８は、図２に示した本発明帯
域通過ろ波器の次数を２に選んだ場合における伝送特性
の一例を示す曲線図で、横軸及び縦軸は図６と同様で、
通過域の中心周波数は303MHzである。図９は、図１に示
した本発明帯域通過ろ波器における接地導体612 及び6
23 を除いた場合の伝送特性を示す曲線図で、横軸、縦
軸及び通過域の中心周波数は、図６と同様である。各曲
線図から明らかなように、接地導体612 及び623 を設け
ていない場合には、図９に示すように、段間結合時に生
ずる容量性の不要モ−ドのために、伝送特性が中心周波
数に対して非対称となるが、接地導体を設けて容量性の
不要モ−ドを阻止するように構成した本発明帯域通過ろ
波器においては、伝送特性が中心周波数に対して対称的
である。
器の次数を２に選んだ場合における伝送特性の一例を示
す曲線図で、横軸は伝送周波数(MHz) 、縦軸は減衰量(d
B)、通過域の中心周波数303MHzである。図７は、図２に
示した本発明帯域通過ろ波器の伝送特性の一例を示す曲
線図で、横軸及び縦軸は図６と同様で、通過域の中心周
波数は125.8MHzである。図８は、図２に示した本発明帯
域通過ろ波器の次数を２に選んだ場合における伝送特性
の一例を示す曲線図で、横軸及び縦軸は図６と同様で、
通過域の中心周波数は303MHzである。図９は、図１に示
した本発明帯域通過ろ波器における接地導体612 及び6
23 を除いた場合の伝送特性を示す曲線図で、横軸、縦
軸及び通過域の中心周波数は、図６と同様である。各曲
線図から明らかなように、接地導体612 及び623 を設け
ていない場合には、図９に示すように、段間結合時に生
ずる容量性の不要モ−ドのために、伝送特性が中心周波
数に対して非対称となるが、接地導体を設けて容量性の
不要モ−ドを阻止するように構成した本発明帯域通過ろ
波器においては、伝送特性が中心周波数に対して対称的
である。
【００１５】
【発明の効果】本発明帯域通過ろ波器は、図１０及び図
１１に示した従来の帯域通過ろ波器に較べて部品数が少
なく、全体を小型に形成することができ、又、図１２及
び図１３に示した従来の帯域通過ろ波器における共通の
誘電体ブロックを製作するための金型に較べて、本発明
帯域通過ろ波器における共通の誘電体ブロックを製作す
るための金型は形状が簡潔であるから、金型自身の製作
が容易で、型抜きに際して金型を損傷するおそれもな
い。図２に示した実施例のように、共通の誘電体ブロッ
クの上壁面に溝を設ける場合には、金型の形状が多少複
雑となるが、溝に対応する突起の高さが極めて低いた
め、型抜きに際して損傷するおそれはない。共通の誘電
体ブロックの上壁面に設ける溝を金型によって形成する
代りに、図１における共通の誘電体ブロックの成型用の
金型を用い、型抜き後に溝を設けるようにしてもよく、
金型による成型後、溝を設けるために行う切削加工は比
較的容易であるから、コストを高めるおそれはほとんど
ない。図３に示した実施例における共通の誘電体ブロッ
クの成型用の金型も、図１における共通の誘電体ブロッ
クの成型用の金型に較べれば形状が多少複雑となるが、
貫通孔と座ぐり穴が連続一体であるから、型抜きに際し
て金型を損傷するおそれは全くない。この場合にも、図
１における共通の誘電体ブロックの成型用の金型を用
い、型抜き後に座ぐり穴を設けるようにしてもよく、金
型による成型後、座ぐり穴を設けるために行う座ぐり加
工は比較的容易であるから、コストを高めるおそれはほ
とんどない。即ち、本発明は、電気的特性の良好な帯域
通過ろ波器の量産を可能にすると共に、コストを低く抑
えることを可能にするものである。
１１に示した従来の帯域通過ろ波器に較べて部品数が少
なく、全体を小型に形成することができ、又、図１２及
び図１３に示した従来の帯域通過ろ波器における共通の
誘電体ブロックを製作するための金型に較べて、本発明
帯域通過ろ波器における共通の誘電体ブロックを製作す
るための金型は形状が簡潔であるから、金型自身の製作
が容易で、型抜きに際して金型を損傷するおそれもな
い。図２に示した実施例のように、共通の誘電体ブロッ
クの上壁面に溝を設ける場合には、金型の形状が多少複
雑となるが、溝に対応する突起の高さが極めて低いた
め、型抜きに際して損傷するおそれはない。共通の誘電
体ブロックの上壁面に設ける溝を金型によって形成する
代りに、図１における共通の誘電体ブロックの成型用の
金型を用い、型抜き後に溝を設けるようにしてもよく、
金型による成型後、溝を設けるために行う切削加工は比
較的容易であるから、コストを高めるおそれはほとんど
ない。図３に示した実施例における共通の誘電体ブロッ
クの成型用の金型も、図１における共通の誘電体ブロッ
クの成型用の金型に較べれば形状が多少複雑となるが、
貫通孔と座ぐり穴が連続一体であるから、型抜きに際し
て金型を損傷するおそれは全くない。この場合にも、図
１における共通の誘電体ブロックの成型用の金型を用
い、型抜き後に座ぐり穴を設けるようにしてもよく、金
型による成型後、座ぐり穴を設けるために行う座ぐり加
工は比較的容易であるから、コストを高めるおそれはほ
とんどない。即ち、本発明は、電気的特性の良好な帯域
通過ろ波器の量産を可能にすると共に、コストを低く抑
えることを可能にするものである。
【図１】本発明の一実施例を示す断面図である。
【図２】本発明の他の実施例を示す断面図である。
【図３】本発明の他の実施例を示す断面図である。
【図４】本発明帯域通過ろ波器の設計手法を説明するた
めの図である。
めの図である。
【図５】本発明帯域通過ろ波器の設計手法を説明するた
めの図である。
めの図である。
【図６】本発明帯域通過ろ波器の伝送特性の一例を示す
曲線図である。
曲線図である。
【図７】本発明帯域通過ろ波器の伝送特性の一例を示す
曲線図である。
曲線図である。
【図８】本発明帯域通過ろ波器の伝送特性の一例を示す
曲線図である。
曲線図である。
【図９】本発明の伝送特性に及ぼす効果を説明するため
の曲線図である。
の曲線図である。
【図１０】従来の帯域通過ろ波器を示す断面図である。
【図１１】従来の帯域通過ろ波器を示す断面図である。
【図１２】従来の帯域通過ろ波器を示す断面図である。
【図１３】従来の帯域通過ろ波器を示す断面図である。
１ シ−ルドケ−ス ２ 共通の誘電体ブロック 31 貫通孔 32 貫通孔 33 貫通孔 41 共振素子 42 共振素子 43 共振素子 ５ 金属薄層 612 接地導体 623 接地導体 712 接地導体 723 接地導体 ８ 金属薄層 91 座ぐり穴 92 座ぐり穴 93 座ぐり穴 101 固体誘電体 102 固体誘電体 103 固体誘電体 104 固体誘電体 105 固体誘電体 111 共振素子 112 共振素子 113 共振素子 114 共振素子 115 共振素子 12 共通の誘電体ブロック 131 共振素子 132 共振素子 133 共振素子 134 共振素子 135 共振素子 141 スリット 142 スリット 143 スリット 144 スリット
Claims (3)
- 【請求項１】シ−ルドケ−スに内装された共通の誘電体
ブロックを備えるコムライン型帯域通過ろ波器におい
て、 前記共通の誘電体ブロックの長手方向に適宜間隔を隔て
て設けた共振素子と、 前記共振素子の開放端側における前記共通の誘電体ブロ
ックの表面を除く全表面に付着させた金属薄層と、 前記共振素子の開放端側における前記誘電体ブロックの
表面のうち、隣り合う前記共振素子の間の表面を横断し
て設けた接地導体とを備えたことを特徴とするコムライ
ン型帯域通過ろ波器。 - 【請求項２】シ−ルドケ−スに内装された共通の誘電体
ブロックを備えるコムライン型帯域通過ろ波器におい
て、 前記共通の誘電体ブロックの長手方向に適宜間隔を隔て
て設けた共振素子と、 前記共振素子の開放端側における前記共通の誘電体ブロ
ックの表面を除く全表面に付着させた金属薄層と、 前記共振素子の開放端側における前記誘電体ブロックの
表面のうち、隣り合う前記共振素子の間の表面を横断し
て穿った溝内に設けた接地導体とを備えたことを特徴と
するコムライン型帯域通過ろ波器。 - 【請求項３】シ−ルドケ−スに内装された共通の誘電体
ブロックを備えるコムライン型帯域通過ろ波器におい
て、 前記共通の誘電体ブロックの長手方向に適宜間隔を隔て
て穿った貫通孔と、 前記貫通孔の各上端部に設けた座ぐり穴と、 前記貫通孔内に設けた共振素子と、 前記座ぐり穴の各内周面を除く前記共通の誘電体ブロッ
クの全表面に付着させた金属薄層とを備えたことを特徴
とするコムライン型帯域通過ろ波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32472792A JPH06152203A (ja) | 1992-11-10 | 1992-11-10 | コムライン型帯域通過ろ波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32472792A JPH06152203A (ja) | 1992-11-10 | 1992-11-10 | コムライン型帯域通過ろ波器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06152203A true JPH06152203A (ja) | 1994-05-31 |
Family
ID=18169032
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32472792A Pending JPH06152203A (ja) | 1992-11-10 | 1992-11-10 | コムライン型帯域通過ろ波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06152203A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020031955A (ko) * | 2000-10-25 | 2002-05-03 | 이창화 | 유전체필터 |
| KR100328243B1 (ko) * | 1997-12-03 | 2002-06-20 | 이형도 | 유전체 공진기필터 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61161806A (ja) * | 1985-01-11 | 1986-07-22 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波ろ波器 |
| JPS62183603A (ja) * | 1986-02-07 | 1987-08-12 | Murata Mfg Co Ltd | 誘電体フイルタ |
| JPS63312701A (ja) * | 1987-06-15 | 1988-12-21 | Murata Mfg Co Ltd | 誘電体フィルタ |
-
1992
- 1992-11-10 JP JP32472792A patent/JPH06152203A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61161806A (ja) * | 1985-01-11 | 1986-07-22 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波ろ波器 |
| JPS62183603A (ja) * | 1986-02-07 | 1987-08-12 | Murata Mfg Co Ltd | 誘電体フイルタ |
| JPS63312701A (ja) * | 1987-06-15 | 1988-12-21 | Murata Mfg Co Ltd | 誘電体フィルタ |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100328243B1 (ko) * | 1997-12-03 | 2002-06-20 | 이형도 | 유전체 공진기필터 |
| KR20020031955A (ko) * | 2000-10-25 | 2002-05-03 | 이창화 | 유전체필터 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19950411 |