JPS6057752A - 変復調器のスタ−ト方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、変復調器のスタート方式に関し、詳しくは音
声電話回線を介してデータ伝送、あるいはファクシミリ
伝送を行うための変復調器の初期動作を確立するスター
ト方式に関するものである。

従来技術 従来、変復調器を動作させる場合、検波信号から判定さ
れた変調ベクトルを用いて最適化を行うこと、つまり判
定依存の最適化を行うことによって高速化を図っている
。この方法では、判定が誤まっている動作初期では、最
適化が不可能となる。

ただ、従来方式では、識別レベル数が少なかったため、
上記の判定誤りによる支障はそれほど大きいものでなか
った。

８レベル−ＡＭ−ＶＳＢ方式で行われた実験例では、識
別レベル数が多く、上記の点が相当大きな問題となった
が、動作初期において２レベル伝送を行う初期動作確立
期間を設定し、８レベル伝送を可能としている。しかし
、この実験例で用いている変復調方式では、ｖＳＢ方式
でパイロット・チャネルを必要とし、パイロット・チャ
ネルが係わっている機能の動作確立の必要もあって、融
通性ある初期動作確立手順を用いることができず、また
、パイロット・チャネルを電話回線の利用者の立場で用
いることは望ましくないとされている。

なお、本発明者は、先に専用回路を用いて線形処理をオ
ーバーラツプさせ、並列処理する変復調方式を提案した
（特願昭５６−１４７１８８号明細書参照）。しかし、
スタート方式については、上記間頌点の解決方法を述べ
ていない。

目　的 本発明の目的は、上記のような問題を解決し、８レベル
以上に相当する識別状）層数を持つＶＳＢ方式の変復調
方式により、動作初期における識別レベル数を少なくす
る過程乞経て動作確立を容・易軒することができる変復
調器のスタート方式を提供することにある。

構成 以下、本発明の構成を、原理説明と実施例により説明す
る。

原理説明と実施例は、次の順序で述べられている。ＣＬ
）変調機能のサンプル値動作式、（２）検波のサンプル
値動作式、（Ｓ）同期制御のサンプル値動作式、（４）
動作確立機能およびディジタル処理周辺回路、（ハ）デ
ィジタル信号処理回路、（６）微細加工による構造Ｏ 本発明においては、上記性）の動作確立機能で述べられ
ているように、受信波の切断により周波数分割て作られ
たバンクワード・チャネルを通して送信側に信号を送り
、送受信同時に開始されるスタート動作において、スタ
ート動作時間を複数の期間に分割し、初期期間に２相ま
たは４相の位相変調方式で伝送を行い、後期に多状態変
調を行うものである。

１変調機能のサンプル値動作式 変復製機能を構成するために、変復調動作式をサンプル
値処理ユニツＦによってリアルタイムに処理する。変調
側においては、周波数＠域が音声帯域に制限され、周波
数変動のある回線を伝送できるような変調波形を作るた
めの動作式を作る。

変調波形は次式で表わされる（前記出願明細書参照）。

ｊ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ａｏｓａ＋。’　ｔ−１％ｔ）ｓｉ
ｎａ＋。’　ｔ　・・・（１，ｏ）となる。ここでω。

′は搬送周波数で伝送帯域幅の裸に中心に当り、Ａ　（
ｔ）　ｅ　Ｂ　（ｔ）は包絡線波形である。

；−ｈ　ｔｔ　？　ンプル値ＩＥｉ理ユニットによって
作る場合においては、サンプリング間隔を機能ごとに適
正に配分する必要がある。先づ、上記動作式のキャリア
部分とボー信号部分のサンプリング間隔を同じにするこ
とは明らかに不合理である。これらに対尤でそれぞれＴ
、およびＴ、なるサンプリング間隔を配分することとす
る。さらに、これら部分の境界をどこにするかを考える
には、両部会の中間にサンプリング間隔Ｔ８　なるベー
スバンド部を設定して考えるのが妥当である。

ここで、ポー信号、ベースバンド信号、および“キャリ
ア信号のサンプリングにおけるサンプリング番号をそれ
ぞれｉ、ｍ、ｎとすると、 であるとする。ここで、〔Ｘ〕なる記号はＸの値を越え
ない最大の整数であることを意味する０ベースバンドか
ら見た伝送特性によってキャリア部分の伝送特性の評価
ができるようにするには、変調搬送波は余弦項振幅を実
数部、正弦項振幅を虚数部とする複素数として扱うべき
である。これをＦ　（ｔ）と表わす。サンプリング間隔
の異なる部分の接続によって伝送特性の変形があり、こ
れを明らかにするために ｔ七ｍＴｌ とおきＦ（ｎＴ工）の２変換を考える。即ち、Ｚ　（Ｆ
　（ｍ　Ｔｚ　）　）　＝Ｆ　（ｏ）＋　Ｆσｚ）　’
　ｚ−”　＋　Ｆ　（２Ｔｌ　）　ｚ−”　＋＝　Ｆ　
（ｚ）　・・・（１，２） とする。キャリア信号のサンプリングを行う場合におい
ては、ベースバンドサンプリング間陥Ｔ工の間にＦ　（
ｍＴ□）なる値が保持されてＦ’　（ｎＴ）が得られる
ものとすると、 Ｚ（Ｆ’　（ｎＴ）　）−Ｆ（ｏ）ＨＣｐ）＋　Ｆ　（
ＴＩ）　Ｈ（ｐ）　Ｐ−’＋Ｆ　（２Ｔ、）　Ｈω）ｐ
−２ｋ＋・・・・・−Ｆ　（ｐ−ｋ）　Ｈω）−Ｆ′ω
）・・・（１，３）ここで ”　−ｚ　ｔ　ｋ−Ｔｌ　／　Ｔ のように表わされる。ｕ　（ｔ）は変調搬送波のスペク
トルを角周波数範囲 Ｗげ（ｗ　＜　ｖ、” に限定するための関数であり、ｄ□は次のような複素数
である。

ｄ１冨”１＋ｊ　ｂｌ ａ□、ｂ□は変調ニレメン）１に含まれるデータビット
の論理値組合せのそれぞれに対応して定められるもので
ある。（１，Ｓ）式の２変換を行うことによって、 これを（１，３）式に代入すると、 ｐ’ｃｚ１／／ｋ）　、、、、Σ’　ｄｔｚ−”！”ｌ
　ｕ（ｚ）Ｈ（ｚ””）１富に−Ｍ ・・・（１，７） Ｈは明らかにＦ　（ｍＴ□）を０次ホールドすることに
よってＦ’（ｎＴ）を作る場合における特性の変形を表
わしている。これを補償すると云う考え方から、 なる関数を考え、 Ｐ　（ｍ　Ｔｗ）　＝　Σ　σ（ｍＴ、−ｔＴ、）ａ□
　、、、（１，９）１冨に一翼 を定義する。そして、Ｆ　（ｍＴ、）を０次ホールドす
る代りにＦ　（ｍ　Ｔ、）を０次ホールドすると変形Ｈ
ω）を補償した元の伝送特性が得られる。即ち、Ｕ’（
ｚ）Ｈ（ｚ””）−Ｆ’（ｄ　山（Ｌ　１０）となるこ
とが（１，６）〜（１，ａ）式を用いることによって導
かれる。（１，１０）式の２変換の逆をとることを考え
ると、 Ｆ　’　（ｎＴ）　−Ｈ（ｎＴ）　Ｏ’？’　（ｍＴ　
ｈ　）　・・・（１，１１）のように表わされる。ここ
で０は両辺のコンボリューションを表わす。これは単に
？’　（ｍＴ　１　）の値をレジスタに保持しておくこ
とを意味している。

キャリア信号のサンプリング間隔はＴである。

Ｔは角周波数がω。′である搬送波の一周期より小さく
なければ変調された搬送波を表現することができない。

このことを正確に表わすとサンプリング周波数のまわり
に分布するキャリア信号によってできた側帯波がキャリ
ア信号の帯域に混入してくることである。これはサンプ
リング周波数を大きくすることによってさけられるが、
これとは別にベースバンド信号をサンプリングすること
によって生ずる高次周波による成分が搬送波周波数のま
わりに分布し、これがベースバンド領域番ご混入してく
る。これはベースバンド信号をキャリア信号の処理部で
０次ホールドして作ったｖ′０η　（よるものであって
、この混入をさけるためにＦｏ（ｎＴ）　＝Ｇ　（ｎＴ
）　０　？　（ｙｈＴ）　−・−（１，１２）なるフィ
ルタリングを行う必要がある。Ｇ　（ｎＴ）の遮断周波
数はω。′によって定められるが、通常、１８００Ｈ，
程度となろう。第１Ａ図は出力端りに変調搬送波ｆ　（
ｎＴ）を出力する演算回路である。

ｆ　（ｎＴ）は第１Ａ図の右側の部分に示されるように
、 ｆ　（！ＬＴ）　＝Ａ０（ｎＴ）　ｃｏｓ　ａ＋ｏ’　
ｎＴ−Ｂｏ（ｎＴ）　ｓｉｎ　ω。’　ｎＴ・・・（１
，１３） なる形をなすものである。ここで、 Ｆｏ　（ｎＴ）　−Ａｏ　（ｎＴ）　＋　ｊ　Ｂｏ　（
ｎＴ）なる信号を作るには（１，１２）式の処理を行う
。この処理は第１Ａ図においてＧ、　、　Ｇ、によって
示されるーもので Ｇ　（ｎ　Ｔ　）　−Ｇｘ　（ｎＴ）　＋　ｊ　Ｇ　ｓ
　（ｎ　Ｔ）である。ただ、この形は一般形であって実
際的にはＧ＊　（ｎ　Ｔ　）　−〇とおくのが便利であ
る。第１Ａ図のＨなるプルツクは（１，１０式で示され
る保持作用を示す。このプルツクの入力信号は（１，１
１）式右辺第２項である。Ｈまでの処理ステップを説明
するために（１，ａ）式のσを υ’　（ｍＴ、）＝Ｐ’　（ｍＴ、）　＋ｊＱ　（ｍＴ
、）　・−（１，１４）のように表わし、更に、 Ｆ　（ｍＴ、）＝Ａ（ｍＴ、）　十ｊＢ（ｍＴｌ）とす
ると、 Ａ　（ｍＴｔ）−Σ　（Ｐ’（ｍＴ□−ｔＴ、）　ａ、
−Ｑ’（ｍＴ□−ｉＴ、）　ｂ□）ｉ茸に−Ｍ ヒ、即ち、上式ではＰ′、Ｑ′は（１，Ｓ）式からめら
れるものでＵを変形したものである。Ｕは両側帯波伝送
では虚数部をもつ必要はない。しかし、ボールド処理に
よる特性の変形を修正するには（１・１５）式に示すよ
うに実数部のみならず虚数部も必要になることがわかる
。

第１Ａ図のＲＯＭは余弦と正弦関数値を記録した読取専
用メモリである。第１Ａ図のＡ□、Ａ、。

β□　およびＢ、はそれぞれ（１，１ｓ）酸第１式の第
１゜第２、および第２式の第１．第２項の演算を行うも
゛のでこの項の関数の変数は λ（ｍｔ　１）　＝ｍＴ　１−１Ｔ　＊　・・・（１−
１６）であって、これを引数とする表によってこの関数
をめる。この表の内容はＵの所要スペクトルとその補正
式である（１．　ａ）式によってあらかじめ読取専用メ
モリなどに計算結果を記録することによって用意される
。そして、その表を引く引数は第１Ａ図のλなるブロッ
クとその周辺記号によって表わされる処理によってめら
れる。この処理は（１，１６）式を差分形に直した λ　（”＋　’）−λ　（ｍ−１，ｉ）　＋ＴＰ　λ　
（ｍｔ　ｉ＞−λ　（％１−１）−Ｔｌ・・・（１，１
７） によってめられる。（１，１５）式のＰＬ１＋　’ｂ１
は第１Ａ図の表Ｃによってめられる。この表Ｃは変調エ
レメントに入る送信データビットの系列から作られる数
を引数として索引される。ベクトルｄ１−ａ＋ｉｂよの
取り得る離散値の個数をＮとすると送信データビット系
列はｔｏｇ　ｓ　Ｎ個のビットごとに区切られ、一つの
区切の中に入った各ビットの論理値の組合せで作られる
数に□の差分を第１Ａ図のＲ１なるメモリによってとり
、それを引数としてＣの索表が行われる。この衰の内容
は復調器における上記ｄ１の離散値の誤賦別がより少く
なるように設定される。

第１Ｂ図は第１Ａ図のＢ、、Ａ、の部分の詳細図で一’
ｋ　ｔ　’に−１１””は表Ｃの出力を記憶するシフト
レジスタである。また、Ｐ′、Ｑ′なるブロックはその
入力値によってＰ’　（ｍＴｘ）　ｔ　Ｑ／　（ｍＴｘ
）なる関数表を素層する操作を行うことを表わす。

ボー信号、ベースバンド信号、およびキャリア信号への
サンプリンブレ仁トの配分はそれぞれ１／Ｔ、　、ｌ／
Ｔ□およびｌ／Ｔ　となるが、ボー信号は変調速度から
定まる２、４ＫＨ，によって処理されることとなるから
、その他のサンプリングレイトは２．４　Ｋ　Ｈｚの整
数倍になる。搬送周波数のまわリニベースバンドサンプ
リングによって生ずる側帯波がベースバンド帯に入るの
を防止するには、上述のようにＧ（ｎＴ）によって行う
。従って、問題はキャリア信号サンプリング周波数、お
よびベースバンド信号サンプリング周波数のまわりに分
布する側帯波がさけられる条件を探せばよい◎実現上妥
当と考えられるサンプリングレイトの配分はボー信号、
ベースバンド信号、およびキャリア信号に対し、それぞ
れ、 （１）２．４ＫＨ２，２，４ＫＨ，、および９．６ＫＨ
ｚ（２）２．４　ＫＨ、、４，８ＫＨｚ、および９．６
ＫＨ。

０２つが考えられる。α）の条件では（１，１５）式に
おいてｍｗｋとなって Ｖ　（ｋＴ、）　−Ｕ’　（ｋＴ、）　Ｏａｏｔ）なる
コンボリューションによって表わされることとなり、Ｕ
’（ｋＴ、）はディジタルフィルタとして実現できる。

しかし、ベースバンド信号サンプリング周波数のまわり
に分布する側帯波をベースバンド信号から分離するには
上記のディジタルフィルタは理想濾波器に近いものとな
る。そして、ベースバンド信号に接近して上記側帯波が
あり、α）の条件では実現を不可能にする要因である。

Ｃ）の場合は上記側帯波とベースバンド信号の所要帯域
の間にあそびの領域をとることができる０後述のように
１００　ｔ−ｉ、程度の帯域のバックワードチャネルの
設定する余裕を作ることができる。

なお、第１Ａ図において、（ａ）　、　（１，）　、お
よび（０）はそれぞれサンプリング間隔がＴ、Ｔ、およ
びＴ。

であるサンプル値処理部であることを示す。また、Ｔ、
なる処理部からＴｏ　なる処理部のλなるブロックへの
入力を示しであるが、これはλの内容をＴ、ごとにクリ
アすることを意味している。２については（１，１７）
式の計算のためのものであることを述べたが°、実際に
（１，１５）式などを演算する場合においては現時点を
に−０として計算することになる。これに合わせるには
Ｔ、ごとにスをＯとすればよい。第１Ｂ図において％　
＆ｚ　ｔ　＆に−４ｒ　・・・・・・、ａｋ−ウによっ
て構成されるシフトレジスタはＴ、なる間隔で更新され
るもので第１Ｂ図の他の部分と黒なる間隔になる。第１
Ｂ図に示す回路を全部同じクロックで処理できるように
するには、第１Ｂ図は第１ｃ図のようにシフトレジスタ
の各段にダミーを入れる必要がある。但し、これはＣ）
のサンプリングレイト配分の場合である。第１Ｃ図で（
６）の部分は２−４　ＫＨｚ　、伽）の部分は４．５Ｋ
Ｈ２５で、それぞれサンプリングする。

２検波のサンプル値動作式 変調器から出された変調搬送波は回線を通して復調器に
受信される。復調器入力の受信波は、もし、回線に周波
数、および位相変動がなければＲ’　（１，）−ｒＸ（
ｔ）ａｏｓ←。’　ｔ）　−ｒ、（ｔ）　ｓｉｎ←ｏ′
ｔ）のような形になる。しかし、一般に変動があるから
このような形にはならない。検波のサンプル値動作式を
めるには受信側の基準によって受信波を定義する必要が
ある。従って、受信波は１’Ｋｔ）＝　χ・□（ｂ）ｃ
ｏｔ　（＊。ｔ＋ｍ、（ｔ））　−ｒ、（ｔ）ｓｉｎ　
（（υｏｔ＋”６（１）・・・（２，０ となる。これはω。を中心としてその近にうに分布する
スペクトルでこれをベースバンドに近い信号として取扱
うために、先づ、 ｌｏ（ｔ）−＊）。ｊ＠。ｔ＋ｑｔ））　−、（Ｈ）ｅ
ｊ＊）　−−−（２，２）を作る。ここで 伜°・（ｔ）＋　ｊ　ｅ、（’　）−（２，５）＊、（
ｔ）＝ｏｏｓω。ｔ　Ｒ（ｔ）、・、（ｔ）ｘｓｉｎω
。ｔ　Ｒ（ｔ）である。（２，２）の操作を行う場合に
おいては高調波が発生する。これをさく除して一２πＷ
〜２ＫＷにスペクトルを限定する必要がある。このため
に次のようにξ（１）なる単位応答をもつフィルタリン
グを行う。

−（ｔ）−ｅＵ　＊ξ（１） ここで ｚ　（ｔ）＝　ｘ（ｔ）十ｉ　ｙ　（ｔ）ｅ　ξ（１）
−ダ（ｔ）＋Ｊζ（１）であるとすると、 Ｉ（ｔ）−々（ｔ）　Ｏ＠。（１）十ζ（ｔ）　０　・
、（ｔ））　・・・（２，４） ｙ（ｔ）＝　？（ｔ）　Ｏｅｓ（ｔ）　−η（ｔ）　Ｏ
ｓ、（ｔ）となる。検波の目的はｒｘ（→＃ｒ、（ｔ）
をめることにあるが、このためには（２，２）式のθ（
１）をα。（七）に近づける必要がある。このためには
制御が必要でこれについては後述する。

受信波を検波する動作式をめるには（２，０式における
α。（１）　は測定不可能な量とし、Ｒ（ｔ）が測定さ
れＱＯＩＩω、ｔ、ｓｉｎω。ｔが復調器で作られるも
のであると考える。これをサンプル値処理回路で発生さ
せたときのサンプル値によって００．・８を表わすと、 のようになる。復調側においても送信側と同じ°ように
キャリア信号部分とボー信号部分があって全部同じサン
プリング間隔で処理するのは不合理であり、やはり、サ
ンプリングレイトの適正配分を考える必要がある。しか
し、復調側でマルチレイト系とする場合にはスキップサ
ンプリングを行うこととなってスキップによる不要波が
発生する。

この影響がさけられる条件を満足する配分法かあるかど
うかが問題である。このため（２，４）において、先づ
、ηなどをη。とηに分割し、η。には１／Ｔ、η′に
は１／Ｔ１を配分する場合の可能性ある条件を探してみ
る。先づ、例として（２，４）式右辺第１項を Ｘ’（ｔ）−η。（ｔ）　Ｏｅ、（ｔ）＋η’（ｔ）　
Ｏｅｏ（ｔ）　・・・（２，６）のように分割し、右辺
第１項においてｔｍｎＴとし Ｘｒ　（ｎＴ）＝＋７゜（ｎＴ）　Ｏｅ、　（ｎＴ）　
・−・（２，７）とおいて ！１−Ｋｉ　（Ｋ、ｉは整数） とおき、Ｕ　（ｎＴ）をｕｎｉｔ　５ｔｏｐ関数とし、
ｘ□（ｉＴ□）ミＵ（ｎＴ：ｎ−Ｋｉ）　ｘｌ（ｎＴ）
　・−（２，８）なるスキップ信号ｘ　＊　（ｉ　Ｔ工
）を考える。ここで、（ｎＴ：ｎ＝Ｋｔ）なる表示法は
ｎをＫで割った値のうち整数となるような土をとること
を意味している。このＸ□（１Ｔ□）にスキラスサンプ
リング定理を適用するとＸＩ　（１Ｔ□）の２変換は１
　λ＝に−１ ｘｌ（ｐ）”−ｇ　、Ｘ。　’）ｏ　（ｐ、ｊ２にλ、
Ａ＝＞　、、。（ｐｅ　Ｊ　２πλ／ｋ・・・（２，９
） となる。ここで、ｚ−ｐ　である。一方、（２゜７）式
の２変換をとれば ”１（１））−η。ｉ）　・ｅａ（ｐ）　・−（２，１
ｏ）となるが、これに対して（２，９）式右辺の各項に
おいてｐの代りに ア、ｊ２π２ｈ とおいた項が現われることになる。これらの式において
ｐ−θｊ０Ｔ　とおくことによってスキップ信号による
スペクトル分布がまる。これらのスペクトル分布におい
てλ−〇の成分は所要波であって、このほかλＮＯなる
不要波がサンプリング周波数の１／にの間隔で発生ずる
。従って、ボー信号のサンプリング周波数のまわりの不
要波とボー信号所要帯域を区別できるためにはボー信号
の“所要帯域が遮断周波数がボーレイトの半分の理想濾
波器によるもの、即ち、ナイキスト帯域に等しくなって
いなければならない。この条件を送信側で満足させるに
はサンプリングレイトの配分法が２、４．４．８．９．
６ＫＨ，の場合にベースバンドでナイキスト帯域伝送に
近づける必要がある。しかし、復調側においてサンプリ
ングレイトを配分する場合においては、変調器の配分と
同じにしても意味がないことがスキップサンプリング定
理から云えるから、２．４　、２．４　、９．６ＫＨ□
とする必要がある。この場合、変調側のベースバンドに
相当する部分、即ち、（２，６）式のη′のサンプリン
グはボー信号のサンプリングと同じになるからη′の処
理は次の段に接続される自動等什器のトランスバーサル
フィルタで行われることとなる。この場合、トランスパ
ーサルフィルタの入力信号は（２，４）　式をサンプル
値で表わした次のような式になる。

Ｌ−Ｔ、／Ｔとルて、 ｘ　（ｋＴ　＊　）　！Ｕ　（ｎ　Ｔ　；　ｎ−Ｌ　ｋ
）　（（’）（１（”　Ｔ）　Ｏｅｃ　（””）　）＋
（ζｏ　（ｎＴ）　Ｏｅ　ｓ　（”）　）　）ｙ　（ｈ
Ｔ、）−Ｕ　（ｎＴ；ｎ−Ｌｋ）（（’７０　（ｎＴ）
Ｏｓ８（”））−（ζ。（ｎＴ）　Ｏｅ、　（ｎＴ））
）・・・（２，ｓｓ） 勿論、この信号にはボー信号の所要帯域に不要波が密接
して分布する。しかし、次に接続される自　。

動等什器においてこの不要波をさく除できる。

即ち、後述のように自動等化処理におけるトランスパー
サルフィルタがナイキスト帯域伝送となるように行われ
る。これは帯域外の信号があるかぎり検波信号の３ラー
ｉ　ｘ　（ｋＴ　ｚ　）　、ａ　ｘ　（”Ｔｚ　）が発
生し、Ｍ　（ｋＴ、）　＝＝−２（ｋＴ、）　＋ｇ、”
　（ｈＴ、）が小さくなる方向にタップ系数の自＃調整
が行われることによるものである。

第２Ａ図は、（２，１１）式を処理する場合の処理回路
であり、次の段の自動等化処理の入力となる信号”　（
ｋＴｇ）　＋　７　ＱｃＴ、）は第２Ａ図の９，１０な
るレジスタの出力を間隔Ｔ、ごとに参照することによっ
て得られる。第２Ａ図の（ｏ）なる区間はサンプリング
間隔Ｔ、のサンプル値処理回路である。（＆）なる区間
はサンプリング間隔Ｔのサンプル値処理回路で８なる部
分は（２，１１）式の＊で示されるコンボリューション
とそれに関連する表示の処理を行う。

７は受信側の復調回路入力端子で６によって７のアナ田
グ信号がディジタルに変換される。ＩＩ２゜３．４．５
で示される回路は（２，ｓ）式を処理するもので４には
ｅ。（ｎＴ）を、６にはｅｓ（ｎＴ）を出力する。以上
は変復調側のサンプリングレイトの配分をそれぞれ２．
４．４．８．９．６ＫＨ２、および２．４．２．４．９
．６ＫＨ２とし、ナイキスト帯域の伝送を行って全てデ
ィジタルなサンプル値処理を行う場合であるが、必ずし
もナイキスト帯域の伝送でなくても適用できる回路は第
２Ｂ図に示す。

第２Ｂ図においては６が受信側の復調回路入力端子で１
．２．３．４．５で示される回路は（２，５）式を処理
する。しかし、第２Ｂ図（ｂ）なる部分は線形なアナロ
グ処理回路でη、ζなどは（２，４）式のそれを示す。

一方、（ａ）なる区間キャリア信号のサンプル値処理回
路でディジタルな処理回路である。

そして、４．５はアナログ・パイ・ディジタル掛算器で
その入出力はアナログ信号である。第２Ｂ図（Ｃ）は、
サンプリング間隔Ｔ、のディジタルなサンプル値処理回
路で（→のアナｐグ区間の部分は、８．９によって示さ
れるアナログ・ディジタル変換器によってディジタル値
に変換されて（Ｑ）なる自動等化処理に入力される。

自動等化の動作式は、前述の出願明細書に述べる式にお
いてｔ　−ｋＴ、とおくことによってめることができる
。ただ、これを処理回路によって計算する場合はに−Ｑ
とした式を計算することになる。先づ、伝送路に対して
直列に入るトランスバーサルフィルタの場合にはＸ　Ｑ
ｃＴ、）、　Ｙ　（ｈＴ、）をトランスバーサルフィル
タの出方信号の腋とすると、 Ｘ　ＯｃＴ、）−、ｘ。（ｃ　ｏｓ１９　ＱｃＴｓ）　
（１ｉｘ　（Ｑｃ　ｉ）　Ｔｓ）−δ□Ｆ（＜ｘ−４１
＞　Ｔ、）　＞ （（ｋ−１）　Ｔ、） ＋　ａ　１ｎ＃　ＱｃＴｉ）　（７ｉｘ（Ｏｃ−’）　
Ｔａ）−６□３’　（０ｃ−ｉ）　Ｔ、）））・・・（
２，ｒ２） この式における”ｅ７は（２，４）、または（２，Ｈ）
である。従って、自動等化処理回路は第２ｃ図のように
なるが、この回路の入力は第２Ａ図、または第２Ｂ図の
出方になる。第２ｃ図の処理回路には、などを入力する
必要がある。この変敗は（２，１２）式にも示されてい
る。これらについては次の項において述べる。第２ｃ図
において、Ｔ、　なるブロックはトランスバーサルフィ
ルタのタップの信号レジスタでｒ。、δ。、ｒ工、Ｊ□
、・・・・ｒＭ−□、δ。−０はタップ係数である。タ
ップ係数をめる式は検波信号の信号エラーからめられる
。この場合、検波信号は（２，１，４）式でめられる値
を、さらに後述のような並列自動等什器の補正を受けた
Ｘ’、Ｙ’である。

によってめることができる。即ち、 ｒｌ（ｈ＋υ〜１　、ｋ）−ａ　ａ　１　伽Ｔ、）　ｘ
　（０ｃｘ）　Ｔ　ｓ）　＋　ａ　ａ　ｓ　（ｋＴ、）
ｙ　（（ｋ−１）　Ｔｌ） ％　（ｋ＋Ｑ−δ１峠ａｘｌ　ＯｃＴ、）ｙ　（０ｃ−
１）　Ｔ、）　＋ａｔ、　（ｋＴ、）ｘ　（０ｃ−１）
　Ｔ、） ・・・（２，１４） なる差分動作式である。ここで ・・・（２，１５） である。ε工と１Ｙは信号エラー（ｚ、ｔ３）式の予測
値である。（２，１３）〜（２，１６）からなる式はト
ランスバーサルフィルタの調整式でその処理回路を第２
Ｄ図に示す。第２Ｄ図において端子ｒ０δ。、γ□δ、
。

・・・、γＭ−□δ、−０に接続されているＴ２　なる
レジスタと＋なる加算回路は（２，１４）式の差分動作
式の処理を示すものである。また、第２Ｄ図におけるｘ
　（ＦｃＴ、）　ａ　ｙ　（ｋＴ、）　なる端子から接
続されているレジスタＴ、からなるシフトレジスタは第
２Ｃ図のものを再提したものである。第２Ｄ図のしなる
プルツクで示される部分において、３，４．５′。

６はその入力端子”（（２，１５）式の右辺の各項が入
力される。これらの端子からのびる垂直線と水平線の光
点に示されるＸ印は（２，１５）式右辺の掛算を行うも
ので一つの水平線上の２つのＸ印に入力される垂直線の
信号が掛算されて、その水平線上に結果がでてくること
を表わす。また、Ｌブロックの１．２なる出力端子から
下っている２つの垂線は（２，１５）式の左辺を表わし
、それぞれの線上にある＋印に入力される水平線上の信
号を加算する。加算入力に−を付けたものは、す１算を
行うことを表わす。第２Ｃ図のＭなるプルツクにおいて
も以上のＬプルツクについての処理方法と類似の方法を
用いるもので、（２，１２）式右辺の大きな項の演算を
行うものである。

なお、以上のようなサンプル値動作式を記述する場合、
サンプリング時ｊｌｊｌｌｔ−ｈＴ、などを連続な式の
変数に代入した形にしているが、サンプヮンダクロック
には位相ずれがあってｔ　−ｋＴ、＋Δ。

およびｔ−ｎＴ＋△／Ｌ　（Ｌ−Ｔ、／　Ｔ　）　とす
るのが正しい。しかし、処理回路を作る上では、Δは影
響しないので省いて書くことにする。ただ、ボー信号の
サンプリングクルツクの位相は正確に制御する必要があ
るので、この制御機能をとり上げる項こおいて省略した
変数を復活することとする。

１ニツト化の都合でキャリア信号のサンプリングケ四ツ
クの位相も上記の制御にともなって変化することになる
が、これは特性に影響しない。

変調器においては送信データビットが一定数まとまるご
とに変調信号（Ｌｋを作る。ｄｋは複素数であって与え
られた有限個の離散値をもつこれら離散値は複素平面上
に点在する。復調器における検波信号はｔ　−ｋＴ、に
おけるサンプリング値が変調信号の復元値でこの値から
ｄｋを判定する。

検波信号のｔ　＝　ｋＴ、におけるサンプリング値をＸ
’　（ｋＴ、）　Ｙ’（ｋＴりとし、これらをそれぞれ
実数部、虚数部とする複素数を考える。即ち、Ｚ’（ｋ
Ｔ、）　＝　ｘ’（ｋＴ、）　＋ｊＹ’（ｋＴ、）であ
るとする。Ｚ’（ｋＴお）はｄｋの各離散値のまわりに
位置するが、歪のためにｄｋの離散値には一致しない。

しかし、籠の各離散値に対応する°点の近くに位置する
Ｚ’（ｋＴ、）が得られた場合は、そｆ）　Ｚ’（ｋＴ
、）　ｔｔ　送ツタ変調信％　ハＺ’（ｋＴ、）　ニ近
イｄｋの離散値であると判定する。従って、Ｚ’（ｋＴ
、）の複素平面上にはｄｋの各離散値を中心とする判定
領域があり、Ｚ’（ｈＴ、）が入った判定領域の中心の
離散値を判定した変調信号として出方する。

変復調ユニットでは、この判定領域を表として回路化し
ておき、この表の入力にＺ’　（ｋＴ、）　、即ち、ｘ
’、ｙ’を入力することによって上記の離散値が出力さ
れるようにする。（２，１３）式のａｋ、ｂｋはこの表
の出力として得られるものである。Ｘ’（ｋＴ、）。

Ｙ’　（ｋＴ、）なる検波信号は（２，１２）式を処理
して得られるＸ　（ｋＴ、）　、　Ｙ　（ｋＴ、）をさ
らに補正して得られるものである。（２，１２）式は伝
送路に直列に入るトランスバーサルフィルタであり、そ
の出力の補正は、伝送路には並列に入るトランスバーサ
ルフィルタによって行われる。これら２種類の自動等化
に対して適正な機能配分を行うものである。即ち、とし
、その右辺第２項は で表わされ、これを処理するシグナルフルーグラフは第
２Ｅ図に示すようにトランスバーサルフィルタには判定
された変調符号が入力される。この判定帰還用のトラン
スバーサルフィルタの糸数は、〜 ｇｌＱｃ＋１）−ｇ７Ｂ（ｋ）＋Ｚ　（ａｘ（ｋＴ、）
ＩＩＬＩ−７−γｘ　（ｋＴｓ）　％−７）・・・（２
，１９） によってめられる。ａｘ、ｇ、は（２，１６）式によっ
て与えられるものである。（２，１８）　、　（２，１
９）の処理を行うシグナルフローダラフを第２Ｆ図に示
す。

第２Ｅ図において、Ｔ、なるブロックはサンプリング間
隔Ｔ、ごとに更新されるレジスタで、これらによって作
られるシフトレジスタは、（２−１ｅ）式右辺各項のａ
、およびｂを記録している。これはトランスバーサルフ
ィルタを形成し、そのタップ係数ｇ。ｈｏ、ｇｌｈ工、
・・・ｇＭ−１ＥＭ−８を得る′回路が第２Ｆ図である
。第２Ｅ図のＴＡなるブｐツクハ検波ｍ％Ｘ’　（ｋＴ
、）、Ｙ’　（ｈＴ、）ヲ入カドＬ、変調信号＆□、ｂ
ｋを復元する判定領域を記録した表である。Ｘ’　（ｋ
Ｔ、）、Ｙ’　（ｋＴ、）は第２Ｅ図の下に示されるＸ
　Ｑｃ’ｒ、）　＊　Ｙ　（ｋ’ｒ、）が上記のトラン
スバーサルフィルタの出力によって補正されて、カ（ｋ
Ｔ、）ｌ　Ｙ’　（ｋＴ、）が得られる。

第２Ｆ図は、第２Ｅ図の入力となるｇ。ｈ（１＋ｇ工ｈ
０．・・・ｇＭ−１ＥＭ−１をこれら記号で表わされる
端子に出力し、直列自動等化器の出力信号の信号エラー
の予測値をめるものである。第２Ｆ図の下の部分は前者
を行い、上の部分は後者を行うものである。前者におい
て、Ｔ、なるブロックはサンプリングごとに更新される
レジスタで、これによって構成されるシフトレジスタは
ｉ２Ｅ図のものを再提したものである。また、シフトレ
ジスタの各段に使用されるＮなるブロックは、１００図
に示すもので、このブロックの出力錫子に接続されるＴ
、なるレジスタによる積分回路を除けば第２Ｄ図のＬな
る部分と同じ記号法が用いられている。次に、後者は（
２，１６）式を処理するものである。以上の回路がこの
ような形になったことの根拠については前述の先願明細
書で説明しである。

なお、直列自動等化器と並列自動等化器とへの機能配分
を行う場合において、並列自動等化器は判定結果への依
存度が大きいので、主として直列自動等什器に依存し、
並列形については伝送特性の周波数分布のように伝送帯
域の両端部分における大きい遅延を受けた歪成分を補正
する役割を持たせるなどの方法があり得る。この場合は
第２Ｆ図における判定結果である＆□、ｂｋを帰還する
トランスパーサルフィルタの係数を作る回路において、
遅延の少ないタップの係数は用いないようにする。

３同期制御のサンプル値動作式 変８！詞の総合的な動作を完成するには、同期制御を定
義しなければならない。復調側では検波信号Ｘ’　（ｋ
Ｔ、）　、　Ｙ’　（ｋＴ、）をめ、これを符号判定表
である第２Ｅ図のＴＡに入力してａｋ　ｔ　ｂｋｔ−得
る。

これらの相界を行うためには第２Ｄ図、第２Ｃ図に示す
ようにθ（ｋＴ、）が定まっていなけれとならないが、
これはまた未定である。また、前項で述べたように復調
側の動作式をサンプル値形にする場合にサンプリング時
刻ｔ−ｋＴ、などを連続な式の変数に代入したのである
が、このサンプリング時刻は変復調ユニットのクロック
系から得られるもので ｔ−に″に、＋Δ の形になり、Δは同期ずれのために変化するものである
。復調側では△を自動制御によって変調エレメントの適
正な位置にもってくる必要がある。

先づ、θ（ｋ−）の制御は（２，１）式のα。（１）に
近づければよいのであるが、ｇｏ（ｔ）は測定不可能な
量であって、別な手段を用いる。これについては、先願
明細書に示すように、検波信号を最適な状態で検波でき
る状態からのずれは、 に比何する。この式は、判定結果−２ｂｋを利用して計
算できる。ｘ０’　Ｑｃ’ｒ、）　−００状態がＩ　（
ｋｒ、）−ａ、Ｏｃｔ、）であるとは必ずしも云えない
。（３，０式かられかるように、両方の検波信号が略し
くなるところで、工。（ｋＴ、）がＯになる。従って、
Ｘ。

（ｈ’ｒりがＯになるような制御を行えによい。先づこ
の信号は ｘ（ｋ’Ｌ’ｌ）ｍＪ　０１Ｐｘ６’（ｋ−／’）Ｔｓ
）３”　０２ｙＦ−０＆ｌワ０ ｘＣｋ−ν）Ｔ２）・・・（５，２） なるフィルタ処理に入力し、Ｉ、（ｈｒｌ）に含まれる
高周波成分を除き制御の安定化をはかる。このフィルタ
処理については５０Ｈ２以下の変動を通すようにパラメ
ータを選択する必要がある。しかし、この処理によって
＃　（ｋＴ、）の制御ループに遅延が入ることになる。

この遅延を補償しなければ、制御は正常に行われない。

このため、ｘ　（ｋ”ｇ）の予測として ｘ、　（ｋＴ、）　ｗ２（２Ｘ　ｏｃＴ、）　−ｘ（ｈ
−ｔ）　Ｔ、　）−（２ｘｔ（ｋ−ｔ）　７ｍ）　−ｘ
　ｉ（＊−ｚｌ）　ｘ、　）　−（ｓ、　ｓ）を考える
。ここで１は予測量のスキップ数であり、１エレメント
先の予測値であることを示す。このような予測がきく範
囲は、（３，２）式のフィルタリングの動作時定数が変
調エレメント長Ｔ、の１０数倍以下であろうと考えられ
る。このような条件において、適正な予測が可能である
ように、果なるスキップ数の予測量の線形結合を考え、
これを１　（ｋＴ、）とおいて結合係数を最適化する。

θ（ｋＴ　ｓ）　−、ｘ、　ｌＬｌ　！ｉ（ｈ　′１′
１）　・・φθ、４）ａｉＱｃ＋１）−、ａｌＱｃ）−
ｏｌｘｌ（ｋ’ｌ”、）変調ベクトルａｋの離散値の数
を多くとる必要がなければ、低域濾波器が必要でない場
合もあり得る。この場合は、制御ループの高周波成分は
多重ラグフィルタによって除去するものである。この場
合、制御信号をフィードバックするためにサンプリング
処理によって１変調エレメント分の制御遅延があり、こ
れは １　（ｋｒ、）−２（２ｘ（ｋｒ、）−ｚ（ｋ−１）Ｔ
。

−（２θ（ｋ−ｇ　Ｔ、）−θ（ｋ−２）Ｔ、）・・・
（５，５）なる予測処理によって補償する。この入力！
　（ｋＴ、）は　ｘ　（ｋＴＪ　＃＝０２　ｘ　、（ｉ
　Ｔ　ｓ）　＋ｃ　＊　ｐ　ｘ　（ｋ−１）　Ｔ　Ｉ）
Ｘ　１　（ｋＴｓ）　−０ｓ　ＸｓαＴ、）　＋　ｏ、
７９ｘ、（ｋ−１）’ｒ、）”ｚ　ｏｃＴ＠）　謬６ｚ
Ｘ６’ＣｋＴｓ）＋　Ｏｓβ！、（ｋ−１）　Ｔ、）・
・・（５，４） なる多重ラグフィルタの処理によって得られるものであ
る。Ｃ５，４）　９　（５，５）式によってめられるθ
（ｈｘ、）はあらかじめ用意された三角関数表に入力す
ることによってｏｏａ　ＩＩ　（ｋＴ、）　、　ｓｉｎ
θ（ｋＴｓ）を得、これを第２Ｃ図、第２Ｄ図に示す回
路に入力する。

第３Ａ図は、低域濾波器を用いる場合の全体的シックと
その出力回路は、（５，４）式の第１．第２式を計算す
ることであり、その入力であるｘ’（ｋＴＪは、（３，
１）式と（３，２）式を処理することによってめられる
。第３Ａ図のＬＰなるブロック、およびＴＢなるブロッ
クとその周辺回路により計算されるものである。第３Ａ
図の回路の入力であるｘ’　（ｋｒ、）　、　ｙ’　（
ｋＴ、）　、　＆に、　ｂｋなどは第２Ｅ図の回路から
得られる。第３Ａ図の回路の出力は、θ（ｋＴ、）を図
のＴＣなるブロックで示される三角関数表に入力するこ
とによって得られる。ＴＢ、・ＴＣなる表は、あらかじ
めその内容を計算しておけばよい。第３Ａ図のＬＰなる
ブロックは、（Ｌ２）式のディジタルフィルタの処理を
示すもので、その内部回路は第３Ｂ図（１））に示す。

また、第３Ａ図のＸｘ　ｒ　・・・ｘｌなるブロックは
、（５，３）式において１に数値を与えた場合の処理を
行うブロックでその内部構成は第３Ｂ図（ａ）に示す。

なお、第３Ｂ図（ｂ）の低域濾波器は一般形で表わした
ものであり、最適化を行うことによってもっと経済的な
ディジタルフィルタにすることができる。自動位相制御
ループに低域濾波器を用いる必要がなく多重ラグ・フィ
ルタを用いる場合の処理回路は第３ｃ図のようになる。

第３Ｃ図において（ａ）は多重ラグ・フィルタ回路であ
り、その出力は（ｂ）なる１ステップ予測回路で処理お
くれを補正することによってＴＣなる三角関数表に入力
し、その出方にＱＯ８θ（ｋＴｌ）ｅｓｉｎθ（ｋＴ、
）なる信号を作る。また、制御ループの低域濾波器の遅
延を補償する場合、（３，１式の予測式において右辺の
帰還項を用いるのは（３，０弐のようなアダプティブな
調整を行わない場合に用いるものであると考えることが
でき、アダプティブな調整を行う場合においては上記の
帰還項をなくし、 ”１ＱｃＴｓ）　””　２Ｋ　（ｋＴｓ）　−ｘ（ｋ−
ｉ）　Ｔｓ）　・・・（Ｌ　７）とおいて（５，４）式
を用いるのが適当と考えられる〇この場合、第３Ａ図の
Ｎなる部分の代りに第３Ｄ図を用い、第３Ｃ図の処理よ
りも簡単にすることができる。第３Ｄ図におい、て、１
，２．　・・・Ｌなる番号をつけたＴ、なるブ誼ツクは
サンプリング間［Ｔ、で更新されるレジスタで、これら
はシフトレジスタを構成している。シフトレジスタの各
段からぢ１かねた垂直線と、Ｘ□、Ｘ８．・・・Ｉ　Ｘ
Ｌなる水平線との交点の十印は、それに接続される垂直
新からの入力と同じ水平線上の他の十印の垂直線との入
力との和をとることによってその水平線上に出力するこ
とを意味する。

１〜３項までの記述において変調エレメントごとのサン
プリング時刻をｔ−に−とおいたのであるが、クロック
のタイミングずれがある場合にはｔ−ｋＴ、＋△とおく
必要がある。自動位相制御においては、検波搬送波ω。

ｎＴの位相ずれθ（ｋＴ、）を検波信号からめた（３．
１）式によって制御できることを述べた。従って、Δ＝
０でない場合の検波搬送波ω。（ｎＴ＋△／Ｌ）の補正
も同じ動作式で可能である。これと似た方法によってタ
イミングずれΔの調整も可能である。このためには検波
信号をもとにしたタイミング処理回路のほかに、マスタ
クロック発振回路を第３Ｅ図のような形にする必要があ
る。第３Ｅ図においてＤＥＭは、第２Ａ図〜第２Ｆ図、
第３Ａ図〜第３Ｃ図および上記タイミング処理回路など
を処理する復調回路であって、第３Ｅ図のＣＬは上記Ｄ
ＥＭにサンプリングク四ツクを供給するクロック作成回
路である。ＣＬの出力線のうち２なる複線はクロック間
隔がＴ。

の多相り四ツク、１なる複線はクロック間隔がＴの多相
クロックである。ＤＥＭは次に述べるようなタイミング
処理回路の出力も作るもので、これは３なる出力線に得
られる。これはりシックずれΔに比例するものである。

同図ｖＣＯは電圧制御発振器で、その出力線４に上記り
四ツクの整数倍の周波数の周期波を得、これによってＣ
Ｌを駆動する。■ＣＯの入力３は上記りシックずれ△に
比例する信号で、この信号がある限り■ＣＯは発振周波
数をずらし、この信号が０に近い状態に発振周波数を保
持するものである。発振周波数を変える制御を行う場合
はり田ツクずれは △（ｋ＋１）　−△（ｋ）−ｏｚ　（ｋＴ、）　・−（
３，８）なる式に従って制御されることとなる。ここで
２（ｈｒ、）は第３Ｅ図のＤＥＭ出力３であって、アナ
ログ信号である。このアナジグ信号は次のような調整動
作式をディジクル処理し、その出力をＤＡ変換したもの
である。

ｚ　（ｋｒ、）−ｇｌＸ’（ｋ−１）　Ｔ、）　＋ｇ、
１（ｋＴ、）　＋ｇ′１Ｙ’（ｋ−１）　Ｔ、）十ｇ’
ＢＹ’　（ｋ　Ｔ　、）　・・・（３，９）ｇｌ””１
／２６に−１１ｇ２＋＝　’／２ａｋ＃　ｇ’ｌ”’１
／２ｂｋ＋　ｇ’５−−ｂｋ−１／２ｂｋ″　・・・（
３，１ｏ） 第３Ｆ図は（３，９）、　（３，１０）式を処理する回
路で、ＴＤ工、ＴＤ、は（３，１Ｏ）式をあらかじめ計
算して内容を設定した表である。

タイミング情報であるＺ　（ｋＴ、）は第３Ｆ図に示し
た回路の出力として得られ、それはＤＡ変換されて第３
Ｅ図のＤＥＭの出力の一つとして得られ、り四ツク用主
発振器であるＶＣＯの周波数制御端子に加えられる。こ
の方法はＶＣＯがりｐツク用の主発振器である場合に可
能であって、クロックが第３Ｅ図のＶＣＯからではなく
、外部から入力する必要がある場合には、上記の方法を
用いることはできない。この場合には、主クロツク発Ｆ
ｊ？、器でなく伝送路の遅延を自動調整する必要がある
。

この場合においても、第３Ｆ図の出力Ｚ　（ｋＴ、）は
０となるから、第３Ｆ図は変える必要はない。

伝送路の遅延を自動調整するには自動等什器のために使
用されているトランスバーサルフィルタを用いることが
できる。自動等化動作は、（２，１２）式におけるγ□
、δ１を（２，１４）式によってｌ［ｌするものである
が、このトランスバーサルフィルタによってクロックの
タイミングを行うためには、（２゜１４）式の調整動作
式は変形する必要がある。トランスバーサルフィルタの
調整は、検波（ｉ！（２，１７）式の信号エラーの２乗
を小さくする方向に行うが、タイミングの調整も行う場
合においては、Ｅ　ＱｃＴ、）　−ａ、”　（ｋＴ、）
＋εＹ”　Ｑｃｒ、）　＋ｚ”　（ｋＴ、）　・・（ｓ
、　１１）とする。ここでａ！、ａ、は（２，１３）式
で与えられる。

この場合、 なる処理によって調整し、Ｚ（ｋＴ、）は０．９）式を
用いる。（５，１２）式で調整す、る場合には検波信号
のエラー、即ち、（５，１１）式右辺の第１．第２項に
基づくタップ係数の調整項は（２，１４）式右辺第２．
第３項と同じであって、これにタイミング調整のための
項が付加される形になる。この項をめるためには ・・・（ｓ、１Ｓ） をめる必要がある。この式におし）でａＸ′／ａγ、な
どについては（２，１２）式、および（２，１７）入力
）らａＸ’ｏｃＴ、）／　ａｌ１−　Ｑ　Ｏ８θ（ｋＴ
ｌ）　ｘ（ｋ−１）　Ｔｓ）−ｓ　１ｎθ（ｋＴ、）ｙ
（ｋ−１）　Ｔ、） ａＸ’Ｑｃｒ、）／ａδ１””−Ｑｌ！θ（ｋＴ、）　
ｙ（ｋ−ｔ）　Ｔ、）−ｓｉｎθ喧、）ｘ　（ｋ−１）
　Ｔｍ　） ａ　Ｙ’　（ｋＴ　Ｊ　／　ａｌ　ｔ−ａ　ｏ　ｓθＱ
ｃＴ、）　ｙ（ｋ−１）　Ｔ、）　＋ａｉｎθ（ｋＴ、
）＝＝　（ｋ−１）　Ｔ　ｓ　） ａｌ（ｋＴ、）／ａδ、ｍＱＯＢθＱｃｒ、）　ｘ（ｋ
−１）　Ｔ、）−ａｉｎθ（ｋＴ、）ｙ（ｋ−１）　’
］′１） がまる。この式と、この式のｋの代りにに−１を代入し
たものを用いて計算すればよい。今、Ａ　（ｎ、　ｋ）
　−ｇ、、ｃｏ日＃（ｋ−ｎ）Ｔ、）　十ｇ′２　ｎ５
ｉｎθ（ｈ−ｎ）　”ｓ）Ｂ　（ｑ　ｋ）　−ｇ２−ｎ
　５ｉＪ（ｋ−ｎ）　Ｔ、）　−ｇ’、−、ｃｏｓθ（
ｈ−）　Ｔｓ）とすると、 Ｂ　（ｏ、　ｋ）ｙ（ｋ−ｔ）　Ｔり Ａ　（ｏ＋　ｈ）　ｙ（ｈ−ｔ）　’ｌ’、　）■・（
５，１４） のようになる。トランスバーサルフィルタのタップ係数
を調整する動作式（２，１４）式の左辺の調整項に付加
されるタイミング調整用の項は（３，１４）式に比例す
るものとなり、この項の処理回路は第３ｑ図のようにな
り、その出方は第２Ｄ図の出方端子ｒ０δ。、・・・、
７Ｍ−１６１−１にそれぞれ加算される。

第３Ｇ図において、ＡＢなる一点鎖線より上部はトラン
スバーサルフィルタのタップに共通して用いられるもの
で、１．２，３．４なる端子にはそれぞれ（Ｌ１４）式
のＡＣｏｔ　ｋ）　ｔ　ＢＣｏｔ　’）　ｖ　Ａ　（１
ｙｋ）、Ｂ（１，ｋ）を出方する。ＡＢより下の部分は
、（Ｌ１４）式右辺の各項を計算する。Ｃよは（５，１
４）式の第１．Ｄｉは（３，１４）式の第２式の計算結
果を出力する。この部分は、ｉ−０＋　１．・・・　Ｎ
−’１に応じて各タップごとに計算される。以上の処理
の全体的な流れを画くと第３Ｈ図のようになる。

この図のＴ、なるレジスタからなるシフトレジスタは！
！　２　Ｃ図のトランスバーサルフィルタの再提であり
、人は第３Ｇ図のＡＢがら上の部分であり、タップごと
に設けられている。

プ四ツクの内部回路は、第３Ｇ図のＡＢなる線より下の
部分を表わしている。また、第３Ｈ図のｃｏｇθ（ｋＴ
、）、　ｓｉｎθ（ｋＴ、）なる端子には第３Ａ図、ま
たは第３Ｃ図の同名の端子から接続される。

Ｊ　＊　ｇｌ　ｅ　ｇｌ　ｔ　ｇ２Ｚ　＊　（”Ｔｌ）
なる端子には第３Ｆ図の同名の端子から接続される。

４動作確立機能、およびディジタル処理周辺回路有限個
の離散値をとる変調ベクトルの伝送を行う変復調方式で
は、受信復調側の機能を高能率伝送が可能なように作る
には、検波信号から判定された変調ベクトルを用いて最
適化を行うことが必要であり、これは２，３項に述べた
通りである。

この最適化動作が正常に行われるためには、上記の判定
が正しくなければならない。しがし、この判定が正しく
行なわれるためには、各種の最適化動作が正常でなけれ
ばならないと云う、一種のジレンマがある。実際に装置
化においては、バックソードチャネルを用い復調側でキ
ャリア断があったとき、変Ｎ何にＯＦＦ信号を送り、断
が＠復することによってＯＮ信号を送るとともにスター
ト動作を始める。そして、スタートシーケンスを送受規
定しておく。判定に依存する最適化機能は、第２Ｃ図〜
第２Ｆ図の自動等化、第３Ａ図〜第３Ｄ図の自動位相制
御、および第３Ｅ図〜第３Ｈ図の自動タイミング制御な
どである。今、判定が正しくないと仮定すると、これら
の機能はそれぞれ異常状態を走査することとなる。この
走査は、正常状態が見付からなければいつまでも続くこ
とになる。王者が同時に無作為の走査を行うのでは、正
常状態を見付けるのに時間がかかる。従って、先づ、自
動等化機能を停止させ、自動位相制御と自動タイミング
制御の動作を正常にもっていく必要がある。今、伝送路
の歪に許容される値が自動等化を行わない２相、または
４相位相変調方式−程度であると仮定する。この場合、
自動等化を行わな（でも充分の適用領域が得られるはず
であるから、先づ、この条件で自動位相制御と自動タイ
ミング制御機能の動作だけを正常動作にもっていく。

タイミングずれ、および位相ずれがある値よりも大きく
なった場合には符号の判定が正しく行われなくなるよう
なずれのｓＨがある。もし、伝送路の歪がなければ、上
記のようなずれの範囲が２相、および４相の場合には０
に近くなる。８相以上になれば、このようなことにはな
らない。従って、２相、および４相の場合は、どんな状
態で動作が開始されても、異常状態を走査することなく
制御の中心にもって行ける。伝送路の歪によって符号量
干渉が起これは、符号の判定が正しく行われないずれの
範囲が発生して来て、正常状態にもっていくのが困難に
なる。逆に、２４Ｉ、および４相で容易に正常な制御状
態にもっていける伝送路の歪を許容歪とすることができ
る。これは自動等化を用いない２相、および養相の適用
領域を定める。

従って、スタートシーケンスは、２相、または４相伝送
を行い、自動等化を停止する状態を第１相とし、第２相
において自動等化を入れ、第３４１７で変調状態を増す
。このように行うことによって２相、および４相位相変
調方式の適用領域によって、その８倍、または４倍の情
報速度の伝送が可能となる◎スタートシーケンスで第１
相、第２相のりイミングが、変復調器間でほぼ一致する
必要がある。これは前述のように、バックワードチャネ
ルを用いる信号伝送によって可能となる。

次に、バックワードチャネルを用いて動作確立を行う場
合の変調側と復調側での状態係列を明らかにする。

第４Ａ図は、復調側におけるスタートシーケンスの状態
転移図である。状態数は５個であって第４Ｂ図のＳなる
レジスタに示すように３ビツトで区別される。１１１，
１１０，１０１，１００゜Ｑｌｌはそれぞれキャリア断
、スタートシーケンスの第１相、第２相、第３相、およ
び通信中の状態を示す。これに対し、これら状態間の転
移の原因となる小魚は、キャリアのＯＦＦ、ＯＮ、第・
１〜３相にある時間を定めるクロックカウンタの出力が
所定のカウント数を計数し終ったことを示す信号である
。キャリア断の状態を作るのは通信を開始するために変
調側で人為的に行う場合もあり、また、回線が障害とな
ることによって発生することちある。キャリアがＯＮと
なることによって、状態はＩｌｌから１１０に転じ、４
相の形で受信するために第２Ｅ図のＴＡ、第３Ａ図のＴ
Ｂ、および第３Ｆ図のＴＤ、およびＴＤ、のアドレッシ
ングを変更する。同時に、第４Ｂ図に示すＣなるレジス
タによって構成されるカウンタによって時間監視を行い
、所定時間が経過したことを示すＯＮ信号を得ることに
よって状態は１１０から１０１へ転じ１自動等化を開始
する。１１０では自動等化用トランスバーサルフィルタ
の係数を第２Ｄ図の出力のＴ、のうち、適当に選択され
た係ｔ＆ｒ□のものにだけｌを、他に０を入力する。δ
１はすべて０とする。１０１では、上記各テーブルのア
ドレッシングの変更は続行する。上記カウンタ出力がＯ
Ｎとなることによって、状態は１００に転じ、上記各テ
ーブルのアドレッシングの変更を復旧し、再びカウンタ
出力がＯＮとなることによって０１１なる通信状態に入
る。第４Ｂ図は上述の制御を実現する回路である。この
回路の処理は各変調エレメントごとに行うものである。

ｉ４Ｂ図のＣはレジスタで、変調エレメントごとに１を
累積することによって時間計測を行う。Ｋは所定の値で
、Ｃによって引算される。この結果は、ＴＩＬなる表に
よって結果が正であるか負であるかが判定され、ＯＮ、
ＯＦＦで示される出力線にそれぞれカウント数が一定値
以上になったか否かの表示を行う。

Ｃの内容はＴｂなる表出力によってリセットされる。リ
セット信号、即ち、０がＴｂなる表によってゲートされ
てＣに入力される。Ｔｂに加わるゲート信号は第４Ｂ図
のＳなるレジスタがＩｌｌ、および０１１のときに加え
られる。これによって、この状態でＣはリセットされて
いる。カウントは第１〜３相において行うものとし、１
１０．即ち、第１相に入ると同時にＣのリセットは外さ
れて計数を開始する。１０１，１００の各状態でも同°
様であるが、Ｃの計数値がＫを越えることによってＭ、
なるマトリックスによって検出されてＣにリセット信号
が送られる。Ｍ。　なるダイオードマド９ツタスは、Ｓ
なるレジスタの状態を検出するもので、Ｍ工なるダイオ
ードマトリックスはＳなるレジスタが次にとるべき状態
を検出する。これらは、第４Ａ図の状態図によって定め
らねる。この転移はＤＲなる結線によって実行される０
Ｍ４Ｂ図の１なる入力は、後述の自動利得調整回路によ
って作られ、変調信号が受信されているかどうかを示す
。また、２，３なる出力信号はすでに述べたテーブルア
ドレス変更、および自動等化用トランスバーサルフィル
タ係数の変更を行う信号である。なお、第４Ｂ図におい
ては、Ｃの泪数値かに以上になったときＴ１出力がＯＮ
となるようにＴ。

内容が設定されるが、Ｓが１１０，１０１，１００の状
態では、Ｔ１出力がＯＮとなることによってＣがリセッ
トされる。一方、このＯＮ信号によって１１０→１０１
，１０１→１００、あるいは１００→０１１なる転移を
起こさなければならない。ＯＮとなったことの効果を現
わすための時間を充分に乏るには、Ｃをリセットするの
は任意の変調エレメントにおける第４Ｂ図の処理の最終
ステップにおく。このために処理のワークメモリにリセ
ット信号の一時的な記録を行っておく必要がある。第４
Ｂ図においては、複腺の処理と単線の処理を示しである
が、複線の処理はバイト単位の信号処理であるのに対し
、単線の処理は論理処理で一ビット単位のものである。

また、第１，２相では第２Ｆ図のＴ、なる各ブロックの
内容を０とし並列の等化を停止する。

次に、上述の復調側に対する変調側のスタートシーケン
スを定める。

変調側のスタートシーケンスは、復調側のスタートシー
ケンスに対応して定められ、状態図は第４Ｃ図のように
なる。即ち、バックワードチャネルを通して復調側から
返送されて来たバックワード信号信号によって第１相の
状態になる。バックワードがＯＮになったことは復調側
ではすでに２相、またはΦ相の受信状態になっているこ
とを゛意味する。変調側では第１相でやはり２相、また
は４相変調の送信を行う。第４Ｄ図のＣとその付属回路
に示すように復調側と同じカウント数の語数を行う。復
調側と同じカウント数を計数し、第１相から第２相、第
２相から第３相、第３相から通信状態への変化を行う。

第１相と第２相は、特に動作上は区別する必要はないが
、復調側との時間調整のために２つに分けたものである
。第１．２相ではデータ信号を禁止し、変調器大刀にあ
るデータ符号のスクランブラだけを動作させ、第１Ａ図
のＣに示す変調符号を作る表のアドレスを変更し、Ｃの
２つの出方端子にそれぞれ２連符号が出力されるように
する。第３相では復鼎側では自動等什器を動作させてお
り、また、多状態で復調を行う態勢ができている時刻で
あることがら、第２相までに行っていた第１Ａ図のＣの
アドレス変更を解除し、データ信号を禁止したままで多
状態で変調を行う。

第４Ｄ図のＣがカウントアウトすることによって通信状
態に入る。勿論、復調側はすでに通信態勢に入っている
。このように復調側が先に状態転移を起こすのは、バッ
クワードチャネルによって０Ｎ−ＯＦＦ信号を伝送する
のに遅延がともない、さらにデータチャネルの伝送遅延
が加わることを考慮したものである。この遅れは動作確
立上望ましいものである。第４Ｄ図は第４ｃ図の状部転
移図に従って作った処理回路図である。これは第４Ｂ図
の復調側のスタートシーケンス回路とほぼ同じ機能を実
行する。第４Ｄ図の記号の中で第４Ｂ図の記号と同じも
のは同じ役割、または機能を実行するものである。第４
Ｄ図の入力信号であるバックワード信号は、０Ｎ−ＯＦ
Ｆ形式のもので、第４Ｄ図のバックワード信号端子の近
ぼうの回路は上記信号の立上りを検出するもので、Ｔ、
なるレジスタを用い１変調エレメント前の値との差分を
取り、Ｔｏなる表によって差分信号をスライスして０Ｎ
−ＯＦＦに変換する。ＯＮとなるのはバックワード信号
の立上り時間だけとし、他はＯＦＦとなるようにする。

また、第４Ｄ図のテーブルアドレス変更端子は第１Ａ図
のＣなる表の入力側に加えられて、アドレスを変更する
動きをする。

また、データ入力禁止端子は、データ信号が入力される
端子を餞止し、データ脱骨スクランブラ−だけを動作さ
せるものである。

キャリア０Ｎ−ＯＦＦ信号は、第４Ａ図において述べた
ようにスタートシーケンスを開発するものとなるが、こ
の信号の検出は自動利得調整機能と密接な関連がある。

自動利得調整機能、即ち、ＡＧＣは復調回路入力に入る
信号を増幅するもので、ＡＧＣの信号の増幅率は検波信
号のレベルが適切な値になるように自動的に調整される
。ＡＧＣに関連する処理回路とアナジグ的な増幅回路と
の関連は、次のようになる。先づ、ＡＧＣの信号利得を
α体）とするとα（功の調整動作式はとなる。ここで Ｅ　（ｋＴ、）−εＸ”　ＱｃＴ、）　十ｔ、”　（ｋ
Ｔ、）　・・・（４，２）であり、 ・・・（４，３） である。第４Ｅ図のＡＧＣなる一点ｉ’ｔａのブロック
は、ＩＮなる端子に加わる受信変調波をＡ／Ｄなるアナ
ログ・ディジタル変換器によって、ディジタル量に変換
する。Ａ／Ｄの変換特性は、入力アナログ値に対して対
応の出力ディジタル値の対数が比例するように設計され
ている。Ａ／Ｄの出力によって、ＲＯＭなる読取専用メ
モリをアドレスする。このＲＯＭにおいては、アドレス
値とそれによって出力バスに読出される出力値の関係が
、アドレス値の対数と出力値が正比例するようにＲＯＭ
の記録内容が定められている。これは入力アナログ値の
微小信号において、Ａ／Ｄ出方の量子化雑音が増加しな
いようにする公知の方法である。

ＡＧＣブロックにおける処理ビット数は、ＡＧＣ以外の
部分よりも３〜４ビット多くとっである。

このブロックにおける■は、Ｔ、の出力にょってＲＯＭ
出力値が増倍されて、この処理ブロック以降に接続され
る復調動作式の処理に適当なレベ・ルとなって、ＯＵＴ
端子に出方される。ＯＵＴ端子以降の処理ブロックでは
αブロック出方論理値の低位の３〜４ビツトを除して動
作式の処理を行う。

ディジタル信号処理は、論理デバイスからなる処理ユニ
ットによって行われるもので、その入出力信号はアナロ
グ・ディジタル、あるいハティジタル・アナログ変換を
行う必要がある。特に、入力信号については低レベルで
受信される場合にも、量子化雑音がでないように上述の
第４Ｅ図におけるＡＧＣに関して述べた方法を用いる必
要がある。

１〜４項に説明し免各処理回路は、ディジタル信号処理
によって実行されるものであり、さらに、線路における
送信・受信のインタフェースにおけるバックワードチャ
ネルとデータチャネルを分離するためのフィルタ処理、
および２線式回線を４線式に変換する場合において起る
不平衡による送信と受信の漏話をなくすための平衡処理
も同様にディジタル信号処理によって機能実現を行う。

これらの処理ブ四ツク間、およびディジタル信号処理の
ために必要な周辺回路との間のつながりを第４Ｆ図に示
す。

先づ、変調側では （イ）送信符号回路：第４Ｆ図のＳで示される。これは
第１Ａ図のに１　を作る回路で、第４Ｆ図のＳＤ端子か
らデータ端末装置の出方である送信符号を受け入れる。

Ｓの内部は、ｓＤ符号のスクランプリングとＩ（□信号
を第４Ｄ図の「データ入力禁止」信号によってＳＤ倍信
号禁止される。

（→送信波送出回路：送信波を作るディジタル信号処理
は、第４Ｆ図のＭＯＤによって行われ、その出力信号は
バックワード信号との結合のための送信濾波処理を行う
ＳＦＤに入力される。ＢＬは、後述のように、ＬＩＮＥ
なる２線式回線の２線と４線との変換を行う回路であっ
て、これは２−４なるブロックにおける不平衡によって
生ずる送信受信間のリターンロスの不足を補償するため
に平衡処理を行うもので、ＳＦＤの出力信号ＢＬのヰ端
子から入力され、２端子に出力される。この信号はアナ
田グ信号に変換されて、２←仝を経てＬＩＮＥに送信さ
れる。

（ハ）バンクワード回路：受信データチャネルとＲＦＤ
ｌおよびＲＦＢなるフィルタのディジタル信号処理によ
って周波数分割方式によって作る。

Ｒ，ＦＢはまたバックワードチャネルから受信されるＦ
Ｍ信号の検波をやはりディジタル信号処理によって行い
、その出力をＭＯＤの２なる端子に加える。

次に、復調側では （ハ）変調波受信回路：受信変調波から検波信号を検出
し、変調符号を再生する処理は第４Ｆ図のＤＥＨにおい
て行う。その入力信号は、ＬＩＮＥなる２線式回線から
２−＋４によって抑圧された自局送信信号と共にＡＧＣ
に入力される。ＡＧＣの内部は第４Ｅ図のＡＧＯに示す
通りで第４Ｆ図のＡＧＣにＤＥＭの３端子から入力され
る端子には、第４Ｅ図のＡＧＣ以外の処理をＤＥＭで行
った出力が加えられる。ＡＧＣの処理ビットのうち低位
桁３〜４ビツトを除いてＢＬの１の端子に加えられ、Ｂ
Ｌにおいて送信側からもれて来た自局変調信号を削除さ
れ、ＲＦＤなるデータチャネル用のフィルタリングによ
って、バックワードチャネルと分離してデータ変調波を
ＤＥＭに入力する。

（ロ）バックワード回路：第４Ｆ図のＦＭＳなるブロッ
クの処理によって構成される。ＦＭＳではＤＥＭにおけ
る第４Ｂ図の処理におけるキャリア検出信号によってバ
ックワード信号を作るＦＭ変調を行うディジタル信号処
理を行い、この信号をＦＭＳにおけるフィルタのディジ
タル信号処理によってＳＦＤ出力と加算を行って、ＢＬ
の送信端子４に加えられる。

（／つ受信符号回路：第４Ｆ図のＲによって示される回
路で第２Ｆ図のａｋ、ｂｋの差分をとって送信符号を再
生する。この部分は、第４Ｆ図の１なる線で示すように
、第４Ｂ図の自動等化変更端子と接続する必要がある。

これは、スタートシーケンスにおいて動作が確立される
前に、データ受信出力を禁止するためである。

送信・受信間のリターンロスを充分に保つための回路と
して、第４Ｆ図のＢＬをあげたのであるが、この部分の
機能の動作式は次のようである゛。

第４Ｇ図（ａ）はこの信号処理の原理図で、２Ｈ４なる
変換器に加えられるｘｊ　なる送信信号をＴＲ８なるト
ランスバーサルフィルタに加える。７ｊ　は２←４回路
の出力で、Ｊからもれた成分が含まＩ′が作られるが、
このとき、ｘｊ′がＸｊから７ｊにもれた値に等しくな
るように、トランスバーサルフィルタのタップが調整さ
れる。この調整アルゴリズムは、次のようにして作られ
る。送信信号をガ　とし第４Ｇ図（、）のＴＲＳのタッ
プ係数をＣ（ｊ）とすると、ＴＦＬＳの出力は エ　＝Σ　Ｃθ）・Ｘｊ−ユ　・・・（４，４）’　ｎ
＝１　” なる関数となる。ここで、 ｔ（τ）−（ｙ　−Ｘ’）・Ｘｊ（τ）ｊ なるＨ＝Ｉ関関数を作り、この関数の２乗平均が最小に
なる条件をめるアルゴリズムを考えると、第４Ｇ図（ａ
）のｙｊ　−”ｊ’にＸ−の成分が含まれないことにな
る。ここでＸ（τ）はｘｊをτ秒遅延させた関敵である
。この場合、τを固定したままで１　を最小にする場合
、次の点に注意する必要がある。

即ち、７　−ｘ′から工ｊ　に比例する成分を削除すｊ る場合において、τを固定したままであればトランスバ
ーサルフィルタで遅延されるように制御されたときもε
２　が０となり得る。このとき、リタンレスは少しもよ
くならない。この不安を除くにハ、トランスバーサルフ
ィルタで起り得る遅延より大きいτの範囲で、ε３　を
積分した関数を考える必要がある。即ち・ 全最小にするアルゴリズムを考える。先ず、となる。こ
こで、 ａｘｊ’／　ａ　ｃｍ（ｊ）＝Ｘｊ−０となるから、 となる。ここで は常数と考えてよいのであって、結局、τはアルゴリズ
ムには影響してこない。従って、タップ係数の調整動作
式は、 ｃ、θ＋１）−ｃｎ（ｊ）−β（ｙｊ−ｘｊ’）ｘｊｌ
−、、（４，７）のようになる。第４Ｇ図（ｂ）は、第
４Ｆ図のＢＬなるブロックの内部構成とＡＧＣ，Ｄ／Ａ
のつながりを示すものである。第４Ｇ図（句のＭは、■
、２゜３．４なる端子、およびＴ　ＲＳ　、およびＴＡ
Ｐなる処理ユニットによって共用されるメモリであって
、これらの間の情報用バイトの交換を行うもので、それ
ぞれの交換はＭをアクセスするスロットが時分割的に配
分されることによって行われる。

Ｔ　Ｒ８Ｔハ（４，４）式の処理を行い、’ｒＡｐｒは
（４，７）式を重質する。■なる束線はｃｎ（ｊ）（ｎ
−１〜Ｎ）の転送を行うことを表わしている。

なお、第４Ｇ図（ｂ）の共通メモｖＭの周辺の構成の詳
細は、後述するＤＥＭ、ＭＯＤの場合と同様であってこ
こでは詳細説明は行わない。

次に、第４Ｆ図のＲＦＤ、ＳＦＤの構成法は、公知のデ
ィジタルフィルタの方法を用いるもので、これにより６
００〜３０００Ｈｚのデータ信号用の伝送チャネルを構
成する。バックワードチャネル用？７）　Ｆ　Ｍ　Ｓ　
、！：　ＲＦ　Ｂは、フィルタリングと低速のＦＭ変復
調方式の動作式の処理を行う。このうちフィルタリング
では、３０ｏ〜ｅｏｏＨｚのバックワード用の伝送チャ
ネルを構成するものである。このうちＦＭ変復調方式の
動作式は、変調側即ち、ＦＭＳでは、送信変調波はサン
プル値動作・・・（４，８） で作る。ここでｓ’（ｎｆｆ’）は第４Ｆ図のＤＥＭか
ら同図ＦＭＳへの入力線の信号を現わすものである。

この式のサンプリング間隔は（４，７）　＃　（４，６
）のものと同様になり、ではＴの整数分の１になる。町
。

は、バックワードチャネルの搬送周波数である。

復調側の動作式はＶＣＯ形とするのが適当であり、検波
信号Ｓ　（ｎＴ′）は次のサンプル値動作式で作る。

受信波、即ち、ＲＦＢのフィルタリングの出力波を７（
ｎＴ’）とすると、 となる。（４，８）　ｌ　（４，９）式を処理フローグ
ラフに現わすと、第４Ｈ図（ａ）、（ｂ）のようになる
。

第４Ｆ図のＲＦＤ、ＳＦＤ、およびＦＭＳ、ＲＦＢのデ
バイス回路構成については、第４Ｇ図（ｂ）の場合と同
様の構成となるが、これらの構成法については後述する
ＤＥＭ、ＭＯＤの場合と同様であるから省略する。

第４Ｆ図に示すＣＬは、同図■ＣＯなる電圧制御発振器
からクロックを供給されることによって、その他のブロ
ックにディジタル信号処理、および論理処理用のクロッ
クを供給する。これらりｐツクについては、それぞれ時
間表を定める必要がある。これら時間表は、相当数にの
ぼる。これら時間表を、少数のＬＳＩ素子によって実現
することができる。第４■図にＯＳＣ，および■ＣＯの
ように高周波の主りｐツク源を設ける。これは、第４Ｆ
図の■ＣＯに相当する。その出力を計数する計数器を設
け、その出力論理値をアドレス信号として読取専用メモ
リから読取った出力値において、各桁のビットの論理値
の時間割が第４Ｆ図のＤＥＭｌあるいはＭＯＤに加えら
れるクロックの時間表が得られるように読取専用メモリ
の内容を設定することが可能である。第４Ｉ図のＢＣは
上記の主発振器の計数器であり、ＲＯＭは読取り専用メ
モリ、ＲＲは出力レジスタ、端子１，２．・・・ＮはＲ
Ｒの各桁ビットから取出されたり四ツク線である。復詞
器の場合は、主クロツク源は電圧制御発振器ＶＣＯを用
い、クロック端子１，２．・・・Ｎの中の変調エレメン
トごとに発生するクロックが相手側変調器の変調エレメ
ントクロックと位相同期するように制御されることとな
る。第４Ｆ図のＣＬの１、および２のクロックは変調エ
レメントの周期をもつ多相クロックであり、３のり四ツ
クはより高い周波数の多相クロックである０５ディジタ
ル信号処理回路 変復調方式の動作については、前記先願明細書に示すよ
うな解析によって動作方程式と云う形に表わすことがで
きる。変復調機能はこのような動作方程式を処理するこ
とによって実行されるｏ一応、変復調器の部品やデバイ
ス回路による実現性を無視して考えることにより、これ
ら動作式を数学的な手段によって合理化する必要がある
。次に、これら動作式の処理によって変復調機能の実現
をはかる場合には、各種の手段が考えられる。音声電話
回線への応用を考えた場合は、上記の処理は特に高速で
ある必要がなく、動作式の実行を融通性をもって可能と
なる計算機形式の処理ユニットを用いるのが有利である
。この場合は上述の動作方程式はそのままでは使用でき
ない、サンプル値動作式に直す必要がある。これについ
ては前述の各項に述べた通りである。

変復調機能をサンプル値動作式の演算によって実行する
場合には第５Ａ図に示す装置化を行う必要がある。第５
Ａ図は第４Ｆ図のＭＯＤの内部構成を示す。第５Ａ図の
１，２．３．４なる端子は第４Ｆ図の同じ数字の端子に
相当する。第５Ａ図の３なる端子は（ｔｌｇ）式によっ
てめられる送信波をインタフェース回路５を通して出力
する。

１なる端子には、第４Ｃ図に示す送信側のスタートシー
ケンスの状態図に従って、送信符号回路の禁止と開放を
行う信号を出力する。Ｄなるブロックは、この信号の中
継を行う。壬の端子は、送信符号回路の出力信号、即ち
、（＋、１ｓ）式の＆１．　ｒ　ｂｌをＤＥＭに入力す
る端子である。また、２なる端子は、第４Ｃ図の送信側
スタートシーケンスを制御するのに必要なバックワード
チャネルの０Ｎ−ＯＦＦ信号を入力する端子である。

第５Ａ図のＡ、Ｂ、Ｃなるクロックは第１Ａ図に示す変
調波作成フローグラフを実行するもので、Ａは第１Ａ図
の（ａ）、Ｂは（ｂ）、Ｃは（ｃ）と第４Ｃ図に示す送
信側のスタートシーケンスの処理を行うものである。第
５Ａ図の５なる東線は第４Ｆ図に示すＣＬなるクロック
発生回路の出力線５を示すもので、１５Ａ図のＡ−Ｇま
での各ブロックに動作クロックを供給すると共に、Ａ、
Ｂ、Ｃにそれぞれ９゜６．４．８．２．４ＫＨ，のリア
ルタイム割込みクロックを供給する。第５Ａ図のＲＥＳ
なるクロックは、共通メモリでＡＮＧなる各プレツク間
で情報のやり取りを行うための情報の一時メモリである
。Ａ−Ｇの各ブロックが、他のブ党ツタと情報の交換を
行うためにＲＥＳをアクセスするには−ＭＰＸなる動作
クロックによって動作するス四ット配分器によって、ア
クセススロットの配分を受けて行う。ＭＰＸの出方線は
数ビットがらなり、その符号構成によって各ブロックを
指定する。

ＢＵＳなる共通線は、それぞれのブロックが与えられた
タイムスロットにＲＥＳをアドレスして、その内容のや
りとりを行うためのものである。

ＲＥＳをアドレスする線は、ＭＰＸの出方線で、ＢＵＳ
は情報の転送に用いられるものである。

第５Ａ図のＡ、Ｂ、Ｃなるブロックは、それぞれ計算様
形式の処理ユニットであって、先ず、Ａは９．６ＫＨ２
のリアルタイムクロック割込みが行われるたびにＲＥＳ
の特定のアドレスに記録されている第１Ａ図のＨなるブ
ロックに相当する情報内容を読取って、第１Ａ図（ａ）
の部分の処理を行い、結果のｆ（ｎＴ）をＲＥＳの別の
特定アドレスに記録する。この記録内容は、第５Ａ図の
Ｇがスロットを与えられたときに読出されて、アナ四グ
信号に変換されて、線路に送出される。Ａにおいては、
最後の命令が実行されることによって、次の９．６ＫＨ
，リアルタイムクロックの待合せ状態に入る。

次に、Ｂは４．６ＫＨ，のりアルタイムクロック割込が
行われることによって、ｇｌＡ図の（ｂ）なる部分をｆ
ｌ゛算するプログラムを実行する。実行し、た結果は第
１Ａ図のＨなるブロックに相当するが、この内容は、Ｒ
ＥＳのＩ」のために指定されたアドレスに記録される。

このプログラムが使用する人力データは、第１Ａ図のλ
と第１Ｃ図の一′、ｂｋ′であって、これらのデータに
対して指定されたＲＥＳのアドレスは第５Ａ図のＣなる
ブロックの処理によって更新される。Ｂにおける上記の
処理のプログラムの最後の命令は、次の４．８ＫＨ２り
田ツクの割込待を行うものである。

次に、第５Ａ図のＣは、２．４ＫＨ，クロックの割込み
によって第１Ａ図の（Ｑ）なる部分、および°第４Ｃ図
なる状態図で表わされるスタートシーケンスを実行する
プログラムを実行する。このプログラムの機能を論理処
理、および演算処理のフローで表わしたものが、第４Ｄ
図である。第５Ａ図のＣが実行するプログラムのうち第
１Ａ図（０）のに□の入力は、第４Ｆ図では４端子に相
当するものであり、第５Ａ図の端子４からＧなるブロッ
クに受入れられ、ＭＰＸからＧに与えられたスロットに
おいてＲＥＳの指定アドレスに記録されるものである。

次に、復調側のディジタル処理回路について述べる。第
５Ｂ図は第４Ｆ図のＤＥＭの内部栂成を示す。第５Ｂ図
の１，２，３，４，５．６なる端子は第４Ｆ図の同じ数
字の端子に相当する。第５Ｂ図の端子牛には第４Ｆ図の
ＲＦＤで示されるデータチャネル用受信瀘波器の出力が
加えられる。

また、２なる端子から出力される信号は、第５Ｂ図のＡ
、Ｃ１４なる計算機形式の処理ユニットで計算されたタ
イミング信号、即ち、第３Ｆ図のＺ（ｋＴ、）がＦによ
ってアナ四グに変換されて出力される。第４Ｆ図に示す
Ｓなるスイッチは、上記Ｚ（ｋＴ、）が、第３ｑ図、第
３Ｈ図に示すように、自動等化フィルタの遅延を調整す
るために使用する場合は切断される。第５Ｂ図の１なる
端子は、第４Ａ図で示される受信側のスタートシーケン
スを実行することによって生ずる第１，２相において、
即ち、第４Ｂ図の２なる出力によって受信データを禁止
する信号を出す。第５Ｂ図の５なる端子は、上記のスタ
ートシーケンスを開始させる信号、即ち、第４Ｅ図のキ
ャリア断を表示するＡくなる記号の端子に接続される。

第４Ｅ図のキャリア断、およびＡＧＣ制御信号を作る処
理は第５Ｂ図のＡ。

Ｃ１Ｐ、Ｓ　の処理ユニットで計算される。第５Ｂ図の
６なる端子にはＡ、Ｃ，〜３　における復調処理によっ
て判定された変調符号、即ち、第２Ｅ図のａｋ。

ｂｋ　なる信号が出力される。また、３なる端子は、Ａ
、Ｃ，〜３　なる処理ユニットで行われるもので、この
うち第４Ｅ図のＡＧＣ以外の部分の処理結果を出力する
ものであって、この信号は第４Ｆ図のＡＧＣなるＡＤ変
換を含む受信利得の自動調整゛回路に入力される。上記
の端子に直接に接続される０、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ，Ｊなど
は、上記の端子に入出力する信号の一時レジスタを含む
ものである。

これら中継レジスタと処理ユニットＡ、Ｃ□、Ｃ，。

Ｃ８は、ＲＥＳなる共通レジスタを時分割的に共有し、
相互の間のバイト信号の転送を可能とするものである。

上記各ブロックが、他ブロックと情報の交換を行うため
に、ＲＥＳをアクセスするには、第５Ｂ図のＭＰＸによ
って行う。この方法は、第５Ａ図の場合と同じである。

第５Ｂ図の人には、９．６ＫＨ，のりアルタイムクロッ
ク割込が行われる。この度にＲＥＳの特定アドレスに記
録されているｉ２Ａ図の６なる点の信号を読取って、第
２Ａ図の（荀なる部分の処理を行い、結果である第２Ａ
図の９と１０の信号をＲＥＳの別の特定アドレスに記録
する。この記録内容は、第５Ｂ図のＣ０がスロットを与
えられたときに読出される。第５Ｂ図のＡにおいては、
最後の命令が実行されることによって、次の９−６ＫＨ
ｚリアルタイムクロツクの待合せ状態に入る。次に、Ｍ
２Ｒ図のＣ０は、２．４ＫＨ，のリアルタイムクロック
割込が行われることによって、第２Ｃ図〜第２Ｆ図の部
分を計算するプログラムを実行する。

実行した結果は、第２Ｅ図のａｋｙ　’１）ｋなる信号
値を記録するＲＥＳの指定アドレスに入力する。

Ｃ１がＲＥＳをアクセスするスロットが与えられたとき
は、第２Ｃ図〜第２Ｆ図の処理に必要なｃｏｓθとｓｉ
ｎθをそれぞれ記録するｌ’ＬＥｓの指定アドレスから
読取る。この記録は、Ｃ３の処理によって作られるもの
である。Ｃ０における上記の処理の最後の命令は、その
２．４　Ｋ　Ｈｚの割込待を行うものである。

次に、第５Ｂ図のＣ３は、やはり２．４　Ｋ　Ｈｚのリ
アルタイムクロック割込みによって処理が行われる。処
理内容は第３Ａ図〜第３Ｄ図の自動位相制御、および第
３Ｆ図あるいは第３Ｆ図〜第３Ｈ図のクロックタイミン
グの自動制御処理を行うものである。自動位相制御の入
出力信号は、第３Ａ図に示すようにＸ’（ｋＴ、）　、
　Ｙ’（ｋＴ、）とａｋ、ｂｋをＲＥＳの特定アドレス
を介してＣ０から転送され°、ＱＯＩＩθとｓｉｎθを
やはりＦＬＥＳの別の特定アドレスを介してＣ０へと転
送される。また、タイミングの自動制御を行うプログラ
ムは、上記のようにして入力したＸ’　、　Ｙ’、　ａ
ｋ、　ｂｋによって作った２（ｋＴ、）を、ｒｔＥｓの
特定アドレスを介して第５Ｂ図の１７端子に連なるＨな
るブロックに転送される。第５Ｂ図のＣ，も２−４　Ｋ
　Ｈｚクロックの割込みによって処理が行われ、第４Ａ
図なる状態図で表わされるスタートシーケンスと、第４
Ｅ図なるＡＧＣ機能のうち、一点嬢線以外の部分を実行
する。第４Ａ図のプログラムの機能を論理処理、および
演算処理のフローで表わしたものが、第４Ｂ図である。

Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｊなるブロックと処理ユニット間の連絡に
ついての上述の説明の処理ユニットはＣ８である。この
ほか、Ｃ□　からＸ’、　Ｙ’。

８−）、　ｔ　ｂｋが転送される。

第５Ｃ図は第５Ａ図のＡ、Ｂ、Ｃ，第５Ｂ図のＡ、　Ｃ
，、Ｃ２，Ｃ８なる各処理ユニットの内部構成を示すも
のである。第５Ｃ図に示す処理ユニットの構成は、蓄積
プログラム形の汎用コンピュータと基本的には同じであ
る。処理ユニットを第５Ａ図、および第５Ｂ図のような
使い方をする場合には、いわゆるＩ１０装置は汎用コン
ピュータの場合のような使い方は行わないのであるが、
第５Ｃ図の左にある外部データバスや制御線から接続す
る。第５Ａ図、および第５Ｂ図の場合、これらＩ１０装
置は、変復調器として動作させる前に、何等かの処置を
行うために一時的に接続されることとなる。

従来のシステム構成法では、第５Ｃ図のマイクロコード
ブロック・フント四−フ・ブロック、データバスブ四ツ
ク、メモリ管理ブ四ツク、およびシステムバスインタフ
ェースなどは、それぞれＬＳＩチップ、およびそれに付
随するメモリチップとＭＳＩチップなどから構成されて
いるものである。

従って、従来方式では、ｍ５ｃ図に示すように、各フシ
ツク間の接続線が多くの交叉点を作る。しかし、これら
配線は、各モノリシック構造物の外側の配線によって行
うので問題はなかった。

本発明は、第５Ｃ図に示す全てのブロックを゛モノリシ
ックな構造によって実現する。この状況を、従来の集積
回路技術によって実現するには上記の交叉点のために極
めて困難になる。本発明においては、第６Ａ図〜第６１
図に示すような方法によって第５Ｃ図の各ブロックの内
部構成においては勿論、上記各ブロック間の配線に対し
ても上記本発明方法を適用するものである。即ち、第６
Ａ図〜第０■図に示す方法は、第１のウェハのエツチン
グによって取り去られた部分を、その他の材料によって
埋め合わせすることによって形成するものであって、例
えば、第５Ｃ図に示す各ブロックは、同一の層において
接続を行うものではなく、各ブロックの接続線を異なる
加工層まで成長させ、その層においてブロック間の接続
のため上記のようなエツチング処理を行うものである。

もし、この接続の際に、再び交叉が発生するような場合
があれば、その配線だけ取り止めて、さらに層を重ね、
配線できなかった端子をこの層まで成長させて接続を行
う。この方法によれば、第５Ｃ図の各ブロックを同一の
層に形成する必要はなく、上記の如き異なる加工層に形
成してもブロック間の接続を行うことが可能である。第
６Ａ図〜第６■図の方法によれば、従来の方法よりも歩
出りを向上できると考えられるが、従って、一層におけ
る集積回路デバイスの数を増すことができる。さらに、
各ブロックを異なる層に分けて形成すれば、−ａのデバ
イス数を減少させることが可能となり、よす多くノブバ
イスをモノリシックな集積回路に収容することができる
。

第５Ｃ図の各ブロックの機能概要は、次のようである。

データ・バス・ブロックは処理ユニットで必要なデータ
操作機能を備え、マイクロコードブロックのメモリから
取り出された一連のマイクロ命令によって動作する。こ
の場合、取り出すべきメモリノアドレスは、コンドロー
ラプルツクが指定する。データ・バス・ブロックの主な
サブ・システムとしては、レジスタ・アレイシフタ、算
術論理回路などがある。

コントローラ・ブロックは、マイクリフード・メモリの
アドレスを記憶するマイクロブジグラム・カウンタと、
マイクロプログラムのループに閃する制御を行うカウン
タを含んでいる。また、マイクロブジグラムカウンタや
、ループ制御カウンタの値を記憶するためのスタックも
含んでいる。

スを指定したり、データ・バス上のブロック間の通信の
管理を行う。また、データ・メモリにはいくつかの簡単
なデータ構造を形成することもできる。この場合、この
ブロックはメモリをいくつかの領域に分割し、それぞれ
の領域において異なったデータ構造を実現することがで
きる。そこではスタック、キュー、リンクリスト、アレ
イと云った４つの基本的なデータ構造が実現できる。ト
ランスバーサル形の処理を行う場合はアレイをデータ構
造としてもつメモリとしＴイクロコードは管理ブロック
にデータをアレイ上をシフトするか、アレイ上の要素の
値を読取るなどを指定することによって、管理ブロック
はシフトレジスタの各種操作を行うこととなる。

システム・バス・インタフェースは、図のシステムバス
を通して他の処理システムと′ｍ信を行う。

第５Ａ図の各ブロックとＢＵＳとの間の接続を表わして
おり、第δＣ図のシステム・バスは第５Ａ図のＢＵＳに
、また、第５Ｃ図のシステム・バス・イネーブルは、第
５Ａ図のＭＰＸの出力のうち、各処理ユニットに配線さ
れるものに相当させることができる。第５Ａ図のり、Ｅ
、Ｆ、Ｑ、および第５Ｂ図のり、Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ，Ｉ、
ＪなどのブロックのＢＵＳｇｉは、第５ｃ図のシステム
・バスインタフェースブロックのシステム・バス側と同
じＳ造となる。以上のことは、第５Ｂ図についても同様
である。

り四ツクブロックは、システムで必要な動作りｐツク信
号を作るが、第５Ａ図〜第５Ｂ図の動作クロック線のよ
うに各部からの駆動が可能であるとき、第５Ｃ図の外部
フラッグ端子は、第５Ａ図における２、　４−４．８．
９．６ＫＨｚ　端子、オヨヒ第５Ｂ図における２、４．
９．６に口、端子に接続されるものである。

次に、本発明の各処理ユニットにおけるブロック間の接
続に適用される微細加工方法、およびエツチング方法に
ついて説明する。

０微細加工による構造 集積回路を作る場合における工程には、膜状の材料をエ
ツチングすることが含まれる。エツチングを行うには、
レジスト画像を作るためにマスクと呼ばれる原板が必要
である。マスクは写真乾板のような働きをするもので加
工目的物の１Ｏ−１００倍の描き易い大きさに拡大して
描いた原図から写真を得る方法で、縮小して製作する。

この加工を行うには、先づ、ウェハの表面に均一な厚さ
にレジスト剤を塗布し、硬化させる処理を行ったあと、
マスクを通して光、電子線、あるいは一般に放射線の照
射を行う。レジスト剤は放射線の照射によって特定の化
学溶剤に対する溶解度が変化する材料である。マスクに
は公知の電子ビーム描画法などによって特定の加工デバ
イスのパターンに対応した窓が画かれている。次に、放
射線、あるいは電子ビーム転写法などによってマスクの
窓を通り抜けた放射、あるいは電子線で照射されたレジ
スト剤の部分を変質させる。ポジ形の現像を行った場合
は、変質した部分だけが溶は来り、ウニへ上にレジスト
剤の膜パターンを作る。次に、ウェハを溶解、あるいは
除去するウェットな、あるいはドライなエツチング処理
によってレジスト剤の付着していないウェハの部分を取
り去り目的とするデバイスの平面的な微細構造の一部を
形成する。

本発明では層をなす微細構造を可能とするもので、この
ために必要な条件は上述の如き第１のウェハのエツチン
グによって取り去られた部分をうめる形で第２のウェハ
を形成する処理が可能である必要がある。今、エツチン
グの完了した第１のウェハの上に別の材料を成長させて
上記の第２のウェハの材料を形成したとすると、この第
２の材料の面は第１のウェハの材料が取り去られた部分
にくほみが生ずる。このくほみ以外の第２ウエハの部分
の材料が取り去られるものである。このため次のような
処理を行う。第２の材料の上に再゛びレジスト剤を塗布
し、第１のウェハを加工するときに用いたマスクを通し
て第２のウェハ上のレジスト剤を照射する現像工程を行
う。これはネガ形の現像となる。即ち、照射されず変質
してない部分のレジスト剤が除去され、除去された部分
の材料をエツチングする。その後、レジスト剤は除去さ
れる。このとき第１のウェハに用いたマスクの逆のパタ
ーンを用いるとポジ形の現像工程となる。

即ち、照射されて変質した部分のレジスト剤が除去され
、その部分の材料がエツチングされる。

第６Ａ図は、上記の方法によって２つの異なる材料の立
体的な分布からなる構造を形成する例を示すもので、半
導体ウェハ１０の表面には微細加工技術などを用いてデ
バイス２０が形成されており、その表面には通常、保護
膜３０が形成されている。第６Ａ図（ト）はこの様子を
示すものである。

保護膜３０には、Ｓ□０．などの酸化膜が用いられるが
、樹脂等の絶縁を用いることができる。次に、第６Ａ図
ｆｓ）で示されるように、保護膜３０の所望の部分に＼
上記の方法によって開口部４０を形成する。しかる後に
、第６Ａ図Ｃ）で示すように、その他の材料５０を開口
部４０を含も保護膜３０の上面に形成する。次に、第６
Ａ図０）に示すように、この材料５０を第６人口の）で
形成した開口部４０のみ残してエツチング除去する。こ
のとき、材料δＯと共に保護膜３０が同時にエツチング
されないよう、保護膜３０と材料５ｏの組合せを考える
必要がある。次に、第６Ａ図（Ｅ）に示すように、再び
表面に保Ｊｉ！Ｈ［Ｇ！３１をｉ成する。以下、この保
護膜３１に対して第６Ａ図（Ａ）〜（Ｄ）に用いたのと
同じ工程を繰り返し、第６Ａ図（Ｆ）に示されるような
構造を得ることができる。

第６Ａ図に示す多層工程における各加工層は、それぞれ
厚さをもっている。このことによって、サイドエツチン
グが起る。第６Ａ図においては、このサイドエツチング
とサイドにおける盛り上り現像を無視して画いである。

サイドエツチングが行われる場合は、レジストの縁辺が
ら加工層パターンの側面がエツチングされ、仕上り寸法
Ｌ　はレジスト寸法ＬＥ　より小さくなる。第６Ｂ図（
Ａ）。

（Ｂ）はこの様子を示すもので、θはレジスト、＠は加
工層、■は基板である。（Ａ）はエツチング前、（Ｂ）
はエツチング後の様子を示す。サイドエツチングの大き
さは変換ｆｉ　Ｌ、　−Ｌｐによって表わされ、これは
加工層の膜の厚さに比例して大きくなる。従って、本発
明の工程の場合、材料の継ぎ目において隆起が生ずる可
能性があるが、この大きさはこのサイドエツチングの大
きさによって左右される。マスクの寸法は、これらサイ
ドエツチングを利用して隆起をなくすための大きさを見
込んで定めることとなる。第６Ｂ図（Ｃ）　、　（Ｄ）
。

（Ｅ）は第６Ａ図（Ｂ）　、（Ｃ）　、（Ｄ）に示す工
程を上記のようなサイドエツチングと、それによって材
料の継ぎ目に生ずる隆起が調整された結果を示すもので
ある。従って、　第６Ａ図（Ｆ）に示す２なる構造の界
面は、実際には図のように清らがではなくなる。このこ
とから、これらの立体的構成の寸法の精度は、サイドエ
ツチングの大きさによって定まることとなる。

上記の方法によれば、複数種類の材料の立体的な分布を
作ることができる。本発明では、これらの方法を複数の
平面を重ねる形式をとる多層システムを構成することを
可能とするものであって、第６Ａ図は下層平面の電子回
路デバイスのシステム２０に対して、第６Ａ図（Ｆ）の
２なる構造によってさらに上面に積層して作られる電子
回路デバイシステムとの結合を行うことが可能である。

Ｋｇ　ｅ　Ａ図（Ｆ）の２なる構造の材料は、先導性の
ものとすれば、上下層システムの光による結合が可能で
あり、導電性の材料ならば電気的結合が可能である。

次に、デバイスの内部の構造については、ｐ形およびｎ
形半導体の分布が必要である。このために第６Ａ図の方
法をそのまま用いることはできないが、これらの方法を
用いられる材料に応じて変形することによって、ｐ′ｒ
Ｌ接合の立体的な分布を作ることができる。先づ、単結
晶シリコンなど単結晶半導体を用いる場合においては、
導体基板上に単結晶半導体を気相成長させ、更にその上
に酸化膜の気相成長を行う。その上にレジスト膜を塗布
し、ｎ形半導体とする部分に粒子線照射を行い、照射さ
れない酸化膜をエツチングしユ形の不純物の熱拡散を行
う。

残った酸化膜を溶解して再び全面に酸化膜の気相成長を
行い、ｐ影領域とする部分に同様の処理を行ってｐ形拡
散を行う。この方法は、後述のように上記導体基板をエ
ツチングによって除法する必要から立体化の上で融通性
に欠ける点がある。構成法に融通性をもたせるには、基
板が絶縁物となる場合がある。この場合、上記のような
方法でｐｎ接合を作ろうとすると、半導体部分は多結晶
となり、不純物を拡散させることができない。単結晶を
用いずに不純物を混入し、所要のｐｎ接合の立体的分布
を作るには、単結晶半導体ではなく、アモルファス半導
体を用いる。これは直流のグロー放電分解により形成さ
れるもので、ｎ形不純物としてＰＨｓ、ｐ形不純物とし
てＢ　、　Ｈ、などが用いられ、これらをドーピングす
るには単結晶シリコンの場合と同様、ＳＨ，にＰＨ，、
あるいはＢ。

Ｈ６を混合することにより行う。

ｍ６ｃ、６Ｂ図は、第６Ａ図の方法をアモルファスシリ
コンなどの半導体を材料とじＭＯＳデバイスを構成する
場合に適用するものである。第６Ｃ図において、（Ａ）
は１０なる絶縁物基板上に上記のグレー放電によって２
０なるｐ形の不純物を含む半導体を形成する工程の結果
を示す。次に（Ｂ）は（Ａ）の２０をエツチングするこ
とによつて得られるものである。これはレジスト像によ
るドライエツチング法などによるものでエツチングガス
とＬ／　テＣＦ４．　ＣＦ、　＋　０．　、　ＣＦ、　
十Ｎ、すどを利用する。（Ｃ）においては（Ｂ）の全面
に酸化物の気相成長を行い、ｌｌなる絶縁膜を形成する
。（Ｄ）では、１１の２０の上の部分をエツチングする
。この場合、絶縁膜がＳ工０．である場５、エツチング
ガスとしてＨＦガスを用いるなど、半導体をエツチング
する場合に用いるものとは異なるものが用いられる。（
Ｅ）では（Ｄ）の構造の全面に酸化膜などの気相成長を
行い、（Ｆ）において２０なるｐ形２（′−導体の上に
窓をあけ、（Ｇ）のように２１なる同じｐ形半導体を上
記の方法で成長エツチングし、（Ｈ）なる構成とする。

こ°こで、（Ｈ）において、ＭＯＳデバイスのｎ形半導
体を形成すべく１２なる絶縁物の２０なるｐ形半導体の
上の部分をエツチングする。このとき用いたレジスト膜
をそのままとし、（Ｊ）のように３０なるｎ形半導体を
ｐ形半導体の方法と同種の方法によって成長させ、エツ
チングレジスト膜を除去することによって、（Ｋ）の構
成とする。第６Ｃ図（ｂ）（Ｌ）〜（０）までの処理は
、４ｏなる絶縁膜と５０なる導体材料によってＭＯＳデ
バイスとその電極を作る工程を示すものである。第６ｃ
図（Ｐ）は上記の工程で構成されたＭＯＳデバイスで、
０、θ、■は同図（０）にも示すようにその電極である
。（Ｐ）の■、■は例えば第６Ａ図（Ｆ）の２で示され
る導体であって、より下層の電子回路デバイスに接続さ
れる。（Ｐ）の■とのを作る工程については、第６Ｃ図
（Ａ）〜（０）には含まれていない。上記電極工程を含
めれば（Ａ）〜（０）のほかに４つの工程が増加する。

本発明では、上述のように第１のウェハのエツチングに
よって取り去られた部分を、第２のウェハでうめるよう
に加工を行うものであって、Ｐ形、およびｎ形半導体の
空間的な分布を層によって制御するものである。第６Ａ
図（Ｆ）の１０．２０のように、従来の微細加工技術に
よって作られたデバイスに適ルすれば複数の層からなる
集積回路を相互に接続することが可能である。この場合
、最下層以外の層はｆＲＱｃ図（Ｐ）に示すようなデバ
イスからなるシステムによる集積回路となる。

第６Ｃ図（Ｐ）に示すデバイスによって集積回路を作る
には、次のような方法を例としであげることができる。

即ち、同図（Ｐ）を上部から見た構成は、同図（Ｑ）上
段のようになる（Ｑ）の■。

Ｏ１θｌＯ＋■は、（Ｐ）の同じ記号が示す構成に対応
し、さらに（Ｑ）のＯ２０，■、■は（Ｐ）と同時に作
られたデバイスの電極である。このデバイスは、例えば
ダイオードであるとすると、このダイオードのｐｎ接合
部分の構造は、第６Ｃ図の（Ｆ）＝　（０）までの各工
程と同時に作られるものであり、この構造より下の層の
部分は、第６Ｃ図の（Ａ）〜（Ｅ）なる工程に並行して
行わ゛れるが、この工程における半導体部分２０以外の
部分と同様に絶縁物の成長によって構成される。

また、ＭＯ８形素子を用いる電子回路図において、抵抗
に相当する素子は、第６Ｃ図（ｐ）と同じ要素からなっ
ており、第６ＣＩＫの各工程において構成され、その端
子は（Ｑ）のＯ１■、θ、０．０と同じ構成となる。こ
れらのデバイス間の接続は、第６Ｃ図（Ｑ）に示す端子
間を導体によって接続すること「よって行うもので、（
Ｑ）に示すような接続面に保護膜と端子導体の一層だけ
の成長を行い、その上面に金属導体の蒸着を行い、（Ｑ
）に示す端子を接続する配線パターンを窓とするマスク
によってエツチングを行う。交叉配線が生ずる場合には
、その端子と保護膜の成長をもう一層構成して、同様の
処理によって配線を行う。

本発明によれば、デバイス間の接続を接続面をなす層を
設けて行う。接続縁が交叉するような事態が起これば、
さらに接続面をなす層を作ればよいので、従来の集積回
路の場合のようにいわゆるトポロジカルな問題は起って
来ない。しかし、工程をできるかぎり少くするには、デ
バイス間の接続は一層の内部で行われるようにする必要
がある。

工程を少くするもう一つの配慮は、それぞれの層に含ま
れるデバイスの数を多くシ、シかも用いられる材料を少
くする必要がある。特に、第６Ｃ図の４０なる層、即ち
、ＭＯ８構造における絶縁層のように層の厚さを小さく
する必要がある場合には、その他のデバイスについても
層を合わせる必要がある。第６Ｄ図は、このような工程
の例を示すもので、図の１．２．　・・・δは層の番号
であり、■、＠、θはそれぞれバイポーラトランジスタ
とそれを用いる回路で抵抗の役割をもつデバイス。

ダイオード、およびアナログ回路における乗算を行うＭ
ＯＳデバイスである。３層は、ＭＯＳデバイスθでは、
ベースとなる絶縁層であり、■ではバイポーラ構造にお
けるベースとなるｐ形半導体の部分になる。＠なるダイ
オードはθ、Ｏのように特に厚さの小さい層を必要とし
ないが、他のデバイスと工程を合わせるために、ｐ形半
導体の層の工程を入れている。１なる層は絶縁物とＰ形
′半導体、２は導体、ｐ形半導体、ｎ形半導体、および
絶縁物からなり、その他の層は２Ｍよりは材料の数は少
い。従って、第６Ｅ図の工程は、第６Ｄ図の（Ｐ）の場
合と同じになる。以上のような考え方によって、ＮＡＮ
Ｄ回路をベースにした論理回路を作るに必要な基本的な
デバイスの構成法は、第６Ｆ、６Ｇ図のようになる。（
Ａ）、（Ｂ）。

（Ｃ）は、それぞれインバータ、ＮＡＮＤ、およびＮＯ
Ｒ回路であり、それぞれの図において■。

＠、θはそれぞれ回路図、多層構成の平面図、および同
じ多層構成の側面図を示す。側面図の右側の数字は屑の
番号であり、これらのデバイスは同一工程において構成
され、その上面に接続面を構成し配線のためのエツチン
グ工程によって配線される。接続面は交叉が生ずる場合
は、２１’Ｆ１以上になる。また、フリップ・フロップ
などの記憶回路についても同様にして構成され、第６Ｇ
図（Ｄ）のようになる。ここでＱ０〜Ｑ、は第６Ｄ図（
Ｐ）のようなＭＯＳデバイスであり、■、＠、θはそれ
ぞれ回路図、平面図、側面図である。この回路の場合、
第６Ｆ図（Ａ）〜（Ｃ）と層を合わせるために、交叉配
線をう回させる構成とした。

バイポーラトランジスタについても、同様の論理回路用
基本回路を考えることができる。これは、第６Ｅ図ｅ）
なるデバイスを素子として用いるもので、同図左側に示
す層番号のり・ち、５層を用いて配線を行うもので、も
し、第６Ｅ図○なる乗算デバイスを用いなければ、Ｍ、
ＯＳデバイスより少い４層で基本回路を作ることができ
る０第６Ｈ１６Ｉ図は、第６Ｆ、６Ｇ図のＭＯＳ形のＮ
　Ａ　Ｎ　Ｄ　、１４本回路に対応したバイポーラトラ
ンジスタによるＮＡＮＤ基本回路である。

以下ｕｔ６Ｈ，６Ｉ図に関する説明は、第６Ｆ、６Ｇ図
に関する説明において、ＭＯＳデバイスをバイポーラデ
バイスと読み替えたものとなる。

効　果 以上説明したようじ１本発明によれば、動作初期におけ
る識別レベル数を少なくする過程を経て動作確立を容易
にするので、変復調器で高能率伝送を可能とする判定依
存の制御を行うことによ°す、高速化が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１Ａ図は本発明の実施例を示す変復調ユニットに用い
る演算回路のブロック図、第１Ｂ図、第１ｃ図は第１Ａ
図のシフトレジスタＡ工、Ｂ、の部分の詳細図、第２Ａ
図、第２Ｂ図は（２，１１）式を処理する回路のブロッ
ク図、第２Ｃ図は自動等化処理回路のブシツク図、第２
Ｄ図はトランスパーサル・フィルタの調整処理回路のブ
ロック図、第２Ｅ図は（２，１ｅ）　、　（２，１９）
式の処理回路のブロック図、第２Ｆ図は直列形自動等化
器の出力エラーの予測値をめる回路の図、［２Ｃ図はシ
フトレジスタのブロックＮの回路図、第３Ａ図は低域通
過フィルタを用いる回路の図、第３Ｂ図はディジタル・
フィルタの処理回路の図、第３Ｃ図は多重ラグ・フィル
タ回路の構成図、第３Ｄ図は＠２Ｇ図のブレツクＮのか
わりの回路の構成図、第３Ｅ図はマスク・クロック発振
回路のブロック図、ｆｆ１３Ｆ図は（３，９）　、　（
５，１０）式を処理する回路の図、第３Ｇ図はタイミン
グ調整処理回路の図、第３Ｈ図は（５゜１４）式の計算
処理回路の図、第４Ａ図は復調側のスタート・シーケン
スの状態転移図、第４Ｂ図は復調部の制御回路のブロッ
ク図、第４Ｃ図は変調側のスタート・シーケンスの状態
転移図、第４Ｄ図は第４Ｃ図の制御を行う処理回路のブ
ロック図、第４Ｅ図は受信変調波ＡＧＣ回路のブロック
図、第４Ｆ図は、処理回路と周辺回路の全体系統図、第
４Ｇ図は送受信間のり夕、−ン・ロスを保つ回路の信号
処理図、第４Ｈ図は（４，８）　ｌ　（４，９）式の処
理フロー図、第４１図はクロック供給回路のブロック図
、第５Ａ図は第４Ｆ図の変鯛部（ＭＯＤ）の内部構成図
、第５Ｂ図は第４Ｆ図の復調部（ＤＥＭ）の内部構成図
、第５Ｃ図は第５Ａ図と第５Ｂ図のＡ、Ｂ、Ｃ，Ｃ□〜
Ｃ３の各処理ユニットの内部構成図、第６Ａ図は異なる
材料の立体的分布からなる描造の断面図、第６Ｂ図はエ
ツチング前後の多層工程図、第６Ｃ図、第６Ｄ図は第６
Ａ図において、アモルファス・シリコン等の半導体を材
料としてＭＯＳデバイスを・構成する場合の図、第６Ｅ
図はの抵抗トランジスタ、＠ダイオード、゛θ乗算デバ
イスの交叉配線の断面ｍ造園、第６Ｆ図、第６Ｇ図は（
Ａ）インバータ、（Ｂ）ＮＡＮＤ。 （Ｃ）ＮＯＲ，（Ｄ）記憶デバイスについての多層構成
の平面、側面図、第６Ｈ図、第６１図は（Ａ）インバー
タ、（Ｂ）ＮＡＮＤ、（Ｃ）ＮＯＲ，＜Ｄ）記憶デバイ
スについてのバイポーラ・トランジスタによる回路構成
図である。 １０＝半導体ウェハ、２０デバイス、３０＝保護１漠、
４０：開口部。 ｊ４７４ Ｈト １−　１１１Ｉ °　１　１　１　・　１１　。 図　１ １　ｌ　＋　１１１１１ ｋ　、　１＋　１１１１１ 第　２０　図 Ｏｈ０ 第　３　Ａ　図 Ｘ’（ｋＴ２）　Ｙ’（ｋＴ２） 第　３Ｂ’　図 （ａ） 第　３　Ｅ　図 第　３　Ｆ　図 Ｚ（ｋＴ２） 第４Ｂ図 第　４　Ｃ図 第　４　Ｇ　図 （ａ） 第　４　Ｈ図 （ａ） ωＢＯＴ　’ 第　ヰ　エ　図 第　６　Ａ　図 ３０ 第　６　Ｂ　図 第　６　Ｃ図 ５１５６Ｄ　図 ０ 第６Ｅ図 ■　＠ 第　６　工　図 （至） 手続補正書（方式） ％式％（６ １事件の表示 昭和　５８年　特　許願第１６５９９８号２・発明の名
称　変復調器のスター１へ方式３　補正をする者 事件との関係　特許出願人 ４、代理人

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （υ受信波の切断により、周波数分割で作成されたパッ
   クワード・チャネルを通して送信側に信号を送り、送受
   同時に開始される変復調器のスタート方式において、ス
   タート動作時間を複数の期間に分割し、該期間のうちの
   初期期間では２相または４相位相変調方式の伝送を行い
   、後期期間では多状態変調の伝送を行うことを特徴とす
   る変復調器のスタート方式。 （ａ前記スタート動作を行う処理ユニットは、複数の居
   を借成することにより内部ブロック間の°接続を行い、
   数理的にめたサンプル値動作式を演算処理することによ
   りスタート動作を行うことを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の変復調器のスタート方式。