JPS6056334B2 - 電気信号量子化装置 - Google Patents
電気信号量子化装置Info
- Publication number
- JPS6056334B2 JPS6056334B2 JP51060687A JP6068776A JPS6056334B2 JP S6056334 B2 JPS6056334 B2 JP S6056334B2 JP 51060687 A JP51060687 A JP 51060687A JP 6068776 A JP6068776 A JP 6068776A JP S6056334 B2 JPS6056334 B2 JP S6056334B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- value
- signal
- quantization
- calculating
- new
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
- H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
- H03M7/3053—Block-companding PCM systems
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/02—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation
- H03M3/022—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation with adaptable step size, e.g. adaptive delta modulation [ADM]
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電気信号の量子化技術に関し、更に詳・細には
量子化雑音を最小にするための量子化技術に関する。
量子化雑音を最小にするための量子化技術に関する。
伝送の分野ではますますディジタル・システムが用いら
れている。
れている。
情報を表わすアナログ信号が標本化され振巾の量子化が
行われる。アナログ信号の持つ連続的な値が個別的な値
に変えられ、２進符号化される。これにより、伝送され
るべきアナログ信号は伝送路の長さによつて影響される
ことの少ない２進符号数列により表わされる。この場合
、伝送路に沿つて設けられるレピータは２進値の判定を
行うだけでよく、レピータの仕事が容易になる。加えて
、信号のディジタル処理によれば、電話網の時分割多重
通信の原理を簡単に且つ経済的に適用することが可能に
なる。更に、標本値をコンピュータのバルク●メモリに
貯蔵し必要に応じて選択的に取出すこともできる。信号
の量子化を用いる主要なシステムはパルス符号変調（Ｐ
ＣＭ）、定差変調又は差分パルス符号変調（ＤＰＣＭ）
に基いて動作する。
行われる。アナログ信号の持つ連続的な値が個別的な値
に変えられ、２進符号化される。これにより、伝送され
るべきアナログ信号は伝送路の長さによつて影響される
ことの少ない２進符号数列により表わされる。この場合
、伝送路に沿つて設けられるレピータは２進値の判定を
行うだけでよく、レピータの仕事が容易になる。加えて
、信号のディジタル処理によれば、電話網の時分割多重
通信の原理を簡単に且つ経済的に適用することが可能に
なる。更に、標本値をコンピュータのバルク●メモリに
貯蔵し必要に応じて選択的に取出すこともできる。信号
の量子化を用いる主要なシステムはパルス符号変調（Ｐ
ＣＭ）、定差変調又は差分パルス符号変調（ＤＰＣＭ）
に基いて動作する。
これらのシステムの場合は、符号化されるべき値を最も
近似した量子化レベルに丸めることにより、標本値又は
或る標本点からもう１つの標本点までの信号の変化が符
号化される。どのような符号化方法が用いられるとして
も、量子化した場合は、符号化された信号と原信号との
間に差が生じる。
近似した量子化レベルに丸めることにより、標本値又は
或る標本点からもう１つの標本点までの信号の変化が符
号化される。どのような符号化方法が用いられるとして
も、量子化した場合は、符号化された信号と原信号との
間に差が生じる。
この差は量子化雑音として現われるが、量子化雑音は最
適符号化が得られるように最小レベルまで減じられるべ
きである。量子化雑音を減じるための技術としては従来
から種々のものが知られている。しかし、従来はその時
々の情報信号について実時間て動作することができる簡
単且つ経済的な量子化装置が存在しなかつた。
適符号化が得られるように最小レベルまで減じられるべ
きである。量子化雑音を減じるための技術としては従来
から種々のものが知られている。しかし、従来はその時
々の情報信号について実時間て動作することができる簡
単且つ経済的な量子化装置が存在しなかつた。
従つて本発明の目的は、量子化雑音を低くし且つ比較的
低いビット速度で標本値を符号化することである。
低いビット速度で標本値を符号化することである。
もう１つの目的は、符号化されるべき信号の１つのセク
ションを各々が表わすブロックで取られる標本値を符号
化するのに必要なビット速度を減じることである。
ションを各々が表わすブロックで取られる標本値を符号
化するのに必要なビット速度を減じることである。
次に本発明について説明する。
符号化されるべき信号は複数個の標本より成るブロック
として現われる。例えば、音声の場合、１秒当り８００
媚の割合で供給される標本は夫々６４個（Ｎ＝７）の標
本より成るブロックで符号器に送られる。先ず最初、各
標本は１ビットを用いて符号化されるべきものとし且つ
量子化の後に伝送されるべきビット数列がＮ個の標本の
ブロックにより表わされる信号セクションに可能な限り
近づくように量子化装置に割当てられるべき特性が捜し
求められるものとする。Ｓｎ（ｎ＝１・・・・・Ｎ）は
量子化されるべき原信号の標本値（直接又は差分）であ
るとし、Ｓｎは再生される信号としＱは選択された量子
化ステップ、Ｆｎは標本ブロックの量子化を表わす相対
的な整数の数列、Ｃｎは基準多項式の値とすると、この
時は次式が成立する。Ｓｎ＝Ｃｎ＋Ｑ●Ｆｎ ｌブロック内の量子化を最適化する、従つて所与の基準
に関して、原信号と再びつくられる信号との間の総誤差
Ｅを最小にするＣｎ，．Ｑ及びＦｎの値を捜し求めてみ
る。
として現われる。例えば、音声の場合、１秒当り８００
媚の割合で供給される標本は夫々６４個（Ｎ＝７）の標
本より成るブロックで符号器に送られる。先ず最初、各
標本は１ビットを用いて符号化されるべきものとし且つ
量子化の後に伝送されるべきビット数列がＮ個の標本の
ブロックにより表わされる信号セクションに可能な限り
近づくように量子化装置に割当てられるべき特性が捜し
求められるものとする。Ｓｎ（ｎ＝１・・・・・Ｎ）は
量子化されるべき原信号の標本値（直接又は差分）であ
るとし、Ｓｎは再生される信号としＱは選択された量子
化ステップ、Ｆｎは標本ブロックの量子化を表わす相対
的な整数の数列、Ｃｎは基準多項式の値とすると、この
時は次式が成立する。Ｓｎ＝Ｃｎ＋Ｑ●Ｆｎ ｌブロック内の量子化を最適化する、従つて所与の基準
に関して、原信号と再びつくられる信号との間の総誤差
Ｅを最小にするＣｎ，．Ｑ及びＦｎの値を捜し求めてみ
る。
この場合総誤差Ｅは次式により与えられる。ここで記号
１１は項の絶対値を表わし、ｐは理論的には１以上の任
意の整数である。
１１は項の絶対値を表わし、ｐは理論的には１以上の任
意の整数である。
実際には、ｐ＝２の２次の平均誤差について考えれば充
分であり、この場合誤差Ｅは次式の如くなる。この時Ｅ
はパラメータＣｎ及びＱの凸関数であり、その最小値は
Ｃｎ及びＱに関する導関数が打消される場合に求められ
る。
分であり、この場合誤差Ｅは次式の如くなる。この時Ｅ
はパラメータＣｎ及びＱの凸関数であり、その最小値は
Ｃｎ及びＱに関する導関数が打消される場合に求められ
る。
これから、次式が得られる。
及び
ＦｎはＣｎ及びＱに依存するから、Ｃｎ．．Ｑ及びＦｎ
を含む式は線形ではない。
を含む式は線形ではない。
従つて式（１）及び（２）はＣｎ及びＱについて置換を
施すことにより反復的プロセスで解かれる。第１図は、
信号Ｓｎの量子化を最適化する方法を実施する装置の機
能的ブロック図である。
施すことにより反復的プロセスで解かれる。第１図は、
信号Ｓｎの量子化を最適化する方法を実施する装置の機
能的ブロック図である。
符号化されるべき各ブロックの標本値はゲートＡ１、能
論理回路０１を介して長さＮＴ（Ｔは符号化されるべき
信号の標本期間）の遅延線ＤＬｌの入力に印加される。
Ｄｌ４の出力は第２のゲートＡ２及び０１を介してその
入カヘフイードバツクされる。制御信号ＧはＧ＝１の時
Ａ１を開き、Ｇ＝０の時インバータ１により〜を開く。
この回路は１ブロック内のＮ個の標本を遅延線Ｄ］−１
に入れそして反復的″プロセスにより必要とされる回数
だけそれらを循環させる。ＳｎＯが符号化されない原標
本であるならば、これらの標本値は先ず加算器ＡＤＤｌ
の入力に印加され、ここで、ＳｎＯと最初０の値の取る
基準項Ｃｎとの減算が行われる。ＡＤＤｌの出力は量子
化装置Ｑへ数列Ｓｎｌを与え、量子化装置Ｑはビット数
列Ｆｎｌを与える。初期設定において、ＣｎＯは０にさ
れ、Ｆｎは例えばＳｎｌの符号を表わす。これら２つの
シーケンスＦｎｌ及びＳｎｌは計算装置Ｃ（Ｃ，Ｑ）へ
印加され、これにより、式（１）及び（２）を満たすパ
ラメータＣｎｌ及びＱ１の値が決められる。勿論、これ
らのパラメータは特定のコンピュータを用いて又は後述
する回路を用いて求められうる。
論理回路０１を介して長さＮＴ（Ｔは符号化されるべき
信号の標本期間）の遅延線ＤＬｌの入力に印加される。
Ｄｌ４の出力は第２のゲートＡ２及び０１を介してその
入カヘフイードバツクされる。制御信号ＧはＧ＝１の時
Ａ１を開き、Ｇ＝０の時インバータ１により〜を開く。
この回路は１ブロック内のＮ個の標本を遅延線Ｄ］−１
に入れそして反復的″プロセスにより必要とされる回数
だけそれらを循環させる。ＳｎＯが符号化されない原標
本であるならば、これらの標本値は先ず加算器ＡＤＤｌ
の入力に印加され、ここで、ＳｎＯと最初０の値の取る
基準項Ｃｎとの減算が行われる。ＡＤＤｌの出力は量子
化装置Ｑへ数列Ｓｎｌを与え、量子化装置Ｑはビット数
列Ｆｎｌを与える。初期設定において、ＣｎＯは０にさ
れ、Ｆｎは例えばＳｎｌの符号を表わす。これら２つの
シーケンスＦｎｌ及びＳｎｌは計算装置Ｃ（Ｃ，Ｑ）へ
印加され、これにより、式（１）及び（２）を満たすパ
ラメータＣｎｌ及びＱ１の値が決められる。勿論、これ
らのパラメータは特定のコンピュータを用いて又は後述
する回路を用いて求められうる。
Ｃｎ及びＱの新たな値即ちＣｎｌ及びＱ１はＣｎｌ及び
Ｑ１の伝送に遅延ＮＴを与える遅延線ＤＬ２，ＤＬＪへ
与えられる。
Ｑ１の伝送に遅延ＮＴを与える遅延線ＤＬ２，ＤＬＪへ
与えられる。
数列ＳｎＯが再び加算器ＡＤＤｌに与えられる間にＡＤ
ＤｌはＣｎｌを受取つてＳｎ２＝ＳｎＯ−Ｃｎｌを発生
し、Ｓｒｌ２は情報Ｑ１を受取る量子化装置Ｑへ印加さ
れる。
ＤｌはＣｎｌを受取つてＳｎ２＝ＳｎＯ−Ｃｎｌを発生
し、Ｓｒｌ２は情報Ｑ１を受取る量子化装置Ｑへ印加さ
れる。
装置Ｑは例えばＳｎＯ−Ｃｎｌの符号を検出して数列Ｆ
ｎ２を与える。数列Ｆｎ汲びＳギはＱ及びＣｎ２を求め
るために用いられる。このプロセスは（１＋１）番目の
反復を示す一般式に従つて続けられる。そして、数列Ｓ
ｎＩ＋１及びＦｎＩ＋１はＱＩ＋１及びＣｌ＋１を与え
る。
ｎ２を与える。数列Ｆｎ汲びＳギはＱ及びＣｎ２を求め
るために用いられる。このプロセスは（１＋１）番目の
反復を示す一般式に従つて続けられる。そして、数列Ｓ
ｎＩ＋１及びＦｎＩ＋１はＱＩ＋１及びＣｌ＋１を与え
る。
原則的には、或る回数だけ反復プロセスを行えば、Ｃｎ
はわずかに変化し、そして最適量子化が得られる。
はわずかに変化し、そして最適量子化が得られる。
数列Ｆｎ及び最終項Ｃｎ及びＱは最小の平均２乗誤差で
符号化される信号のパラメータをディジタル的に表わす
。実際には、次の関数を用いることにより反復プロセス
を実行することが可能である。
符号化される信号のパラメータをディジタル的に表わす
。実際には、次の関数を用いることにより反復プロセス
を実行することが可能である。
この楊合、最終数ダＷｎ及びＱへ関連されるべき項Ｃｎ
は相次ぐ反復のＣｎを累積することにより得られる。
は相次ぐ反復のＣｎを累積することにより得られる。
加えて、反復は原則的には最終値ＣｎをＯにする。実際
には、このプロセスは所与の回数（例えば１（２））の
反復後に停止される。Ｃｎは上で基準多項式であると示
した。一般に、０次（Ｃｎ＝ｃ１ここでＣは定数）又は
１次（Ｃｎ＝ＮｘＣ）の多項式で充分である。最初の場
合、式（１）及び（２）は次式を与える。書き直せば次
式の如くなる。
には、このプロセスは所与の回数（例えば１（２））の
反復後に停止される。Ｃｎは上で基準多項式であると示
した。一般に、０次（Ｃｎ＝ｃ１ここでＣは定数）又は
１次（Ｃｎ＝ＮｘＣ）の多項式で充分である。最初の場
合、式（１）及び（２）は次式を与える。書き直せば次
式の如くなる。
装置Ｃ（Ｃ，Ｑ）は第２図に概略的に示されるように実
施できる。
施できる。
第２図一第５図では、記号Ｍは直列一並列乗算器を示し
、Ａｄは直列加算器、Ｄは直列一並列除算器、Ｔは値Ｔ
の遅延素子を示す。Ｓｎｉ＋１を受取る入力は乗算器Ｍ
１の入力及び加算器Ａｄｌの入カへ接続される。Ｆｎｉ
＋１を受取る入力は乗算器鳩の２つの入力及びＭ１の第
２の入力へ接続される。入力Ｓｒｌｌ＋１及びＦｎ！＋
１は夫々Ａｄｌ及びＡｄ３の入カへ接続される。Ａｄｌ
及びＡｄ３の出力は値Ｔの遅延を与える素子を通してそ
れらの第２の入カヘフイードバツクされ、組合せ（Ａｄ
ｌ，３）及び（Ａｄ３，Ｔ）は累算器として動作する。
Ｍ１及びＭ２の出力は累算器（Ａｄ２，Ｔ）及び（Ａｄ
４，Ｔ）の入カへ接続される。Ａｄｌの出力はＭ４，Ｍ
５の入カへ接続され、Ａｄ２の出力はＡｄ５，Ｍ６に印
加され、Ａｄ３の出力はＭ６，Ｍ５，Ｍ３に印加され、
Ａｄ４の出力はＭ４，Ａｄ６に接続される。Ｍ５の出力
はＡｄ５（負入力）に接続され、Ａｄ５の出力はＤ２へ
接続される。Ｍ６の出力はＡｄ７（負入力）に接続され
、Ｍ４の出力はＡｄ７に接続される。Ａｄ７の出力はＤ
１に接続され、Ｍ３の出力はＡｄ６（負入力）へ接続さ
れる。Ａｄ６の出力はＤｌ，Ｄ２に接続され、Ｄｌ，Ｄ
２の出力はＣｉ＋１及びＱｉ＋１を与え・る。累算器Ａ
ｄｌ−Ａｄ４及び乗算器Ｍ３は夫々次の値を与える。実
際には、加算器Ａｄ５−Ａｄ７は減算を行う。
、Ａｄは直列加算器、Ｄは直列一並列除算器、Ｔは値Ｔ
の遅延素子を示す。Ｓｎｉ＋１を受取る入力は乗算器Ｍ
１の入力及び加算器Ａｄｌの入カへ接続される。Ｆｎｉ
＋１を受取る入力は乗算器鳩の２つの入力及びＭ１の第
２の入力へ接続される。入力Ｓｒｌｌ＋１及びＦｎ！＋
１は夫々Ａｄｌ及びＡｄ３の入カへ接続される。Ａｄｌ
及びＡｄ３の出力は値Ｔの遅延を与える素子を通してそ
れらの第２の入カヘフイードバツクされ、組合せ（Ａｄ
ｌ，３）及び（Ａｄ３，Ｔ）は累算器として動作する。
Ｍ１及びＭ２の出力は累算器（Ａｄ２，Ｔ）及び（Ａｄ
４，Ｔ）の入カへ接続される。Ａｄｌの出力はＭ４，Ｍ
５の入カへ接続され、Ａｄ２の出力はＡｄ５，Ｍ６に印
加され、Ａｄ３の出力はＭ６，Ｍ５，Ｍ３に印加され、
Ａｄ４の出力はＭ４，Ａｄ６に接続される。Ｍ５の出力
はＡｄ５（負入力）に接続され、Ａｄ５の出力はＤ２へ
接続される。Ｍ６の出力はＡｄ７（負入力）に接続され
、Ｍ４の出力はＡｄ７に接続される。Ａｄ７の出力はＤ
１に接続され、Ｍ３の出力はＡｄ６（負入力）へ接続さ
れる。Ａｄ６の出力はＤｌ，Ｄ２に接続され、Ｄｌ，Ｄ
２の出力はＣｉ＋１及びＱｉ＋１を与え・る。累算器Ａ
ｄｌ−Ａｄ４及び乗算器Ｍ３は夫々次の値を与える。実
際には、加算器Ａｄ５−Ａｄ７は減算を行う。
ＮＷｌをΣで書き表わすと、これらの加算器は夫々次の
値を与える。この時、Ｄ１の出力にＣ［＋１が得られ、
Ｄ２の出力にＱｉ＋１が得られる。
値を与える。この時、Ｄ１の出力にＣ［＋１が得られ、
Ｄ２の出力にＱｉ＋１が得られる。
１次の量子化が行われるべき時はＣｎ＝ＮｘＣにされる
。
。
平均２乗誤差は次の如くなる。Ｅを最小にするＣ及びＱ
の値は夫々次の如くなる。
の値は夫々次の如くなる。
これらの新たなパラメータはＮ，Ｆｎ，Ｓｎの関数とし
て表わされる。
て表わされる。
第３図は１次の量子化装置のための装置Ｃ（Ｃ，Ｑ）の
実施例を示している。この装置ぱ゜ｎ゛で表わされる入
力及び“゜Σ♂゛により表わされる２つの付加的入力を
含む。入力ｎを与える回路としては、例えば各グループ
の標本値を量子化装置へ与える割合と同じ割合で１から
Ｎまで計数するカウンタが使用される。Σ♂は乗算器の
２つの入カへｎを送り、乗算器の出力を累算器へ送るこ
とにより得ることができる。この形式の回路は第２図及
び第３図に示されている。従つて、第３図に示されてい
る回路について詳細な説明をすることは不必要であろう
。加算器Ａｄ９−Ａｄｌ２を用いる累算器は夫々Ｆｎ２
：Σｎ−Ｆｎ；ΣＦｎ−Ｓｎを供給する。加算器一減算
器Ａｄｌ３−Ａｄｌ５は夫々次の値を供給する。Ａｄｌ
４及びＡｄｌ５の出力をＡｄｌ３の出力で割ると、Ｄ３
はＣｉ＋１を発生しＤ４はＱ′＋１を発生する。ν柄−
＋唱′Ｊ１１ハ小Ｈｌｌ７−ゴ１ｒ斜１ブ！↓笛★柄値
に対して同じであると想定してきた。
実施例を示している。この装置ぱ゜ｎ゛で表わされる入
力及び“゜Σ♂゛により表わされる２つの付加的入力を
含む。入力ｎを与える回路としては、例えば各グループ
の標本値を量子化装置へ与える割合と同じ割合で１から
Ｎまで計数するカウンタが使用される。Σ♂は乗算器の
２つの入カへｎを送り、乗算器の出力を累算器へ送るこ
とにより得ることができる。この形式の回路は第２図及
び第３図に示されている。従つて、第３図に示されてい
る回路について詳細な説明をすることは不必要であろう
。加算器Ａｄ９−Ａｄｌ２を用いる累算器は夫々Ｆｎ２
：Σｎ−Ｆｎ；ΣＦｎ−Ｓｎを供給する。加算器一減算
器Ａｄｌ３−Ａｄｌ５は夫々次の値を供給する。Ａｄｌ
４及びＡｄｌ５の出力をＡｄｌ３の出力で割ると、Ｄ３
はＣｉ＋１を発生しＤ４はＱ′＋１を発生する。ν柄−
＋唱′Ｊ１１ハ小Ｈｌｌ７−ゴ１ｒ斜１ブ！↓笛★柄値
に対して同じであると想定してきた。
いくぶん複雑化した実施例においては、予じめ定義され
る基準に従つて且つ同じ信号セクションにおけるＦｎの
前の変動を考慮に入れて、同じグループ内で種々の変化
する（例えばＱの倍数で変化する）量子化ステップを用
いることが可能である。これによれば、符号化雑音を減
じるようにする適応性のある特性を持つた装置が得られ
る。上においては、夫々Ｓｎの量子化を表わす“゜１゛
と“゜０゛との数列中にＦｎが存在することを示す１ビ
ット符号が用いられた。
る基準に従つて且つ同じ信号セクションにおけるＦｎの
前の変動を考慮に入れて、同じグループ内で種々の変化
する（例えばＱの倍数で変化する）量子化ステップを用
いることが可能である。これによれば、符号化雑音を減
じるようにする適応性のある特性を持つた装置が得られ
る。上においては、夫々Ｓｎの量子化を表わす“゜１゛
と“゜０゛との数列中にＦｎが存在することを示す１ビ
ット符号が用いられた。
Ｆｎを決めるためのアルゴリズムカＧｎ−Ｃｎの符号に
基いて定義される場合、Ｃｎは判定レベルを形成し、Ｃ
ｎを越えるすべての標本値は例えば１として符号化され
、Ｃｎよりも低いものはＯと符号化される。すべての１
のビットは第４ａ図に示されるようにＣｎ＋Ｑの値によ
り表わされ、０により表わされるレベルはＣｎ−Ｑの値
により表わされる。或る場合、特にＰＣＭ変調の場合は
、１ビット符号化は不充分となりうる。本発明の目的と
する量子化装置の最適化プロセスは多ビット符号化に完
全に適用される。この目的のため、Ｓｎの４つの符号化
レベルを２ビットで表わす２ビット符号化方式を一例と
して選ぶ。
基いて定義される場合、Ｃｎは判定レベルを形成し、Ｃ
ｎを越えるすべての標本値は例えば１として符号化され
、Ｃｎよりも低いものはＯと符号化される。すべての１
のビットは第４ａ図に示されるようにＣｎ＋Ｑの値によ
り表わされ、０により表わされるレベルはＣｎ−Ｑの値
により表わされる。或る場合、特にＰＣＭ変調の場合は
、１ビット符号化は不充分となりうる。本発明の目的と
する量子化装置の最適化プロセスは多ビット符号化に完
全に適用される。この目的のため、Ｓｎの４つの符号化
レベルを２ビットで表わす２ビット符号化方式を一例と
して選ぶ。
第４ｂ図に示されるように、これらのレベルはＣｌ，Ｃ
２，Ｃ３により表わされる。従つて次の３つの振巾領域
が得られる。即ち、１つは符号化されるべき信号の最小
レベルとＣ２との間の領域、第２はＣ１とＣ３との間、
第３はＣ２と符号化されるべき信号の最大レベルとの間
の領域である。最適符号化を得るためには、Ｃｌ，Ｃ２
，Ｃ３が量子化されるべき信号の各セクション毎に正し
く位置づけられる必要がある。これらの新たな項（Ｃｌ
，Ｃ２及びＣ３）は１ビット符号化方式での項Ｃｎがそ
うであつたように、各振巾領域内て考えられる。この説
明は本発明の理解を助けるために０次の量子化に関して
いるが、このプロセスは異なる次数（例えば１次）の量
子化にも適用される。最初に、Ｎ個の標本値のセットが
１ビット符号化され、この符号化方式が上記のプロセス
を適用することにより最適化される。これは、最適判定
レベルＣ２の値を与える。レベルＣ２−ＱはＣ１に選ば
れ、Ｃ２＋ＱはＣ３に選ばれる。これにより、図中に１
、２及び３と示されている上記の３つの振巾領域が形成
される。標本値Ｓｎは振巾領域によつて３つのグループ
Ｓｎｌｌ，ＳｎＳｎ２ｌ，Ｓｎ３ｌに分割される。３つ
のグループは別々に処理され、各グループは１ビット符
号化される。
２，Ｃ３により表わされる。従つて次の３つの振巾領域
が得られる。即ち、１つは符号化されるべき信号の最小
レベルとＣ２との間の領域、第２はＣ１とＣ３との間、
第３はＣ２と符号化されるべき信号の最大レベルとの間
の領域である。最適符号化を得るためには、Ｃｌ，Ｃ２
，Ｃ３が量子化されるべき信号の各セクション毎に正し
く位置づけられる必要がある。これらの新たな項（Ｃｌ
，Ｃ２及びＣ３）は１ビット符号化方式での項Ｃｎがそ
うであつたように、各振巾領域内て考えられる。この説
明は本発明の理解を助けるために０次の量子化に関して
いるが、このプロセスは異なる次数（例えば１次）の量
子化にも適用される。最初に、Ｎ個の標本値のセットが
１ビット符号化され、この符号化方式が上記のプロセス
を適用することにより最適化される。これは、最適判定
レベルＣ２の値を与える。レベルＣ２−ＱはＣ１に選ば
れ、Ｃ２＋ＱはＣ３に選ばれる。これにより、図中に１
、２及び３と示されている上記の３つの振巾領域が形成
される。標本値Ｓｎは振巾領域によつて３つのグループ
Ｓｎｌｌ，ＳｎＳｎ２ｌ，Ｓｎ３ｌに分割される。３つ
のグループは別々に処理され、各グループは１ビット符
号化される。
このようにして、Ｆｎｌｌ，Ｆｎ２ｌ，Ｆｎ３ｌが与え
られる。反復プロセスがＳｎｌｌ，Ｆｎｌｌ、Ｓｎ２ｌ
，Ｆｎ２ｌ及びＳｎ３ｌ，Ｆｎ３ｌ夫々に適用され、こ
れにより、Ｃｌｌ，Ｃ２ｌ及びＣ３ｌに対して最適値が
得られる。これらの新たな値はＣｌ，Ｃ２，Ｃ３の前の
値と置き換わり、３つの新たな振巾領域を与える。次に
標準値は３つの新たなグループＳｎｌｌ，Ｓｎ２２，Ｓ
ｎ３２に分割され、各領域について１ビット反復プロセ
スが適用され、新たなＣの値が与えられる。そしてこの
ようなプロセスは、Ｃ１＋Ｑ１＝Ｃ２−Ｑ２及びＣ２−
Ｑ２＝Ｃ３−Ｑ３の関係がほぼ満足されるまで続けられ
る。最後に、標本値は最適判定レベルＣｌ，Ｃ２，Ｃ３
に関するそれらの位置に従つて普通に２ビット符号化さ
れる。例えば、Ｃ１よりも低い標本値は２進００と符号
化され、Ｃ１とＣ２の間のは０１、Ｃ２とＣ３の間のは
１へＣ３を越えるのは１１と符号化される。上記の標本
値により示され且つ解読処理に役立つ基準レベルは次の
如くなる。即ち、００に対してはＣ１−Ｑ１、０１に対
してはＣ１＋Ｑ１＝Ｃ２−Ｑ２、１０に対してはＣ２＋
Ｑ２＝Ｃ３−Ｑ３、１１に対してはＣ３＋Ｑ３である。
これまては、Ｓｎに関しては何の定義もなされなかつた
。ＰＣＭ符号化方式の場合、Ｓｎは量子化されるべき信
号の標本値Ｘｎである。しかし、ＤＰＣＭ方式ではＳｎ
は標本値間の差になる。ＤＰＣＭ変調では、信号インク
レメントが符号化される。量子化雑音は各インクレメン
トに現われるから、ｍ次（ＮＳｍ＼１）の標本値に与え
ら総誤差はｍ個の前のサンプルの量子化雑音の累積とな
る。任意のブロックのｍ次の標本を符号化する値（ケー
スに応じて、１ビット又はそれよりも多いビットになる
。）をＦｍで表わすと、最小にされるべき量子化誤差は
次の如くなる。ここで次式が成立するものとする。
られる。反復プロセスがＳｎｌｌ，Ｆｎｌｌ、Ｓｎ２ｌ
，Ｆｎ２ｌ及びＳｎ３ｌ，Ｆｎ３ｌ夫々に適用され、こ
れにより、Ｃｌｌ，Ｃ２ｌ及びＣ３ｌに対して最適値が
得られる。これらの新たな値はＣｌ，Ｃ２，Ｃ３の前の
値と置き換わり、３つの新たな振巾領域を与える。次に
標準値は３つの新たなグループＳｎｌｌ，Ｓｎ２２，Ｓ
ｎ３２に分割され、各領域について１ビット反復プロセ
スが適用され、新たなＣの値が与えられる。そしてこの
ようなプロセスは、Ｃ１＋Ｑ１＝Ｃ２−Ｑ２及びＣ２−
Ｑ２＝Ｃ３−Ｑ３の関係がほぼ満足されるまで続けられ
る。最後に、標本値は最適判定レベルＣｌ，Ｃ２，Ｃ３
に関するそれらの位置に従つて普通に２ビット符号化さ
れる。例えば、Ｃ１よりも低い標本値は２進００と符号
化され、Ｃ１とＣ２の間のは０１、Ｃ２とＣ３の間のは
１へＣ３を越えるのは１１と符号化される。上記の標本
値により示され且つ解読処理に役立つ基準レベルは次の
如くなる。即ち、００に対してはＣ１−Ｑ１、０１に対
してはＣ１＋Ｑ１＝Ｃ２−Ｑ２、１０に対してはＣ２＋
Ｑ２＝Ｃ３−Ｑ３、１１に対してはＣ３＋Ｑ３である。
これまては、Ｓｎに関しては何の定義もなされなかつた
。ＰＣＭ符号化方式の場合、Ｓｎは量子化されるべき信
号の標本値Ｘｎである。しかし、ＤＰＣＭ方式ではＳｎ
は標本値間の差になる。ＤＰＣＭ変調では、信号インク
レメントが符号化される。量子化雑音は各インクレメン
トに現われるから、ｍ次（ＮＳｍ＼１）の標本値に与え
ら総誤差はｍ個の前のサンプルの量子化雑音の累積とな
る。任意のブロックのｍ次の標本を符号化する値（ケー
スに応じて、１ビット又はそれよりも多いビットになる
。）をＦｍで表わすと、最小にされるべき量子化誤差は
次の如くなる。ここで次式が成立するものとする。
ことになり、これは本発明の量子化装置の最適化プロセ
スがＤＰＣＭにも適用されることを示す。
スがＤＰＣＭにも適用されることを示す。
しかしながら、式（３）を考慮に入れる必要がある。こ
の場合は第５図に示される構成を用いねばならない。前
の表現に従い、量子化されるべきインクレメントはＳｎ
により表わされている。符号化されるべき信号のｎ次の
標本値をＸｎｌ先行する再生された標本値をＸｎ−１と
すると、次式が成立する。従つて、量子化装置は第１図
に示されているのと同様の回路部分を含む。
の場合は第５図に示される構成を用いねばならない。前
の表現に従い、量子化されるべきインクレメントはＳｎ
により表わされている。符号化されるべき信号のｎ次の
標本値をＸｎｌ先行する再生された標本値をＸｎ−１と
すると、次式が成立する。従つて、量子化装置は第１図
に示されているのと同様の回路部分を含む。
Ｇ，Ａｌ，Ａ２，Ｏｌ，ＤＬｌを含む循環回路はＡＤＤ
″の前に設けられている。解読装置Ｄは項Ｈ，Ｃｎ及び
Ｑに基いて標本値Ｘｎを再生する。加えて、伝送される
べきＤＰＣＭ数列はＦｎから誘導される必要がある。そ
のため、遅延Ｔを与える素子及び減算器ＳＯＵが設けら
れている。解読回路Ｄは次の式を満足する信号Ｘｎを再
生する。従つて、Ｘｎを得るためには、解読回路Ｄに含
まれる乗算器により計算される項Ｑ−ＦｎをＣｎに加算
することが必要である。
″の前に設けられている。解読装置Ｄは項Ｈ，Ｃｎ及び
Ｑに基いて標本値Ｘｎを再生する。加えて、伝送される
べきＤＰＣＭ数列はＦｎから誘導される必要がある。そ
のため、遅延Ｔを与える素子及び減算器ＳＯＵが設けら
れている。解読回路Ｄは次の式を満足する信号Ｘｎを再
生する。従つて、Ｘｎを得るためには、解読回路Ｄに含
まれる乗算器により計算される項Ｑ−ＦｎをＣｎに加算
することが必要である。
解読回路Ｄの出力に接続された遅延素子Ｔは式（４）に
必要なＸｎ−１を与える。
必要なＸｎ−１を与える。
量子化装置は勿論、任意の次数をというるが特にいえば
、０次又は１次である。
、０次又は１次である。
０次の場合、ＣｎはＮ個の標本値の１つのブロックに対
して一定に選ばれ、１次の場合Ｃｎはｎ（Ｃｎ＝ＮＣＮ
）と共に直線的に変化する。
して一定に選ばれ、１次の場合Ｃｎはｎ（Ｃｎ＝ＮＣＮ
）と共に直線的に変化する。
Ｃｎは例えば次式の如きＣｎのための多項式表示を取る
ことにより更に高次に選ばれうる。しかしながら、ＣＯ
，Ｃｌ，Ｃ２・・・・・・の計算には、このように高次
にしたことにより得られる利点を相殺する程の複雑なマ
トリクス反転方法が必要である。
ことにより更に高次に選ばれうる。しかしながら、ＣＯ
，Ｃｌ，Ｃ２・・・・・・の計算には、このように高次
にしたことにより得られる利点を相殺する程の複雑なマ
トリクス反転方法が必要である。
しかしながら、いずれの場合でも、上記した反復プロセ
スによれば、量子化プロセスを最適化することができる
。
スによれば、量子化プロセスを最適化することができる
。
パラメータＣｎ及びＱ可変値、Ｘｎは各反復において調
整され、これにより、累積される量子化雑音による符号
化誤差を最小にすることができる。
整され、これにより、累積される量子化雑音による符号
化誤差を最小にすることができる。
第１図は１ビット符号化方法における本発明の構成の機
能的ブロック図、第２図及び第３図は第１図に示される
装置の詳細な構成図、第４ａ図及び第４ｂ図は夫々１ビ
ット符号化方式及び２ビット符号化方式を説明するため
の図、第５図は差動的符号化方式における本発明の構成
の機能的ブロック図である。 ＩＮ・・・入力、ＤＬｌ，ＤＬ２，ＤＬ３・・・遅延線
、ＡＤＤｌ・・・加算器、Ｑ・・・量子化装置、Ｃ・・
・計算装置。
能的ブロック図、第２図及び第３図は第１図に示される
装置の詳細な構成図、第４ａ図及び第４ｂ図は夫々１ビ
ット符号化方式及び２ビット符号化方式を説明するため
の図、第５図は差動的符号化方式における本発明の構成
の機能的ブロック図である。 ＩＮ・・・入力、ＤＬｌ，ＤＬ２，ＤＬ３・・・遅延線
、ＡＤＤｌ・・・加算器、Ｑ・・・量子化装置、Ｃ・・
・計算装置。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ Ｎ個の標本点における信号振幅から得られた複数個
の個別的情報信号Ｓｎよりなる信号セクション毎に電気
信号を量子化するための装置において、（ａ）ｎについ
ての０次または１次以上の多項式であるＣｎの係数の初
期値を設定する第１の手段と、（ｂ）Ｓｎ−Ｃｎの符号
をあらわすデータ・ビット数列Ｆｎを各Ｓｎ毎に算出す
る第２の手段と、（ｃ）Ｓｎ−Ｃｎの値を新たなＳｎの
値として設定する第３の手段と、（ｄ）式Ｅ＝Σ＾Ｎ＿
ｎ＿＝＿１｜Ｓｎ−Ｃｎ−Ｑ・Ｆｎ｜＾ｐ（ここで、Ｑ
は量子化ステップ、Ｐは正の整数）の偏微分である■／
■＿ｎ＝０、■／■＝０という式と、Ｓｎ及びＦｎから
Ｃｎ及びＱを算出する第４の手段と、（ｅ） （ｉ）上記第３の手段により新たなＳｎを算出し、（ｉ
ｉ）上記新たなＳｎにつき上記第２の手段によりＦｎを
算出し、（ｉｉｉ）上記新たなＳｎ及びＦｎに基づき上
記第４の手段によりＣｎ及びＱを算出し、（ｉｖ）上記
第４の手段で算出されたＣｎを上記第２及び第３の手段
に供給する処理を反復してＣｎ、Ｑ及びＦｎを決定する
第５の手段と、を具備する電気信号量子化装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR7517189 | 1975-05-27 | ||
| FR7517189A FR2312884A1 (fr) | 1975-05-27 | 1975-05-27 | Procede de quantification par blocs d'echantillons d'un signal electrique, et dispositif de mise en oeuvre dudit procede |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS51144562A JPS51144562A (en) | 1976-12-11 |
| JPS6056334B2 true JPS6056334B2 (ja) | 1985-12-10 |
Family
ID=9155959
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP51060687A Expired JPS6056334B2 (ja) | 1975-05-27 | 1976-05-27 | 電気信号量子化装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4051470A (ja) |
| JP (1) | JPS6056334B2 (ja) |
| DE (1) | DE2611906A1 (ja) |
| FR (1) | FR2312884A1 (ja) |
| GB (1) | GB1506361A (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4386237A (en) * | 1980-12-22 | 1983-05-31 | Intelsat | NIC Processor using variable precision block quantization |
| US4433423A (en) * | 1982-01-29 | 1984-02-21 | Discovision Associates | High quality delta modulator |
| US4625283A (en) * | 1982-05-07 | 1986-11-25 | Cooper Industries, Inc. | Method and apparatus for digitally measuring alternating current |
| US4926482A (en) * | 1987-06-26 | 1990-05-15 | Unisys Corp. | Apparatus and method for real time data compressor |
| US5611038A (en) * | 1991-04-17 | 1997-03-11 | Shaw; Venson M. | Audio/video transceiver provided with a device for reconfiguration of incompatibly received or transmitted video and audio information |
| US6421388B1 (en) * | 1998-05-27 | 2002-07-16 | 3Com Corporation | Method and apparatus for determining PCM code translations |
| DE10059362A1 (de) * | 2000-11-29 | 2002-06-13 | Alcatel Sa | Adaptive Speicherung von Audiosignalen |
| US7062445B2 (en) * | 2001-01-26 | 2006-06-13 | Microsoft Corporation | Quantization loop with heuristic approach |
| US7027982B2 (en) * | 2001-12-14 | 2006-04-11 | Microsoft Corporation | Quality and rate control strategy for digital audio |
| US6980695B2 (en) * | 2002-06-28 | 2005-12-27 | Microsoft Corporation | Rate allocation for mixed content video |
| DE60307226D1 (de) * | 2003-02-18 | 2006-09-14 | St Microelectronics Srl | Analog-Digital-Wandler mit Korrektur von Verschiebungsfehlern |
| US7343291B2 (en) * | 2003-07-18 | 2008-03-11 | Microsoft Corporation | Multi-pass variable bitrate media encoding |
| US7609763B2 (en) | 2003-07-18 | 2009-10-27 | Microsoft Corporation | Advanced bi-directional predictive coding of video frames |
| US7383180B2 (en) * | 2003-07-18 | 2008-06-03 | Microsoft Corporation | Constant bitrate media encoding techniques |
| FI20065474L (fi) * | 2006-07-04 | 2008-01-05 | Head Inhimillinen Tekijae Oy | Menetelmä ääni-informaation käsittelemiseksi |
| US8254455B2 (en) | 2007-06-30 | 2012-08-28 | Microsoft Corporation | Computing collocated macroblock information for direct mode macroblocks |
| US8325800B2 (en) | 2008-05-07 | 2012-12-04 | Microsoft Corporation | Encoding streaming media as a high bit rate layer, a low bit rate layer, and one or more intermediate bit rate layers |
| US8379851B2 (en) | 2008-05-12 | 2013-02-19 | Microsoft Corporation | Optimized client side rate control and indexed file layout for streaming media |
| US7925774B2 (en) | 2008-05-30 | 2011-04-12 | Microsoft Corporation | Media streaming using an index file |
| US8265140B2 (en) | 2008-09-30 | 2012-09-11 | Microsoft Corporation | Fine-grained client-side control of scalable media delivery |
| US8189666B2 (en) * | 2009-02-02 | 2012-05-29 | Microsoft Corporation | Local picture identifier and computation of co-located information |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3544779A (en) * | 1967-09-06 | 1970-12-01 | Bell Telephone Labor Inc | Self-adjusting radix converter |
| US3631520A (en) * | 1968-08-19 | 1971-12-28 | Bell Telephone Labor Inc | Predictive coding of speech signals |
| GB1345708A (en) * | 1970-05-22 | 1974-02-06 | Emi Ltd | Amplitude quantizing arrangements |
| US3720875A (en) * | 1971-11-03 | 1973-03-13 | Ibm | Differential encoding with lookahead feature |
| BE793564A (fr) * | 1971-12-30 | 1973-04-16 | Western Electric Co | Convertisseur analogique-numerique |
| US3824590A (en) * | 1973-03-26 | 1974-07-16 | Bell Telephone Labor Inc | Adaptive interpolating video encoder |
-
1975
- 1975-05-27 FR FR7517189A patent/FR2312884A1/fr active Granted
-
1976
- 1976-03-20 DE DE19762611906 patent/DE2611906A1/de not_active Withdrawn
- 1976-03-31 GB GB12971/76A patent/GB1506361A/en not_active Expired
- 1976-03-31 US US05/672,203 patent/US4051470A/en not_active Expired - Lifetime
- 1976-05-27 JP JP51060687A patent/JPS6056334B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS51144562A (en) | 1976-12-11 |
| FR2312884B1 (ja) | 1979-03-23 |
| FR2312884A1 (fr) | 1976-12-24 |
| US4051470A (en) | 1977-09-27 |
| DE2611906A1 (de) | 1976-12-09 |
| GB1506361A (en) | 1978-04-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS6056334B2 (ja) | 電気信号量子化装置 | |
| US3707680A (en) | Digital differential pulse code modulation system | |
| US5488633A (en) | Intersymbol interference channel coding scheme | |
| US4411001A (en) | Differential pulse code modulation transmission system | |
| US4059800A (en) | Digital multi-line companded delta modulator | |
| US4130818A (en) | Analog threshold decoding | |
| US20040017304A1 (en) | Thermometer code digital to audio converter | |
| JPH0126206B2 (ja) | ||
| US3752970A (en) | Digital attenuator | |
| US4002981A (en) | Digital converter from delta-modulated signals into PCM signals | |
| US3652957A (en) | Adaptive delta modulator | |
| JPS5887936A (ja) | デジタル情報伝送方式 | |
| US4882585A (en) | Method and apparatus for high resolution analog-digital-analog transformations | |
| Shanbhag et al. | A pipelined adaptive lattice filter architecture | |
| JPS5887987A (ja) | 差分デイジタルデ−タ符号化−復号化方法及びその装置 | |
| EP0404535B1 (en) | Bandwidth compression device | |
| JPS60251733A (ja) | デイジタル信号伝送装置 | |
| JP7301836B2 (ja) | デルタシグマ変調器、回路および方法 | |
| US4199722A (en) | Tri-state delta modulator | |
| JP3613689B2 (ja) | 情報変換装置 | |
| JPH07193550A (ja) | 記憶つき発生源からのデータを構造化量子化する方法とその装置 | |
| JPS6329346B2 (ja) | ||
| JPH02216917A (ja) | 符号化方法とその復号化方法 | |
| JPH04312022A (ja) | デジタル信号のデータ流中の直流電圧成分低減のためのコード化方法 | |
| JP2561854B2 (ja) | 符号化装置 |