JPS6042515B2 - correlator - Google Patents

correlator

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JPS6042515B2
JPS6042515B2 JP55049351A JP4935180A JPS6042515B2 JP S6042515 B2 JPS6042515 B2 JP S6042515B2 JP 55049351 A JP55049351 A JP 55049351A JP 4935180 A JP4935180 A JP 4935180A JP S6042515 B2 JPS6042515 B2 JP S6042515B2
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JP
Japan
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circuit
output
exclusive
memory
signal
Prior art date
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JP55049351A
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Japanese (ja)
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JPS56145458A (en
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重一 高島
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Toshiba Corp
Original Assignee
Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
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Publication date
Application filed by Tokyo Shibaura Electric Co Ltd filed Critical Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
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Publication of JPS56145458A publication Critical patent/JPS56145458A/en
Publication of JPS6042515B2 publication Critical patent/JPS6042515B2/en
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    • GPHYSICS
    • G06COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06FELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F17/00Digital computing or data processing equipment or methods, specially adapted for specific functions
    • G06F17/10Complex mathematical operations
    • G06F17/15Correlation function computation including computation of convolution operations

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Computational Mathematics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
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  • Algebra (AREA)
  • Databases & Information Systems (AREA)
  • Software Systems (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computing Systems (AREA)
  • Complex Calculations (AREA)
  • Picture Signal Circuits (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は第9図において説明するような相関器に関
するもので、用途としてはたとえばゴースト除去装置に
用いられ、集積化、素子数の軽減に有効なものである。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a correlator as illustrated in FIG. 9, which is used, for example, in a ghost removal device, and is effective for integration and reduction in the number of elements.

テレビジョン信号のゴーストを消去する装置が開発さ
れており、これに相関器を用いることが提案されている
。 この発明は、小形の集積回路化に好適し、素子数の
軽減に役立つ相関器を提供することを目的とする。
Devices have been developed to eliminate ghosts in television signals, and the use of correlators has been proposed. An object of the present invention is to provide a correlator that is suitable for small-sized integrated circuits and is useful for reducing the number of elements.

以下この発明の実施例を説明する。 Examples of the present invention will be described below.

第1図は、たとえばテレビジョン受像機に用いられる
ゴースト除去装置の一例である。
FIG. 1 shows an example of a ghost removal device used, for example, in a television receiver.

1はビデオ信号入力端、2はビデオ信号出力端である。1 is a video signal input end, and 2 is a video signal output end.

入力端1から入力したビデオ信号は、トランスパーサル
フィルタAlにおいてゴースト消去がなされ、出力端2
に導出される。トランスパーサルフィルタAlは、ゴー
ストを含むビデオ信号に対して、逆極性のゴーストを加
えることによつて、ゴーストを消去する機能を有する。
(第2図において詳述する。) ゴーストを消去するた
めには、ゴーストと正規のビデオ信号との位相差、ゴー
ストの振幅を知る必要がある。
The video signal input from the input terminal 1 undergoes ghost cancellation in the transpersal filter Al, and the video signal is sent to the output terminal 2.
is derived. The transpersal filter Al has a function of eliminating ghosts by adding ghosts of opposite polarity to a video signal containing ghosts.
(This will be explained in detail in FIG. 2.) In order to eliminate ghosts, it is necessary to know the phase difference between the ghost and the normal video signal and the amplitude of the ghost.

トランスバーサルフィルタA1の出力ビデオ信号は、差
分器A2に入力される。この差分器A2は、ビデオ信号
を微分する機能を有する。この差分器A2の出力は、コ
ンパレータA3の一方の入力端に加えられ、基準レバル
と比較される。コンパレータA3の出力00r1は、バ
ッファレジスタA4に入力される。ここで、バッファレ
ジスタA4は、垂直同期信号に前縁から所定の期間、コ
ンパレータA3の出力を導入し記憶する。そして、バッ
ファレジスタA4に記憶されたデータは、垂直同期信号
期間内において、巡回して読み出され、相関器A7の一
方の入力端に加えられる。相関器A7の他方の入力端に
は、デジタル差分器A6の出力が入力される。
The output video signal of transversal filter A1 is input to subtractor A2. This differentiator A2 has a function of differentiating the video signal. The output of this differentiator A2 is applied to one input terminal of a comparator A3 and compared with a reference level. Output 00r1 of comparator A3 is input to buffer register A4. Here, the buffer register A4 introduces and stores the output of the comparator A3 for a predetermined period from the leading edge of the vertical synchronizing signal. The data stored in the buffer register A4 is read out cyclically within the vertical synchronization signal period and applied to one input terminal of the correlator A7. The output of the digital difference device A6 is input to the other input terminal of the correlator A7.

ビデオ信号は、波形積分器A5に入力され、垂直同期信
号の前縁の部分が波形積分され、そのデジタルデータは
、この波形積分器A5内に記憶されている。この波形積
分器A5のデジタルデータは、前記バッファレジスタA
4の読み出しデータのタイミングに同期して、差分器A
6を介して相関器A7に入力され−る。相関器A7は、
ひすみ信号を検知する機能を有し、バッファレジスタA
4の出力に応じて、デジタル差分器A6の出力を累積加
算する。
The video signal is input to a waveform integrator A5, where the leading edge portion of the vertical synchronization signal is waveform integrated and its digital data is stored within this waveform integrator A5. The digital data of this waveform integrator A5 is stored in the buffer register A.
In synchronization with the timing of the read data of No. 4, the difference device A
6 to the correlator A7. The correlator A7 is
It has the function of detecting the noise signal, and the buffer register A
The output of the digital difference device A6 is cumulatively added according to the output of the digital difference device A6.

そして、その累積加算した結果の極性を判定し、0ある
いは1を出力し、タップゲインメモリ部A8に入力する
。タップゲインメモリ部A8は、トランスバーサルフィ
ルタA1の複数のタップに対応した記憶部を有する。
Then, the polarity of the cumulatively added result is determined, 0 or 1 is outputted, and the output is inputted to the tap gain memory unit A8. The tap gain memory section A8 has a storage section corresponding to a plurality of taps of the transversal filter A1.

各記憶部のデータは、相関器A7の出力0あるいは1に
応じてその内容に−1あるいは+1される。タップゲイ
ンメモリ部A8の各記憶部のデータは、デジタルアナロ
グ変換器(以下D/A変換器)A9を介して、対応する
加重電圧メモリ部(トランスバーサルフィルタA1に含
まれる)に入力される。このとき、タップゲインメモリ
部A8からは、正極性のゴーストを除去するためのデー
タ、負極性のゴーストを除去するためのデータを識別す
る極性データも読みだされ、トランスバーサルフィルタ
A1の制御端子に加えられる。入力ビデオ信号は、タイ
ミングパルス発生装置AlOにも入力され、同期信号の
分離処理がなされる。
The data in each storage section is incremented by -1 or +1 depending on the output 0 or 1 of the correlator A7. Data in each storage section of the tap gain memory section A8 is input to the corresponding weighted voltage memory section (included in the transversal filter A1) via a digital-to-analog converter (hereinafter referred to as a D/A converter) A9. At this time, polarity data for identifying data for removing positive polarity ghosts and data for removing negative polarity ghosts is also read from the tap gain memory unit A8, and is sent to the control terminal of transversal filter A1. Added. The input video signal is also input to the timing pulse generator AlO, and a synchronization signal separation process is performed.

このタイミングパルス発生装置AlOにおいては、シス
テムの各駆動パルスとかタイミングパルスを発生する各
種の回路が備えられる。第2図は、トランスバーサルフ
ィルタA1を具体的に示す。Blはたとえば電荷結合素
子CCDを用いたタップ付アナログ遅延線である。この
タップ付遅延線B1は101〜10jまでのj段の遅延
素子を有する。各遅延素子のタップには、第1,第2の
加重回路が接続される。B2は加重回路群、B3は加重
電圧メモリ群、B4はタップ選択スイッチ群、B5は加
重電圧入力スイッチ群、B6はシフトレジスタであり、
タップ選択スイッチ群B4を制御する。遅延素子10j
の係統を代表して説明する。
This timing pulse generator AlO is provided with various circuits for generating each driving pulse and timing pulse of the system. FIG. 2 specifically shows the transversal filter A1. Bl is a tapped analog delay line using, for example, a charge-coupled device CCD. This tapped delay line B1 has j stages of delay elements 101 to 10j. First and second weighting circuits are connected to the taps of each delay element. B2 is a weighting circuit group, B3 is a weighted voltage memory group, B4 is a tap selection switch group, B5 is a weighted voltage input switch group, B6 is a shift register,
Controls tap selection switch group B4. Delay element 10j
I will explain this on behalf of the lineage.

第1,第2の加重回路11j,11j″の出力端は、遅
延素子10jのタップに接続される。第1,第2の加重
回路11j,11j″の各一方の入力端には、ビデオ信
号入力端1が接続され、各他方の入力端には、第1,第
2の加重電圧メモリ12j,12j″の出力端が接続さ
れる。この第1,第2の加重電圧メモリ12j,12j
″の入力端には、第1,第2のタップ選択スイッチ13
j,13j″の出力端が接続される。この第1,第2の
タップ選択スイッチ13j,13j″は、jビットのシ
フトレジスタB6のj段目の転送パルス出力によつて何
れか一方の系統がオンされる。第1,第2のタップ選択
スイッチ13j,13j″の入力端には、第1,第2の
加重電圧入力スイッチ14j,14j″の出力端が接続
される。この第1,第2の加重電圧入力スイッチ14j
,14『の入力端B9に゛は、前記D/A変換器A9の
出力が加えられる。また、第1の加重電圧入力スイッチ
14jの制御端及び第2の加重電圧入力スイッチ14』
″の制御端には、前記タップゲインメモリ部A8から極
性データが加えられる。極性データは、極性データ.入
力端BlOに入力され、第1の加重電圧スイッチ群の制
御端には直接、第2の加重電圧スイッチ群の制御端には
インバータB8を介して加えられる。他の遅延素子10
2〜10jの系統もそれぞれ同様に構成され、入力端1
,B9,B10は共ノ通となる。上記のトランスバーサ
ルフィルタA1において、元のビデオ信号に対するゴー
ストの時間軸の位置は、遅延素子101+x〜10j(
図面上は横方向)に合わせられ、ゴーストの大きさは、
加重電圧メモリの電圧に対応する。
The output terminals of the first and second weighting circuits 11j, 11j'' are connected to the taps of the delay element 10j.The input terminals of each one of the first and second weighting circuits 11j, 11j'' are connected to a video signal. The input terminal 1 is connected, and the output terminals of the first and second weighted voltage memories 12j, 12j'' are connected to the other input terminals.The first and second weighted voltage memories 12j, 12j
At the input end of ``, there are first and second tap selection switches 13.
The output terminals of the first and second tap selection switches 13j and 13j'' are connected to each other.The first and second tap selection switches 13j and 13j'' select one of the systems by the output of the transfer pulse from the j-th stage of the j-bit shift register B6. is turned on. The output terminals of the first and second weighted voltage input switches 14j and 14j'' are connected to the input terminals of the first and second tap selection switches 13j and 13j''. These first and second weighted voltage input switches 14j
, 14', the output of the D/A converter A9 is applied to the input terminal B9 of the D/A converter A9. Also, the control end of the first weighted voltage input switch 14j and the second weighted voltage input switch 14'
The polarity data is applied from the tap gain memory unit A8 to the control terminal of the first group of weighted voltage switches. is applied to the control end of the group of weighted voltage switches via an inverter B8.Another delay element 10
The systems 2 to 10j are configured similarly, and the input terminal 1
, B9, and B10 are common. In the above transversal filter A1, the time axis position of the ghost with respect to the original video signal is determined by the delay elements 101+x to 10j (
(horizontal direction on the drawing), and the size of the ghost is
Weighted voltage corresponds to the voltage of the memory.

アナログ遅延線B1の出力は、増幅器B7を介して出力
される。第3図は、差分器A2、コンパレータA3、バ
ッファレジスタA4を示すもので、差分器A2は、ビデ
オ信号の微分出力を得る。この微分出力は、コンパレー
タA3において基準電圧と比較される。コンパレータA
3の出力0あるいは1は、垂直同期信号の前縁から所定
の期間バッファレジスタA4に記憶される。この記憶デ
ータは、垂直同期信号の前縁から所定期間のゴースト情
報である。バッファレジスタA4に読み込まれたデータ
は、その次に順次読み出されて相関器A7に入力される
。第4図は、波形積分器A5を具体的に示す。
The output of analog delay line B1 is output via amplifier B7. FIG. 3 shows a subtractor A2, a comparator A3, and a buffer register A4. The subtractor A2 obtains a differentiated output of the video signal. This differential output is compared with a reference voltage in comparator A3. Comparator A
The output 0 or 1 of 3 is stored in the buffer register A4 for a predetermined period from the leading edge of the vertical synchronization signal. This stored data is ghost information for a predetermined period from the leading edge of the vertical synchronization signal. The data read into the buffer register A4 is then sequentially read out and input into the correlator A7. FIG. 4 specifically shows the waveform integrator A5.

ビデオ信号入力端1からのビデオ信号は、コンパレータ
C1の一方の入力端に入力される。このコンパレータC
1の他方の入力端は、波形積分メモリC4の各記憶部の
データがデジタルアナログ変換器C5を介して入力され
る。コンパレータC1の出力0あるいは1は、バッファ
メモリC2に記憶される。バッファメモリC2の出力は
、演算器C3に入力される。この演算器C3は、バッフ
ァメモリC2の出力に応じて、波形積分メモリC4の各
記憶部のデータに−1あるいは+1の演算を行う。この
演算器C3の演算結果は、再度波形積分メモリC4に記
憶される。波形積分メモリC4の出力は、差分器A6に
て微分され、相関器A7に入力される。この波形積分器
A5においては、垂直同期信号毎に、同期信号の前縁部
がデジタル変換されて記−憶される。
A video signal from video signal input terminal 1 is input to one input terminal of comparator C1. This comparator C
The other input terminal of the waveform integration memory C4 receives data from each storage section of the waveform integration memory C4 via a digital-to-analog converter C5. The output 0 or 1 of comparator C1 is stored in buffer memory C2. The output of the buffer memory C2 is input to the arithmetic unit C3. This arithmetic unit C3 performs an arithmetic operation of -1 or +1 on the data in each storage section of the waveform integral memory C4 in accordance with the output of the buffer memory C2. The calculation result of the calculation unit C3 is stored again in the waveform integral memory C4. The output of the waveform integration memory C4 is differentiated by a differentiator A6 and input to a correlator A7. In the waveform integrator A5, the leading edge of the synchronizing signal is digitally converted and stored for each vertical synchronizing signal.

したがつて波形積分メモリC4のアドレスには、垂直同
期信号の前縁部のデジタルデータの収束したものが記憶
されることになる。第5図は、相関器A7を示す。この
相関器A7においては、差分器A6からの基準信号とバ
ツフ.アレジスタA4からのゴースト情報との相関信号
が得られるもので、その出力0または1は、タップゲイ
ンメモリ部A8に入力される。バッファレジスタA4の
出力データに対して、波形積分器A5の各記憶部のデー
タは、順次差分器A6を介して微分され、極性制御回路
D1に入力され掛け合わされる。そして、各記憶部に対
応する掛算結果は、累算器D2において累算される。累
算器D2においては、累算の結果による負あるいは正の
出力が得られ、これは、極性判定回路D3において0あ
るいは1として判定される。この累算結果は、タップ付
遅延線B1のタップ数と同じ回数が得られる。
Therefore, the converged digital data of the leading edge of the vertical synchronization signal is stored at the address of the waveform integral memory C4. FIG. 5 shows correlator A7. In this correlator A7, the reference signal from the subtractor A6 and the buffer . A correlation signal with the ghost information from the register A4 is obtained, and its output 0 or 1 is input to the tap gain memory section A8. The data in each storage section of the waveform integrator A5 is sequentially differentiated from the output data of the buffer register A4 via a differentiator A6, and is input to the polarity control circuit D1 and multiplied. Then, the multiplication results corresponding to each storage section are accumulated in an accumulator D2. In the accumulator D2, a negative or positive output is obtained as a result of the accumulation, and this is determined as 0 or 1 in the polarity determination circuit D3. This cumulative result is obtained the same number of times as the number of taps of the tapped delay line B1.

極性判定回路D3の出力0あるいは1は、タップ付遅延
線B1のタップに対応して順次出力され、このタップに
対応する各記憶部(タツプゲイメモリ部A8に含まれる
)のデータに対する増減の情報となる。
The output 0 or 1 of the polarity determination circuit D3 is sequentially output in correspondence with the taps of the tapped delay line B1, and serves as information on increases and decreases in the data in each storage unit (included in the tapgay memory unit A8) corresponding to this tap. .

また、極性判定回路D3の出力0”また1は、負極性あ
るいは正極性のゴーストを示す。第6図は、タップゲイ
ンメモリ部A8を示す。
Further, the output 0" or 1 of the polarity determination circuit D3 indicates a ghost of negative polarity or positive polarity. FIG. 6 shows the tap gain memory section A8.

相関器A7の出力0あるいは1は、演算器E1は入力さ
れる。演算器E1は、タップゲインメモリ部E2の各記
憶部のデータに対して、相関出力に応じた−1あるいは
+1の演算を行う。タップ数がjとすると、タップゲイ
ンメモリE2の記憶部はj領域あり、1つの領域に対し
て′ビットのデータを形成している。タップゲインメモ
リE2の各領域のデータは、ゴーストの正あるいは負の
何れのデータを示すのか識別するために極性データも含
む。
The output 0 or 1 of the correlator A7 is input to the arithmetic unit E1. The arithmetic unit E1 performs a calculation of -1 or +1 on the data in each storage section of the tap gain memory section E2, depending on the correlation output. Assuming that the number of taps is j, the storage section of the tap gain memory E2 has j areas, and 'bit data is formed for one area. The data in each area of the tap gain memory E2 also includes polarity data to identify whether it represents positive or negative ghost data.

第7図は、タイミングパルス発生装置AlOを示す入力
ビデオ信号は、システムクロック発生器F1同期分離回
路F2に入力される。
In FIG. 7, the input video signal showing the timing pulse generator AlO is input to the system clock generator F1 and the synchronization separation circuit F2.

システムクロック発生器F1は、安定したクロックパル
スを発生し、また、同期分離回路F2は、水平同期信号
、垂直同期信号の分離を行う。水平同期信号は、自周波
数コントロール回路F3を介して同期回路F4に入力さ
れる。同期回路F4は、水平同期信号に同期して、水平
方向タイミングパルス発生回路F5のパルス出力タイミ
ング等を出力する。また、水平方向タイミングパルス発
生回路F5は、システムクロック発生器F1の出力を利
用して、2倍の水平周波数のパルスをつくることもでき
、カウンターとかROMを含む。
The system clock generator F1 generates stable clock pulses, and the synchronization separation circuit F2 separates horizontal synchronization signals and vertical synchronization signals. The horizontal synchronization signal is input to the synchronization circuit F4 via the self-frequency control circuit F3. The synchronization circuit F4 outputs the pulse output timing of the horizontal timing pulse generation circuit F5 in synchronization with the horizontal synchronization signal. Further, the horizontal timing pulse generation circuit F5 can also generate pulses with twice the horizontal frequency by using the output of the system clock generator F1, and includes a counter and a ROM.

同期分離回路F2にて分離された垂直同期信号は、同期
回路F6に入力される。この同期回路F6は、垂直同期
信号に同期して垂直方向タイミングパルス発生回路F7
をコントロールする。この垂直方向タイミングパルス発
生回路F7は、垂直同期信号の前縁部とか前縁部から所
定期間において、水平方向タイミングパルス発生回路F
5をコントロールする。上述したように、このゴースト
除去装置は、タップゲインメモリ部A8の各記憶部のデ
ータをアナログデジタル変換器A9によつてアナログ変
換し、これを対応する加重電圧メモリに記憶する。
The vertical synchronization signal separated by the synchronization separation circuit F2 is input to the synchronization circuit F6. This synchronization circuit F6 synchronizes with the vertical synchronization signal to generate a vertical timing pulse generation circuit F7.
control. This vertical timing pulse generation circuit F7 operates at the leading edge of the vertical synchronizing signal or for a predetermined period from the leading edge of the vertical synchronizing signal.
Control 5. As described above, in this ghost removal device, the data in each storage section of the tap gain memory section A8 is converted into analog data by the analog-to-digital converter A9, and the converted data is stored in the corresponding weighted voltage memory.

加重電圧メモリには、1は水平同期毎に電圧書替えがな
される。これによつて、1水平期間のトランスバーサル
フィルタA1の伝達特性が設定され、ゴーストの消去さ
れたビデオ信号がビデオ信号出力端2から出力される。
さらに、トランスバーサルフィルタA1から出力された
ビデオ信号にまだゴーストが残つているようであれば、
このゴーストは、垂直同期信号期間に検出される。
In the weighted voltage memory, voltage 1 is rewritten every horizontal synchronization. As a result, the transfer characteristic of the transversal filter A1 for one horizontal period is set, and a video signal with ghosts eliminated is output from the video signal output terminal 2.
Furthermore, if ghosts still remain in the video signal output from transversal filter A1,
This ghost is detected during the vertical synchronization signal period.

ゴーストの情報が検出されれば、前述したように垂直同
期信号期間にタップゲインメモリ部A8の各記憶部のデ
ータが修正されることになる。タップゲインメモリ部A
8の各記憶部のデータを修正することは、次のことを意
味する。
If ghost information is detected, the data in each storage section of the tap gain memory section A8 will be corrected during the vertical synchronization signal period, as described above. Tap gain memory section A
Modifying the data in each of the 8 storage units means the following.

差分器A6のサンプル値をXi(1=1,2,・・・)
、トランスバーサルフィルタA1の出力を差分して、バ
ッファレジスタA4に記憶しているサンプル値をy1と
すると、相関器A7の出力DK(K=1,2,・・j)
は、ただし、Kはトランスバーサルフィルタのタップ番
号、mは、累積加算する数、Sgnは( )内の値の正
負符号を示す記号。
The sample value of the differentiator A6 is Xi (1=1, 2,...)
, the output of the transversal filter A1 is differentiated and the sample value stored in the buffer register A4 is y1, then the output DK of the correlator A7 (K=1, 2,...j)
, where K is the tap number of the transversal filter, m is the number to be cumulatively added, and Sgn is a symbol indicating the sign of the value in parentheses.

今、タップゲインのK番目の記憶部データをCャとし、
さらにN回目の修正を終えたCKをC?とするとN+1
回目のタップゲインC導1はaを適当な正常数として、
とあられせる。
Now, let the Kth storage part data of the tap gain be C,
Furthermore, the CK after the Nth correction is C? Then N+1
The second tap gain C-1 is given by a as an appropriate normal number.
I will make a hail.

ゴーストが消去され、Y,が零になると、dャも零とな
り、その時点において、タップゲインCKは定常状態に
落着くことになる。
When the ghost is eliminated and Y becomes zero, da also becomes zero, and at that point the tap gain CK settles into a steady state.

ところで、前述した波形積分器A5、デジタル差分器A
6、相関器A7の構成として第8図に示すような構成が
考えられている。
By the way, the above-mentioned waveform integrator A5 and digital difference device A
6. A configuration as shown in FIG. 8 has been considered as the configuration of the correlator A7.

すなわち、波形積分メモリC4は、デジタル化された垂
直同期信号の前縁部(以下基準信号とする)を記憶して
いる。
That is, the waveform integration memory C4 stores the leading edge portion (hereinafter referred to as a reference signal) of the digitized vertical synchronization signal.

この波形積分メモリC4のデジタル化に関する精度をn
ビット、基準信号の時間軸に対応する区間をmビットと
すると、(n×m)ビットの記憶容をこの波形積分メモ
リC4は有することになる。各区間のデジタル値をDO
,Dl,D2・・・Dm−1とする。11はnビットの
ラッチ回路、12はn個のインバータ群、13はnビッ
トのフルアダーである。
The accuracy of digitizing this waveform integral memory C4 is n
If the interval corresponding to the time axis of the bit and reference signal is m bits, then this waveform integral memory C4 has a storage capacity of (n×m) bits. DO the digital value of each section
, Dl, D2...Dm-1. 11 is an n-bit latch circuit, 12 is a group of n inverters, and 13 is an n-bit full adder.

これらラッチ回路11、インバータ群12、フルアダー
13は、基準信号の差分演算を行うことができる。すな
わち、(1)式に示したX,を演算導出することができ
る。X,=DO−o−Di(1=1,2,・・m)であ
る。したがつて、DO−1)は、nビットラッチ回路1
1で一時保持される。波形積分メモリC4から読み出さ
れたD,は、インバータ群12でその1の補数とされた
のち、フルアダー13に加えられる。そしてフルアダー
13においては、DO−1)とD,の補数が加え合わさ
れさらに+1とされることによつてを得る。
These latch circuit 11, inverter group 12, and full adder 13 can perform difference calculations on reference signals. That is, X shown in equation (1) can be calculated and derived. X,=DO-o-Di (1=1, 2,...m). Therefore, DO-1) is the n-bit latch circuit 1
It is temporarily held at 1. D, read out from the waveform integral memory C4 is converted into one's complement by the inverter group 12, and then added to the full adder 13. In the full adder 13, the complements of DO-1) and D are added together and added to +1 to obtain .

フルアダー13の出力X1は、イクスクルーシブオア回
路群14に入力される。このイクスクルーシブオア回路
群14には、トランスバーサルフィルタA1の出力の微
分信号を保持しているバッファレジスタA4の出力も加
えられている。このイクスクルーシブオア回路群14か
ら得られた排他的論理和の出力は、フルアダー15に入
力される。このフルアダー15においては、イクスクル
ーシブオア回路群14から出力が得られる毎に、先のデ
ータをラッチ回路16に一時保持し、このラッチ回路1
6の出力とイクスクルーシブオア回路群14の出力とを
加算する。つまり累積加算すことになる。またこのフル
アダー15には、バッファレジスタA4から出力された
0あるいは1の極性データも保持される。このように、
イクスクルーシブオア回路群1牡フルアダー15、ラッ
チ回路16等は、(1)式1つまり、DK=.Tx,S
grl(Yi+K) 1−yの相関演算を行うこ
とになる。
The output X1 of the full adder 13 is input to an exclusive OR circuit group 14. The exclusive OR circuit group 14 also includes the output of a buffer register A4 holding the differential signal of the output of the transversal filter A1. The exclusive OR output obtained from the exclusive OR circuit group 14 is input to the full adder 15. In this full adder 15, each time an output is obtained from the exclusive OR circuit group 14, the previous data is temporarily held in the latch circuit 16.
6 and the output of exclusive OR circuit group 14 are added. In other words, it is a cumulative addition. The full adder 15 also holds polarity data of 0 or 1 output from the buffer register A4. in this way,
The exclusive OR circuit group 1, full adder 15, latch circuit 16, etc., is calculated by formula (1) 1, that is, DK=. Tx,S
grl(Yi+K) 1-y correlation calculation will be performed.

(1)式のXKsgrl(y1+K)は、Sgn(y1
+K)がO又は1のみであるので、Xi又は−X1にお
きかえられスー.L−JこTrA− 上つア塁Y.Sσ
n(V.l)l寸Y2を加減累算するのと等価である。
XKsgrl(y1+K) in equation (1) is Sgn(y1
+K) is only O or 1, so it is replaced with Xi or -X1 and Sue. L-Jko TrA- Upper base Y. Sσ
This is equivalent to adding and subtracting and accumulating n(V.l)l dimension Y2.

このようにX,は、イクスクルーシブオア回路群14に
おいて、Sgn(Yi+K)が1ならば反転(即ち1の
補数)され、0ならばそのまま導出される。そして、フ
ルアダー15によつて加減累積され、その結果が相関演
算出力dャとして導出される。上述した第8図の相関器
によると、波形積分メモリ回路C4として、記憶応答動
作の速い(つまり書き込み時間が速い)素子が要求され
る。
In this way, in the exclusive OR circuit group 14, if Sgn(Yi+K) is 1, X is inverted (ie, 1's complement), and if it is 0, it is derived as is. Then, the full adder 15 adds and subtracts and accumulates, and the result is derived as a correlation calculation output. According to the above-described correlator of FIG. 8, an element with a fast memory response operation (that is, a fast write time) is required as the waveform integration memory circuit C4.

また、差分演算を行うのに必らずnビットのラッチ回路
11が必要とされる。また、予じめ、ラッチ回路11,
12において、差分するための要素を用意し、フルアダ
ー13に設定入力する。そしてフルアター13において
差分した結果を、イクスクルーシブオア回路群14にお
いて、Sgn(Yi+K)の値に基いて処理した後、さ
らにフルアダー15において累積加算する。このため、
回路構成が複雑であり、制御タイミングも複雑となる。
そこで、この発明においては、相関器を以下のように構
成するものである。第9図において21,22は、波形
積分器A5に含まれる波形積分メモリである。
Furthermore, an n-bit latch circuit 11 is always required to perform a differential calculation. In addition, in advance, the latch circuit 11,
In step 12, elements to be differentiated are prepared and the settings are input to the full adder 13. The result of the difference in the full adder 13 is processed in the exclusive OR circuit group 14 based on the value of Sgn(Yi+K), and then cumulatively added in the full adder 15. For this reason,
The circuit configuration is complicated, and the control timing is also complicated.
Therefore, in the present invention, the correlator is configured as follows. In FIG. 9, 21 and 22 are waveform integration memories included in the waveform integrator A5.

各波形積分メモリ21,22の各記憶容量は、NxWビ
ットである。ここでnは、基準信号をデジタル化した場
合振幅方向に関するビット数、mは、基準信号を時間軸
方向に区分した場合の区分数てある。各区分のデジタル
値をD。,Dl,D2・・・Dm−,とする。波形積分
メモリ21には、偶数区分のデジタル値D。,D2,D
4・・・Dm−2がされる。また、波形積分メモリ22
には、奇数区分のデジタル値Dl,D3,D5・・・D
.−1が記憶される。このように設定すると、各波形積
分メモリ21,22の記憶素子の応答時間は、1個の波
形積分メモリを用いた場合の素子の応答時間に比較して
2倍の時間で良いこ一とになる。つまり2相のメモリを
用いることによつて、記憶素子としては応答速度の遅い
ものを用いることが可能である。したがつて、各波形積
分メモリ21,22に加える書き込み及び読み出し周波
数は第4図の波形積分メモリC4に加える書一き込み及
び読み出し周波数よりも低い周波数が用いられる。前記
波形積分メモリ24,22の各出力は、それぞれイクス
クルーシブオア回路群23,24に入力される。
The storage capacity of each waveform integral memory 21, 22 is NxW bits. Here, n is the number of bits in the amplitude direction when the reference signal is digitized, and m is the number of segments when the reference signal is segmented in the time axis direction. D the digital value of each category. , Dl, D2...Dm-,. The waveform integral memory 21 stores digital values D of even number divisions. ,D2,D
4...Dm-2 is performed. In addition, the waveform integral memory 22
, digital values Dl, D3, D5...D of odd number division
.. -1 is stored. With this setting, the response time of the memory element of each waveform integral memory 21, 22 can be twice as long as the response time of the element when one waveform integral memory is used. Become. In other words, by using a two-phase memory, it is possible to use a memory element with a slow response speed. Therefore, the write and read frequencies applied to each waveform integral memory 21 and 22 are lower than the write and read frequencies applied to the waveform integral memory C4 in FIG. The respective outputs of the waveform integration memories 24 and 22 are input to exclusive OR circuit groups 23 and 24, respectively.

このイクスクルーシブオア回路群23,24の出力はフ
ルアダー25に入力される。このフルアダー25におい
ては、イクスクルーシブオア回路群23,24の出力を
対応させ加算する。このフルアダー25の出力はさらに
フルアダー26に入力される。このフルアダー26にお
いては、フルアダー25から出力が得られる毎に、今ま
で保持していたデータをラッチ回路27に一旦保持し、
このラッチ回路27の出力とフルアダζ−25の出力と
を加算する。つまり、累積加算することになる。前記イ
クスクルーシブオア回路群23,24には、差分演算制
御回路28からの出力がそれぞれ入力される。
The outputs of the exclusive OR circuit groups 23 and 24 are input to the full adder 25. In the full adder 25, the outputs of the exclusive OR circuit groups 23 and 24 are matched and added. The output of this full adder 25 is further input to a full adder 26. In this full adder 26, every time an output is obtained from the full adder 25, the data held until now is temporarily held in the latch circuit 27,
The output of this latch circuit 27 and the output of full adder ζ-25 are added. In other words, it is cumulatively added. The exclusive OR circuit groups 23 and 24 each receive an output from the difference calculation control circuit 28.

この差分演算制御回路28には、トランスバーサルフィ
ルタA1の出力の微分信号を保持しているバッファレジ
スタA4の出力、つまりSgrl(Yi+K)と、波形
積分メモリ21,22に加えられる読み出しパルスの周
波数の2倍の周波数のタイミング信号SWが加えられる
。この差分演算制御回路28の出力は互いに位相が反転
した関係にある。具体的な差分演算制御回路28は、第
10図に示すようにイクスクルーシブオア回路30及び
インバータ31・・・によつて構成される。イクスクル
ーシブオア回路30の直接出力は、イクスクルーシブオ
ア回路群23へ入力され、インバータ31を通つた出力
は、イクスクルーシブオア回路群24に入力される。第
11図は、上記した相関器の演算動作を説明するのに示
したタイムチャートである。
This difference calculation control circuit 28 is supplied with the output of the buffer register A4 that holds the differential signal of the output of the transversal filter A1, that is, Sgrl (Yi+K), and the frequency of the read pulse applied to the waveform integral memories 21 and 22. A timing signal SW of twice the frequency is added. The outputs of the difference calculation control circuit 28 are inverted in phase with each other. The specific difference calculation control circuit 28 is constituted by an exclusive OR circuit 30, an inverter 31, etc., as shown in FIG. The direct output of the exclusive OR circuit 30 is input to the exclusive OR circuit group 23, and the output after passing through the inverter 31 is input to the exclusive OR circuit group 24. FIG. 11 is a time chart shown to explain the calculation operation of the above-mentioned correlator.

(1)式に着目すると、 てある。Focusing on equation (1), we get There is.

である。It is.

このことは、差分演算(4)i−1−D,)をSgn(
Y,+K)によつてi=1からmまで加算、減算符号を
切換えながら累積加算しなくても、Sgn(Yi+K)
が1のときは(D,−1−D,),Sgn(Yi+K)
が−1のときは(Dl−D,−1)というように、要素
の順序を切換えて、累積加算しても同じであることを意
味する。
This means that the difference operation (4)i-1-D,) can be changed to Sgn(
Sgn(Yi+K) without performing cumulative addition while switching addition and subtraction signs from i=1 to m.
When is 1, (D, -1-D,), Sgn(Yi+K)
When is -1, it means that even if the order of the elements is changed and cumulative addition is performed, the result is the same as (Dl-D,-1).

差分メモリ21のデータ読み出し時のアドレス変化点を
2n1t0(m=0,1,2・・・)波形積分メモリ2
2のデータ読み出し時のアドレス変化点(2m1+1)
TO(m=0,1,2・・・)とする。
The address change point when reading data from the differential memory 21 is 2n1t0 (m=0, 1, 2...) Waveform integral memory 2
Address change point when reading data in 2 (2m1+1)
Let TO (m=0, 1, 2...).

つまり、第11図aは時間軸をあられし、同図bは波形
積分メモリ21のデータ読み出し時のアドレス変化をあ
られし、同図cは波形積分メモリ22のデータ読み出し
時のアドレス変化をあられす。これによつて、波形積分
メモリ21からは、2rr1t0〜2(m+1)ちの期
間にDm2=DO,D2,D4・・・D。−2のデータ
が読み出される。また波形積分メモリ22からは、(2
n1+1)TO〜((2m+1)+1)TOの期間にD
(2m+1)0D1?D39D59のデータが読み出さ
れる。波形積分メモリ21,22の出力データは、第1
1e,fに示すようにあられされる。一方Sgrl(Y
i+K)は、(m+1)TO〜(m+2)TOの期間に
入力するように設定される。
In other words, Figure 11a shows the time axis, Figure 11b shows address changes when reading data from the waveform integral memory 21, and Figure 11c shows address changes when reading data from the waveform integral memory 22. . As a result, from the waveform integral memory 21, Dm2=DO, D2, D4, . . . D in a period of 2rr1t0 to 2(m+1). -2 data is read. Also, from the waveform integral memory 22, (2
D during the period from n1+1)TO to ((2m+1)+1)TO
(2m+1)0D1? Data of D39D59 is read. The output data of the waveform integral memories 21 and 22 is the first
It will appear as shown in 1e and f. On the other hand, Sgrl(Y
i+K) is set to be input during the period from (m+1)TO to (m+2)TO.

(第11図g)またタイミング信号SWは、演算の基準
時間毎に0と1が交互に繰り返え信号として設定される
(第11図d)。上記のタイミング信号SWとSgn(
Yi+K)は、イクスクルーシブオア回路30に入力さ
れる。
(Fig. 11g) Furthermore, the timing signal SW is set as a signal in which 0 and 1 are alternately repeated for each calculation reference time (Fig. 11d). The above timing signals SW and Sgn (
Yi+K) is input to the exclusive OR circuit 30.

これによつて、差分演算に対して相関の要素が同時に加
味されることになる。通常の差分演算X,=Di−D,
−1を得るには、タイミング信号SWが1のとき、DO
−Dl,D2−D3,D4−D5・・・,(波形積分メ
モリ21内容から波形積分メモリ22の内容を減じる)
、タイミング信号SWがOのときD1−D2,D3−D
4,D5−D6・・・(波形積分メモリ22の内容から
波形積分メモリ21の内容を減じる)の演算を行なう。
As a result, the correlation element is simultaneously added to the difference calculation. Normal difference operation X, =Di-D,
-1, when the timing signal SW is 1, DO
-Dl, D2-D3, D4-D5..., (subtract the contents of the waveform integral memory 22 from the contents of the waveform integral memory 21)
, when the timing signal SW is O, D1-D2, D3-D
4, D5-D6... (subtracting the contents of the waveform integral memory 21 from the contents of the waveform integral memory 22).

しかし、この相関器によれば、差分演算を行うときに相
関の要素Sgn(Yi+K)が同時に入力する。
However, according to this correlator, the correlation element Sgn(Yi+K) is simultaneously input when performing the difference calculation.

したがつて、Sgrl(Yi+K)が正を示すとき(デ
ジタル値で0のとき)は、タイミング信号SW通りの演
算が行なわれ、Sgn(Yi+K)が負を示すとき(デ
ジタル値で1のとき)は、タイミング信号SWを反転し
た楊合の演算動作を得る。この動作は、イクスクルーシ
ブオア回路群23,2牡差分演算制御回路28、フルア
ダー25の構成によつて得られる、相関信号は、上記の
フルアダー25の出力をフルアダー26において累積加
算すればよい。上記した第9図の相関器によると、まず
第1に基準信号のデジタル値を記憶する波形積分メモリ
に対する書込み時間が、第8図のものに比較して2倍と
なり、制御回路を簡単にできる。
Therefore, when Sgrl(Yi+K) is positive (digital value 0), the calculation is performed according to the timing signal SW, and when Sgn(Yi+K) is negative (digital value 1) obtains the arithmetic operation by inverting the timing signal SW. This operation is obtained by the configuration of the exclusive OR circuit group 23, the two-way difference calculation control circuit 28, and the full adder 25.The correlation signal can be obtained by cumulatively adding the outputs of the full adder 25 in the full adder 26. According to the above-mentioned correlator shown in FIG. 9, first of all, the write time to the waveform integral memory that stores the digital value of the reference signal is twice that of the correlator shown in FIG. 8, and the control circuit can be simplified. .

また、波形積分メモリに用いる素子も安価で低速のもの
を用いることができる。さらに、イクスクルーシブオア
回路群23,24、フルアダー25の構成で、差分演算
を行うのに相関の要素を加えているため、第8図の相関
器で必要としたイクスクルーシブオア回路群14が不要
となり、全体の構成が簡略化され、素子数の低減、集積
回路化、設計の自由度増大に有効となる。上記したよう
にこの発明は小形で集積回路化に好適し、素子数の軽減
に役立つ相関器を提供てきる。
Moreover, the elements used for the waveform integral memory can be inexpensive and low-speed. Furthermore, since the configuration of the exclusive OR circuit groups 23, 24 and the full adder 25 adds a correlation element to perform the difference calculation, the exclusive OR circuit group 14 required in the correlator of FIG. is unnecessary, the overall configuration is simplified, and it is effective in reducing the number of elements, integrating circuits, and increasing the degree of freedom in design. As described above, the present invention provides a correlator that is small, suitable for integration into an integrated circuit, and useful for reducing the number of elements.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第1図は、テレビジョン受像器のゴースト除去装置を示
す構成説明図、第2図は、第1図のトランスバーサルフ
ィルタの構成例を示す図、第3図は第1図の差分器、コ
ンパレータ、バッファレジスタの部分を示す図、第4図
は、第1図の波形積分器の構成例を示す図、第5図は第
1図の相関器の構成例を示す図、第6図は第1図のタツ
プゲイlンメモリ部の構成例を示す図、第7図は第1図
のタイミングパルス発生装置の構成例を示す図、第8図
はこの発明に供する相関器の構成例を示す図、第9図は
この発明の一実施例による相関器を示す構成説明図、第
10図は第9図の差分演算制・御回路を示す図、第11
図a−gは、第9図の相関器の動作説明のために示した
タイムチャートである。 A7・・・・・相関器、21,22・・・・・・波形積
分メモリ、23,24・・・・・イクスクルーシブオア
回路ノ群、25,26・・・・・・フルアダー、27・
・・・・・ラッチ回路、28・・・・・・差分演算制御
回路。
FIG. 1 is a configuration explanatory diagram showing a ghost removal device for a television receiver, FIG. 2 is a diagram showing an example configuration of the transversal filter in FIG. 1, and FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of the transversal filter in FIG. 1. , FIG. 4 is a diagram showing an example of the configuration of the waveform integrator in FIG. 1, FIG. 5 is a diagram showing an example of the configuration of the correlator in FIG. 1, and FIG. 1, FIG. 7 is a diagram showing an example of the configuration of the timing pulse generator of FIG. 1, FIG. 8 is a diagram showing an example of the configuration of the correlator used in the present invention, FIG. 9 is a configuration explanatory diagram showing a correlator according to an embodiment of the present invention, FIG. 10 is a diagram showing the difference calculation control circuit of FIG. 9, and FIG.
Figures a to g are time charts shown to explain the operation of the correlator in Figure 9. A7... Correlator, 21, 22... Waveform integral memory, 23, 24... Exclusive OR circuit group, 25, 26... Full adder, 27・
...Latch circuit, 28...Difference calculation control circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 1 周期的に到来する基準信号を時間軸方向に区分する
とともに各区分における該基準信号の振幅をnビット(
nは正の整数)であらわされるデジタルデータで記憶す
るもので、時間軸方向へ1つおきの区分のデジタルデー
タを第1の波形積分メモリに、他の区分のデジタルデー
タを第2の波形積分メモリに記憶する手段と、第1、第
2の波形積分メモリの各区分毎のデジタルデータが並列
的に導入される第1、第2のイクスクルーシブオア回路
群からなり、各群は、前記nビットに対応したイクスク
ルーシブオア回路で構成され、各イクスクルーシブオア
回路の各一方の入力端に前記デジタルデータが並列入力
される手段と、前記基準信号に対して相関を必要とする
信号が時間軸方向へ0又は1のデータに変換されて一方
の入力端に入力され、他方の入力端に一定周期のタイミ
ング信号が入力されるイクスクルーシブオア回路を有し
、このイクスクルーシブオア回路の出力を反転した第1
の制御信号と非反転した第2の制御信号とを導出する相
関演算制御回路と、前記第1、第2のイクスクルーシブ
オア回路群のうち、一方の群の各イクスクルーシブオア
回路の各他方の入力端に共通に前記第1の制御信号を入
力し、他方の群の各イクスクルーシブオア回路の各他方
の入力端に共通に前記第2の制御信号を入力する手段と
、前記第1、第2のイクスクルーシブオア回路群の出力
データを前記タイミング信号の半サイクルで加算する第
1のフルアダーと、この第1のフルアダーの出力を累積
加算する第2のフルアダーとを具備した相関器。
1 Divide the reference signal that arrives periodically in the time axis direction, and calculate the amplitude of the reference signal in each section by n bits (
n is a positive integer), the digital data of every other division in the time axis direction is stored in the first waveform integral memory, and the digital data of other divisions is stored in the second waveform integral memory. It consists of means for storing in a memory, and first and second groups of exclusive OR circuits into which digital data for each section of the first and second waveform integral memories is introduced in parallel, each group being means for inputting the digital data in parallel to one input terminal of each exclusive OR circuit, and a signal that requires correlation with the reference signal; is converted into 0 or 1 data in the time axis direction and inputted to one input terminal, and a timing signal of a constant period is inputted to the other input terminal. The first inversion of the output of the circuit
a correlation calculation control circuit for deriving a control signal and a non-inverted second control signal, and each of the exclusive OR circuits in one group of the first and second exclusive OR circuit groups means for inputting the first control signal in common to the other input terminal, and inputting the second control signal in common to the other input terminals of each exclusive OR circuit of the other group; 1. Correlation comprising a first full adder that adds the output data of the second exclusive OR circuit group in half cycles of the timing signal, and a second full adder that cumulatively adds the outputs of the first full adder. vessel.
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