JPS6041481B2 - 電子同調回路 - Google Patents
電子同調回路Info
- Publication number
- JPS6041481B2 JPS6041481B2 JP50151489A JP15148975A JPS6041481B2 JP S6041481 B2 JPS6041481 B2 JP S6041481B2 JP 50151489 A JP50151489 A JP 50151489A JP 15148975 A JP15148975 A JP 15148975A JP S6041481 B2 JPS6041481 B2 JP S6041481B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- frequency
- resonant
- input
- coupling
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
- H01P1/205—Comb or interdigital filters; Cascaded coaxial cavities
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、特にＵＨＦ帯の電子同調式チューナに好適な
超高周波帯の電子同調回路に関し、さらに詳しくは、電
子同調式チューナ等の平面化構成に関するものである。
超高周波帯の電子同調回路に関し、さらに詳しくは、電
子同調式チューナ等の平面化構成に関するものである。
電子同調式チューナは、第１図に示す様に、従来、高周
波増幅段付きのものにおいては四つの共振回路、高周波
増幅段ないこついては、三つの共振回路部から構成され
ている。第１図は、高周波増幅段なしの原理的構成例で
あり、各共振回路部はは同軸線路で構成し、それぞれ片
端（四分の一波長形）又は両端（半波長形）にコンデン
サを接続し、それぞれの段間は結合孔を設けて結合され
ている。図において、高周波信号は入力端子１０から結
合回路１１を通して、共振回路１２に供給される。共振
回路１２及び１３は複同調共振回路を形成し、混合ダイ
オード１６に信号が供給される。共振回路１４は、トラ
ンジスタ１８とコンデンサ１７及び電圧容量可変ダイオ
ード１５よりなる局部発振回路を構成し、ダイオード１
６で混合された中間周波信号は端子２０より取出される
。
波増幅段付きのものにおいては四つの共振回路、高周波
増幅段ないこついては、三つの共振回路部から構成され
ている。第１図は、高周波増幅段なしの原理的構成例で
あり、各共振回路部はは同軸線路で構成し、それぞれ片
端（四分の一波長形）又は両端（半波長形）にコンデン
サを接続し、それぞれの段間は結合孔を設けて結合され
ている。図において、高周波信号は入力端子１０から結
合回路１１を通して、共振回路１２に供給される。共振
回路１２及び１３は複同調共振回路を形成し、混合ダイ
オード１６に信号が供給される。共振回路１４は、トラ
ンジスタ１８とコンデンサ１７及び電圧容量可変ダイオ
ード１５よりなる局部発振回路を構成し、ダイオード１
６で混合された中間周波信号は端子２０より取出される
。
鰭圧可変容量ダイオード１５は、それぞれ端子１９より
印加される直流電圧により、その容量が変化し、それぞ
れ共振回路の同調周波数を可変としている。高周波増幅
段が附加される場合には信号入力側に増幅用トランジス
ター段と、入力側の同調回路（プリセレクタ−）一段が
附加され、機能は同様である。本発明は、これらの電子
同調式チューナの小型化、調整の簡略化、低価格をはか
るために、平面化した回路でチューナを構成しようとす
るものである。本発明における平面化回路の構成は、譲
鷺帯基板を用いて、一その片面もしくは、両面に回路構
成をし、サスベンテッド構造の集積化回路とし、小型化
と同時に、共振回路間の段間結合の無調整化や、終端容
量の同一基板上への一体化をはかり接続工程の削減をは
かったものでありさらには、サスベンテッド構造で、特
性の向上則ち回路のＱ値の向上、損失の削減をはかった
ものであり、この機造であれば、低周波帯で使用されて
いるガラスェポキシ樹脂基板等のプリント基板でも十分
高性能なものが実現出来る。
印加される直流電圧により、その容量が変化し、それぞ
れ共振回路の同調周波数を可変としている。高周波増幅
段が附加される場合には信号入力側に増幅用トランジス
ター段と、入力側の同調回路（プリセレクタ−）一段が
附加され、機能は同様である。本発明は、これらの電子
同調式チューナの小型化、調整の簡略化、低価格をはか
るために、平面化した回路でチューナを構成しようとす
るものである。本発明における平面化回路の構成は、譲
鷺帯基板を用いて、一その片面もしくは、両面に回路構
成をし、サスベンテッド構造の集積化回路とし、小型化
と同時に、共振回路間の段間結合の無調整化や、終端容
量の同一基板上への一体化をはかり接続工程の削減をは
かったものでありさらには、サスベンテッド構造で、特
性の向上則ち回路のＱ値の向上、損失の削減をはかった
ものであり、この機造であれば、低周波帯で使用されて
いるガラスェポキシ樹脂基板等のプリント基板でも十分
高性能なものが実現出来る。
本発明の王なる目的は、のような構成におけるる平面化
電子同調式チューナにおいて、選択度をさらにあげるた
めに、共振回路への結合を改善することにより、イメー
ジ周波数におけるその妨害比を改善することにある。
電子同調式チューナにおいて、選択度をさらにあげるた
めに、共振回路への結合を改善することにより、イメー
ジ周波数におけるその妨害比を改善することにある。
すなわちイメージ、トラップを設けたことに特徴を有す
るものである。第２図は、サスベンテッド構造によるチ
ューナの実施例を示すものであり、ａはその断面図、ｂ
は誘電帯基板上のパターンの一例である。誘電帯基板（
例えばガラスェポキシ樹脂基板）２１を、萱体２２に保
持する。
るものである。第２図は、サスベンテッド構造によるチ
ューナの実施例を示すものであり、ａはその断面図、ｂ
は誘電帯基板上のパターンの一例である。誘電帯基板（
例えばガラスェポキシ樹脂基板）２１を、萱体２２に保
持する。
この場合図の様に上・下の間隙を非対称に保持し、電磁
界分布を下の方に集中させれば、電磁界の広がりが少な
くなるため、段間結合には、特別の遮蔽は不用となる。
同図ｂは、回路パターン列で、第１図と対応して、その
原理的な構成例を示してある。
界分布を下の方に集中させれば、電磁界の広がりが少な
くなるため、段間結合には、特別の遮蔽は不用となる。
同図ｂは、回路パターン列で、第１図と対応して、その
原理的な構成例を示してある。
１２，１３及び１４は共振回路部で、それぞれにコンデ
ンサ１７と、電圧可変容量素子１５が接続してある。
ンサ１７と、電圧可変容量素子１５が接続してある。
なお、２５は接地導体である。この構成において、特に
複同調部、即ち、共振線路１２，１３で構成された可変
同調部について、本発明は、その特性改良のための新た
な回路構成を提供せんとするものである。前述の様に第
２図に示した構成の複同調回路の特性は、第３図イにそ
の特性を示す様に、イメージ周波数妨害比が十分にとれ
ない場合が多い。
複同調部、即ち、共振線路１２，１３で構成された可変
同調部について、本発明は、その特性改良のための新た
な回路構成を提供せんとするものである。前述の様に第
２図に示した構成の複同調回路の特性は、第３図イにそ
の特性を示す様に、イメージ周波数妨害比が十分にとれ
ない場合が多い。
例えば、米国におけるテレビジョンのＵＨＦ帯の周波数
は４７０〜８９０ＭＨＺであり、そのイメージ周波数は
チャンネルの中心より約９■ ＭＨ２はなれたところに
あり、第３図ｆ，で示した周波数での妨害比は、約３＆
旧程度である。本発明では、その特性は、第３図口の曲
線にみられる様に、大幅に改善され（△Ａだけ）、約５
比旧以上の妨害比が得られる。
は４７０〜８９０ＭＨＺであり、そのイメージ周波数は
チャンネルの中心より約９■ ＭＨ２はなれたところに
あり、第３図ｆ，で示した周波数での妨害比は、約３＆
旧程度である。本発明では、その特性は、第３図口の曲
線にみられる様に、大幅に改善され（△Ａだけ）、約５
比旧以上の妨害比が得られる。
以下の詳細を図面を用いて説明する。第４図は、複同調
回路部における一実施例である。
回路部における一実施例である。
共振回路４３，４４は、入出力回路４１，４２で結合さ
れている。こ）で同調周波数帯域は、共振回路部４３と
４４の間隙によってきわめられる。今結合回路の一方を
例えば出力回路１２の様に、共振線路４４の一部と交叉
させて構成することにより、第３図口の様な特性が得ら
れ、ィメ−ジ周波数でのトラップが可能となる。このト
ラップの周波数は、結合回路の位置△Ｇを変えることに
より、任意に設定出来、しかも同調周波数範囲内で、こ
のトラップ周波数も可動となって追従してゆく。サスベ
ンテツド構造を用いることにより、結合線路と共振線路
との交叉は、基板の上、下のパターンを用いる事により
、スルーホールを使って極めて容易に横成される。図に
おいて′母線部は、パターンを裏側に構成した部分であ
り、第５図、第６図、第７図も同様な他の実施例である
。第８図は、本発明による電子同調式チューナの一実施
例であり、その原理構成を示し、詳細は省略する。
れている。こ）で同調周波数帯域は、共振回路部４３と
４４の間隙によってきわめられる。今結合回路の一方を
例えば出力回路１２の様に、共振線路４４の一部と交叉
させて構成することにより、第３図口の様な特性が得ら
れ、ィメ−ジ周波数でのトラップが可能となる。このト
ラップの周波数は、結合回路の位置△Ｇを変えることに
より、任意に設定出来、しかも同調周波数範囲内で、こ
のトラップ周波数も可動となって追従してゆく。サスベ
ンテツド構造を用いることにより、結合線路と共振線路
との交叉は、基板の上、下のパターンを用いる事により
、スルーホールを使って極めて容易に横成される。図に
おいて′母線部は、パターンを裏側に構成した部分であ
り、第５図、第６図、第７図も同様な他の実施例である
。第８図は、本発明による電子同調式チューナの一実施
例であり、その原理構成を示し、詳細は省略する。
入力端子１０より結合線路１１を通って高周波信号が入
り、複同調回路１２及び１３を経て、混合ダイオード１
６で局部発振器部１８の信号と混合され、中間周波数が
端子２０より取出される。
り、複同調回路１２及び１３を経て、混合ダイオード１
６で局部発振器部１８の信号と混合され、中間周波数が
端子２０より取出される。
こ）で、混合ダイオード１６への結合線路８１は、共振
線路１３と交叉することによりイメージ周波数帯でトラ
ップ作用をもたらしている。図で１７はコンデンサ、１
５は電圧可変容量ダイオード、１８はトランジスタ、８
２は接地導体である。本実施例は、高周波増幅段付きの
電子同調式チューナに関しても全く同様な効果をもたら
すものである。
線路１３と交叉することによりイメージ周波数帯でトラ
ップ作用をもたらしている。図で１７はコンデンサ、１
５は電圧可変容量ダイオード、１８はトランジスタ、８
２は接地導体である。本実施例は、高周波増幅段付きの
電子同調式チューナに関しても全く同様な効果をもたら
すものである。
次に第９図を参照しながらイメージトラップについて言
及しておく。
及しておく。
第９図ａは第４図におけるそれぞれの素子の互いの結合
を示す回路図、第９図ｂは第９図ａの等価回路である。
を示す回路図、第９図ｂは第９図ａの等価回路である。
第９図ａにおいて、４１は誘電体基板（図示せず）上に
パターン形成された入力結合回路、４２は同じく誘電体
基板の上下面にスルーホールを介してパターン形成され
た出力結合回路、４３はバラクタター、ィオード４３ａ
及び容量素子４３ｂを具備する共振回路、４４はバラク
タダィオード４４ａ及び容量素子４４ｂを具備するとと
もに、出力結合回路４２とは誘電体基板を介して一部が
交叉している共振回路である。上記構成によれば、 ｛１１ 入力結合回路４１と共振回路４３の間で生じる
相互譲導Ｍ，、【２ー 共振回路４３と４４の間で生じ
る相互誘導．地、｛３ー 出力結合回路４２と共振回路
４４の間で生じる相互誘導Ｍ３，Ｍ３′‘４’入力結合
回路４１と出力結合回路４２との間で生じる相互誘導Ｍ
、【５｝ 誘電体基板を介して出力結合回路４２と共振
回路４４との間で生じる容量Ｃ，（但し、十分に小さな
値である。
パターン形成された入力結合回路、４２は同じく誘電体
基板の上下面にスルーホールを介してパターン形成され
た出力結合回路、４３はバラクタター、ィオード４３ａ
及び容量素子４３ｂを具備する共振回路、４４はバラク
タダィオード４４ａ及び容量素子４４ｂを具備するとと
もに、出力結合回路４２とは誘電体基板を介して一部が
交叉している共振回路である。上記構成によれば、 ｛１１ 入力結合回路４１と共振回路４３の間で生じる
相互譲導Ｍ，、【２ー 共振回路４３と４４の間で生じ
る相互誘導．地、｛３ー 出力結合回路４２と共振回路
４４の間で生じる相互誘導Ｍ３，Ｍ３′‘４’入力結合
回路４１と出力結合回路４２との間で生じる相互誘導Ｍ
、【５｝ 誘電体基板を介して出力結合回路４２と共振
回路４４との間で生じる容量Ｃ，（但し、十分に小さな
値である。
）が存在する。従って、第９図ｂは第９図ａの等価回路
として表現することができる。
として表現することができる。
なお、第９図ｂの等価回路は厳密な意味から言えば分布
定数回路として取に扱うべきであるが、共振器の長さは
波長の１／１０以下程度であるため、集中定数近似が十
分可能である。第９図ｂにおいて、Ｌ，Ｌ２は入力結合
回路４１に対応するみかけ上のィンダクタンス素子、−
，Ｌ４はそれぞれ共振回路４３，４４に対応するみかけ
上のィンダクタンス素子、Ｌ５，し，Ｌ７は出力結合回
路４２に対応するみかけ上のィンダクタンス素子である
。
定数回路として取に扱うべきであるが、共振器の長さは
波長の１／１０以下程度であるため、集中定数近似が十
分可能である。第９図ｂにおいて、Ｌ，Ｌ２は入力結合
回路４１に対応するみかけ上のィンダクタンス素子、−
，Ｌ４はそれぞれ共振回路４３，４４に対応するみかけ
上のィンダクタンス素子、Ｌ５，し，Ｌ７は出力結合回
路４２に対応するみかけ上のィンダクタンス素子である
。
それぞれのィンダクタンス素子間では上述の相互譲導Ｍ
，，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ３′Ｍ４が生じているさて第９図ｂ
におけるィンダクタンス素子−、バラクタダィオード４
３ａ、容量素子４３ｂは第９図ｄとして表現でき。
，，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ３′Ｍ４が生じているさて第９図ｂ
におけるィンダクタンス素子−、バラクタダィオード４
３ａ、容量素子４３ｂは第９図ｄとして表現でき。
すなわち、第９図ｃの等価回路となる。さらに第９図ｄ
における容量成分を合成しＣ３，とし、またィンダクタ
ンス素子Ｌ３を分解して−′，ＡＬ，，Ｍ３２として表
現すると、第９図ｅのようになる。
における容量成分を合成しＣ３，とし、またィンダクタ
ンス素子Ｌ３を分解して−′，ＡＬ，，Ｍ３２として表
現すると、第９図ｅのようになる。
また、第９図ｂにおけるィンダクタンス素子Ｌ，、バラ
クタタ１１ィオード４４ａ、容量素子４４ｂについても
上記説明と同様に、ィンダクタンス素子Ｌ４をＬ４′，
Ｍ４，，Ｍ像に分解し、またバラクタダィオード４４ａ
と容量素子４４ｂを容量素子Ｃ４，に合成して表現する
ことができる。この第９図ｅを用いて説明した等価回路
構成を第９図ｂの対応箇所にあてはめると、第９図ｆと
して表現できる。第９図ｆによれば、入出力回路４１，
４２、共振回路４３，４４で形成される主伝送路９０は
同図から明らかなように見かけ上２段の帯域通過フィル
夕（ＢＰＦ）で形成されているため、入力周波数が中心
周波数よりも十分に高いと、出力周波数は入力周波数に
対して位相が１８００ずれるとともに、その出力レベル
は十分に小さくなる。
クタタ１１ィオード４４ａ、容量素子４４ｂについても
上記説明と同様に、ィンダクタンス素子Ｌ４をＬ４′，
Ｍ４，，Ｍ像に分解し、またバラクタダィオード４４ａ
と容量素子４４ｂを容量素子Ｃ４，に合成して表現する
ことができる。この第９図ｅを用いて説明した等価回路
構成を第９図ｂの対応箇所にあてはめると、第９図ｆと
して表現できる。第９図ｆによれば、入出力回路４１，
４２、共振回路４３，４４で形成される主伝送路９０は
同図から明らかなように見かけ上２段の帯域通過フィル
夕（ＢＰＦ）で形成されているため、入力周波数が中心
周波数よりも十分に高いと、出力周波数は入力周波数に
対して位相が１８００ずれるとともに、その出力レベル
は十分に小さくなる。
一方、入出力回路４１，４２で形成される副伝送路９１
は同相変成器とみなせるため、入出力間に位相差がなく
、また空間的にも疎に結合するため、出力レベルも十分
に小さくなる。
は同相変成器とみなせるため、入出力間に位相差がなく
、また空間的にも疎に結合するため、出力レベルも十分
に小さくなる。
以上の主伝送路９０と副伝送路９１の特性を利用するこ
とにより、特定周波数帯帯に対してイメージトラップを
実現することができる。
とにより、特定周波数帯帯に対してイメージトラップを
実現することができる。
・すなわち、入力端９２に因加される入力信号は、王、
副伝送路９０，９１を介して出力端９３に達するが、こ
の際に出力端９３にそれぞれ達する信号のレベルが互い
に等しく、また位相が１８０ｏ異なつるようにすれば、
信号は互いにキャンセルして見かけ上は出力端９３に信
号が発生しないため、イメージトラップは実現される。
副伝送路９０，９１を介して出力端９３に達するが、こ
の際に出力端９３にそれぞれ達する信号のレベルが互い
に等しく、また位相が１８０ｏ異なつるようにすれば、
信号は互いにキャンセルして見かけ上は出力端９３に信
号が発生しないため、イメージトラップは実現される。
なお、上述した出力機９３にそれぞれ達する信号レベル
が互いに等しく、位相を１８び異ならせるようにするに
は、第５図〜第７図で示すように適当な構成とすれば副
伝送路９１における相互誘導Ｍが変化するため容易に実
現できる。また第９図ｆにおいては、ィンダクタンス素
子−，Ｌを合成してィンダクタンス素子Ｌ５十８とし、
誘電体基板を介して出力結合回路４２と共振回路４４と
の間で生じる容量Ｃ，は十分に小さので無視している。
が互いに等しく、位相を１８び異ならせるようにするに
は、第５図〜第７図で示すように適当な構成とすれば副
伝送路９１における相互誘導Ｍが変化するため容易に実
現できる。また第９図ｆにおいては、ィンダクタンス素
子−，Ｌを合成してィンダクタンス素子Ｌ５十８とし、
誘電体基板を介して出力結合回路４２と共振回路４４と
の間で生じる容量Ｃ，は十分に小さので無視している。
以上のように、本発明は、電子同調回路を平面化回路で
一つの譲蟹体基板に構成し、その基板の上、下両面にパ
ターンを構成し、結合回路を共振回路とするスルーホー
ルを用いて交叉させることによりイメージ周波数妨害比
が大幅に改善され、また同一平面上にパターンを構成す
ることにより、半田付けの工数の削減、並びに結合段等
の調整個所の削減をはかり、大幅なコスト・ダウンが期
待できるものである。
一つの譲蟹体基板に構成し、その基板の上、下両面にパ
ターンを構成し、結合回路を共振回路とするスルーホー
ルを用いて交叉させることによりイメージ周波数妨害比
が大幅に改善され、また同一平面上にパターンを構成す
ることにより、半田付けの工数の削減、並びに結合段等
の調整個所の削減をはかり、大幅なコスト・ダウンが期
待できるものである。
第１図は従来の電子同調式チューナの原理的構成図、第
２図ａ，ｂは従来のサスベンテッド構造のチューナを示
す断面図および平面図、第３図は周波数と挿入損失の関
係を示す図、第４図〜第７図は本発明の一実施例におけ
る電子同調回路の平面図、第８図は本発明の一実施例に
おける電子同調式チューナの構成を示す平面図、第９図
ａは第４図におけるそれぞれの素子の互いの結合を示す
回路図、第９図ｂ〜ｄは各等価回路図である。 ４１……入力結合回路、４２……出力結合回略、４３，
４４・・・・・・共振回路部、１１，８１・・・・・・
結合線路、１２，１３・・・・・・共振線路、１６・・
・・・・緑合ダイオード、１８・・・・・・局部発振部
。 第１図第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 第９図 第９図
２図ａ，ｂは従来のサスベンテッド構造のチューナを示
す断面図および平面図、第３図は周波数と挿入損失の関
係を示す図、第４図〜第７図は本発明の一実施例におけ
る電子同調回路の平面図、第８図は本発明の一実施例に
おける電子同調式チューナの構成を示す平面図、第９図
ａは第４図におけるそれぞれの素子の互いの結合を示す
回路図、第９図ｂ〜ｄは各等価回路図である。 ４１……入力結合回路、４２……出力結合回略、４３，
４４・・・・・・共振回路部、１１，８１・・・・・・
結合線路、１２，１３・・・・・・共振線路、１６・・
・・・・緑合ダイオード、１８・・・・・・局部発振部
。 第１図第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 第９図 第９図
Claims (1)
- １ 誘電帯基板の一方の面上にサスペンテツド線路構造
を有する複数の共振回路と入出力結合回路とを形成し、
前記共振回路の１つと、前記入出力結合回路のいずれか
一方の一部とを前記誘電帯基板の上下面で互いに交差さ
せたことを特徴とする電子同調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50151489A JPS6041481B2 (ja) | 1975-12-18 | 1975-12-18 | 電子同調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50151489A JPS6041481B2 (ja) | 1975-12-18 | 1975-12-18 | 電子同調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5275153A JPS5275153A (en) | 1977-06-23 |
| JPS6041481B2 true JPS6041481B2 (ja) | 1985-09-17 |
Family
ID=15519605
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50151489A Expired JPS6041481B2 (ja) | 1975-12-18 | 1975-12-18 | 電子同調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6041481B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0324589U (ja) * | 1989-07-15 | 1991-03-13 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54109301A (en) * | 1978-02-15 | 1979-08-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Electronic tuner circuit |
| JPS54115001A (en) * | 1978-02-28 | 1979-09-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Electronic tuning circuit |
| JPS5728507U (ja) * | 1980-07-23 | 1982-02-15 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5515408Y2 (ja) * | 1973-11-15 | 1980-04-09 |
-
1975
- 1975-12-18 JP JP50151489A patent/JPS6041481B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0324589U (ja) * | 1989-07-15 | 1991-03-13 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5275153A (en) | 1977-06-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7567153B2 (en) | Compact bandpass filter for double conversion tuner | |
| Sánchez-Renedo et al. | Tunable combline filter with continuous control of center frequency and bandwidth | |
| US6538532B2 (en) | Magnetically coupled series-tuned air coil resonators having very low C/L ratios to achieve higher QL, lower insertion loss and improved out-of-band rejection | |
| US8164401B2 (en) | Tunable artificial dielectrics | |
| US20140340176A1 (en) | Combline filter | |
| KR19990007997A (ko) | 동조 가능한 인터스테이지 필터 | |
| US3909726A (en) | UHF Hybrid tuner | |
| US6308056B1 (en) | Double super tuner | |
| JPS6111481B2 (ja) | ||
| CA1110356A (en) | Mesfet device surface-wave-device channel selector | |
| JPS6041481B2 (ja) | 電子同調回路 | |
| US5036302A (en) | Radio receiver filter with image rejection | |
| US6734761B2 (en) | Radio-frequency input stage | |
| GB2276786A (en) | A voltage controlled filter | |
| JP3520584B2 (ja) | 高周波フィルター | |
| JPH0129322B2 (ja) | ||
| JPS6126722B2 (ja) | ||
| Berakdar et al. | Design of an Electronically Tunable Microstrip Bandpass UHF Filter | |
| JPS60223304A (ja) | 帯域分離フイルタ | |
| JPS6145656Y2 (ja) | ||
| JPH08330805A (ja) | バンドパスフィルタ | |
| JPS6134281B2 (ja) | ||
| JPS6113641B2 (ja) | ||
| KR20070072615A (ko) | 전압 제어 발진기용 공진기 및 그의 제조 방법 | |
| JPH0135523B2 (ja) |