JPS6035637B2 - 電子時計 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はＡＴ板水晶発振器の如き高安定な高周波信号源
を時間基準信号源とする電子時計において、高周波信号
源とは独立した第２の信号源を付加して２つの信号源の
協力により計時信号を作る低消費電力の時計システムに
関するものである。

ＡＴ板水晶は固有共振周波数が高く、良好な温度一周波
数特性を持ち、Ｑ値が高いなど時間基準信号源として好
適であるが、その固有共振周波数が高いため、現在の水
晶時計に用いられているような低周波水晶の場合に比べ
、発振、分周における消費電力の増加が起こり、電子時
計にとって重要な要求である電池の消費を少くする事が
非常に困難である。本発明の目的はＡＴ板水晶の如き高
周波水晶を用いた高精度でかつ電池寿命の長い時計を提
供することにある。

低消費電力で計時のための単位信号を得るために高精度
な第１の時間基準信号源とは独立した第２の時間比較信
号源を付加して、時間基準信号の直後の分周は行なわな
いで、第１、第２の２つの信号の波形比較を行ないなが
ら等価的に時間基準信号を分周したことに等しい信号を
作成する。本発明による計時システムは第１の時間基準
信号と第２の時間比較信号の２つの信号の積極的な位相
同期を行なわせるフェィズロツクの如きク。ーズドル−
プは構成しないで、前記２つの信号源を自由な発振、駆
動状態に保ち、ある時間タイミング毎に２つの信号の波
形比較を行ないながら計時信号を作うという、いわゆる
オープンループ型システムである。次に図面を用いて本
発明の詳細を説明する。

以下の説明において第１の時間基準信号を日・Ｆ信号、
第２の時間比較信号をＬ・Ｆ信号で表わす。第１図に本
発明による時計のシステムフロック図を示す。１１は日
・Ｆ信号源で安定な周波数ｆ，の日・Ｆ信号を発生する
。

１２はＬ・Ｆ信号源で周波数らのＬ・Ｆ信号を発生する
。

１３は波形比較機構である。

日・Ｆ信号とＬ・Ｆ信号をあるタイミングで波形比較し
、両信号の位相のズレに対応して比較信号を発生する。
１４は１３の波形比較機構で得られた比較信号の分筒器
である。

１５は分周された比較信号とＬ・Ｆ信号の演算を行なう
加算機構で、その出力信号は精度のあまり高くない比較
信号の分局された信号Ｌ・Ｆ信号と演算処理されて日・
Ｆ信号の精度が転送された精度の高い信号となっている
。

１６は加算機構出力信号の分周器で、計時の単位信号を
作成する。

１７は計時単位信号を計数して時刻を維持する時刻保持
機構である。

１８は時刻を表示する時刻表示機構である。

１９は時間合せ、修正等を行なう制御機構である。

次にその動作を第１図、第２図のもとずし、て説明する
。

第２図の符号１は日・Ｆ信号、第２図２はＬ・Ｆ信号で
ある。

Ｌ・Ｆ信号は周波数は日・Ｆ信号の周波数に対してある
端数の周波数成分を持つ。即ちｆ，とｆ２の比の値はｆ
，／ｆ２＝（整数）十（小数）で表わされる。Ｌ・Ｆ信
号の１周期は日・Ｆ信号の（Ｎ＋Ｑ）周期に相当する。

ここでＮは整数、Ｑは絶対値１以下の実数である。基準
信号となる日・Ｆ信号に対してＬ・Ｆ信号は多少の不安
定性が許され、Ｑ成分は時間と共に変化してもよい。

．第２図の符号３に日・Ｆ信号とＬ・Ｆ信号の波形比較
の様子を示す。

Ｌ・Ｆ信号と日・Ｆ信号の位相の関係を仮にＬ・Ｆ信号
の立ち上がりから次の日・Ｆ信号の立ち上がりまでの時
間で表わすとする。Ｑが０でなければ第２図の符号３に
示すように比較された位相量が周期的に増加減少をくり
返す。

第２図の符号４に波形比較情報を表わす。

波形比較器の構成に依存して波形比較情報は種々の物理
量で表わされるが、例えば電荷量の形で表わせば、日・
Ｆ信号に対するＬ・Ｆ信号の位相比較量に応じた電荷量
が得られる。第２図の符号４に示した例では波形比較情
報はＬ・Ｆ信号に同期している。波形比較情報に対して
ある検出レベルを設けておき、この検出レベル以下の波
形比較情報が得られたときを比較信号とする。

即ち波形比較機構１３は２つの信号の位相関係を検出し
て、その１周期毎に１個のパルスを比較信号として出力
する。

これを第２図の符号に示す。第２図の符号２に示すよう
にＬ・Ｆ信号があるｎ．，−，ｎ３・・・周期毎に比較
信号が得られたものとする。

ｎ，，仏，ｎ３・・・はＬ・Ｆ信号の不安定性のために
一定ではない。比較信号の各々１周期にふくまれる日・
Ｆ信号の個数を第２図の符号１に示すようにｐ，，ｐ２
，ｐ３・・・とするとｐ，，ｐ２，ｐ３・・・もＬ・Ｆ
信号の要素をふくむために一定数ではない。

ｉ番目の比較信号について考える。

その比較信号の１周期にふくまれている日・Ｆ信号の個
数ｐｊはｐｉ＝ｎｉＮ±１で表わされる。

ｎｉはＬ・Ｆ信号の個数である。比較信号がｉ回得られ
るときには亨ｐｉ＝Ｎふｉ士ｉ で表わされる日・Ｆ信号の個数がふくまれている。

ｉ：Ｎ番目を考えると、そのときまでにふくまれている
日・Ｆ信号の個数はｉ茎．ｐｉ：Ｎ（母ｎｉ±・） ｉ＝１ 謙周す他日・Ｆ信号の個数‘ま卓，ｎｉ±１となる。

但し複号はＱ＞０のとき十，Ｑ＜０のとき−である。比
較信号Ｎ周期毎に比較信号の分周期１４に１パルスの出
力が発生するが、この時間内に日・Ｆ信号はｉ≦．岬期
、Ｌ‐Ｆ信号は葦．ｎｉ周期の信号を発生していて、加
算機構１５は比較信号の分周期１４の出力とＬ・Ｆ信号
を演算して学ｎｉ±１周期の信号を作り出す。こ机ま正
確‘こＨ‐Ｆ信号為こ比も肌等しし、。即ち比較信号を
諸肌た信号とＬ●Ｆ信号の加算演算を行なえば、比較信
号のＮ回の測定毎に正しい時間情報が得られる。

この正しい時間情報信号をさりこ分周すれば計時単位が
得られる。以上第１図及び第２図で説明した如く、この
計時システムは日・Ｆ信号の分周器は全く用いることな
く日・Ｆ信号の情報が正確に転送された信号を作ること
ができ、低消費電力で計時のための単位信号を作成する
ことが可能である。即ち日・Ｆ信号を１／Ｎ分周する代
り‘こ日・Ｆ信号とＬ・Ｆ信号との波形比較の出力信号
を１／Ｎ分周することにより消費電力を節約している。

Ｌ・Ｆ信号の周期Ｔに対して許される誤差△Ｔは波形比
較機構１３のノイズ除去能力により異なるものであるが
、一般にはＴ士△Ｔ＝壬（Ｎ十Ｑ。

十△Ｑ）とおいたときＱｏ 十△Ｑの変動範囲が１をこ
えては不都合である。またＩＱｏ ｌが１′２に近いと
ノイズ除去が面倒になるのでＱｏは４・さし、方が好ま
しい。加算機構の構成の容易さから言ってＱｏ＋△Ｑが
定符号であること、さらには正であることが望！ましい
。

従って仮にＱｏ：４，△Ｑ＜鼻とすれは △Ｔ＜左 従って学くず＝左 以上の如くＬ・Ｆ信号の発振安定度は分周率と比較信号
にふくまれるＬ・Ｆ信号の個数によって決定される。

Ｌ・Ｆ信号としては日・Ｆ信号に近い様な高周波信号を
用いるほど発振安定度はラフなものでよいが逆に分周率
が少なくなり消費電力の低減効果は少なくなるので、必
要な安定度が得られる信号源であればＬ・Ｆ信号はでき
るだけ低周波数であることが電力低減にとり好ましい。

例として日・Ｆ信号として４ＭＨＺ，Ｌ・Ｆ信号として
３２ＫＨＺ、比較信号がｎｉ＝４のＬ・Ｆ信号をふくむ
ものとしてＬ・Ｆ信号の発振安定度を求めれば量×雲美
×．葦ぴ三２×１０−３ 実際のＬ・Ｆ信号源の構成にあたってはＬ・Ｆ信号の発
振安定度が良くなるほど、波形比較のタイミング誤差が
少なくなるので、計算で得られる安定度よりもさらに上
位の安定度を持たせるのが好ましい。

このシステムではＬ・Ｆ信号の安定度が低くても正しい
時間情報が得られる事に特徴があり、たとえ波形比較機
構１４がノイズのために誤動作しても時間情報信号の及
ぼす影響は誤動作の１回当り日・Ｆ信号の１周期１／ｆ
，であるからシステム全体としての安定度は非常に良い
。

第３図に本発明の第１の実施例を示す。

３１は日・Ｆ信号源、３２はＬ・Ｆ信号源である。

３３はトリガセツト・トリガリセツト型フリツプフロツ
プである。

３４は３３のフリツプフロップ出力信号を電荷量に変換
するりセット機構をそなえた電荷保持機構である。

３４はローパスフィルターで、３６はローパスフイルタ
ー出力の波形整形機構である。

３３，３４，３５，３６のブロックが第１図に示した波
形比較機構を構成する。

３３のフリツプフロツプのＴｓ入力端にＬ・Ｆ信号、Ｔ
ｒ入力端に日・Ｆ信号をそれぞれ入力して、日・Ｆ信号
とＬ・Ｆ信号の位相の関係をＬ・Ｆ信号のタイミングで
比較する。

フリップフロップ３３の出力Ｑを電荷保持機構３４に入
力して、出力Ｑの状態に応じた電荷量を発生させる。位
相の比較をＬ・Ｆ信号の立ち上がりで開始するならばＬ
・Ｆ信号の立ち上がりによってたくわえ始められた電荷
をＬ・Ｆ信号のオン状態の間保持していて、Ｌ・Ｆ信号
の立ち下がりで放電させる。このようにして第２図−４
に示すような形の波形比較情報を得る。ローパスフィル
夕−３５は得られた波形比較情報の高周波成分を除去し
て基本波を取り出し、また信号の位相ゆらぎ（ジツター
）の除去を行なう。

このローパスフィルターはそれ自身遅延動作もかねてい
て第１図の符号１５に示す加算機構での動作を確実にす
る。波形整形機構３６はローパスフィルター出力の基本
波を方形波に変換するもので３６の出力が第２図−５１
こ示すよぅ枇腕号となり幹周器３７に入力される。

３８‘ま幹周器３７の分周器出力とＬ・Ｆ信言号の周波
数加算を行なう。

前述した如くＱ＞０と設定すれば周波数の加算となり２
つの信号のＥＸＣＬＵＳＩＶ−ＯＲで構成すればよい。

またＱ＜０の場合には周波数の減算となる。この加算器
３８の周波数加算出力信号は計時のための基準となる周
波数鷺であり、Ｈ‐唯号を正欄音分肌た周波数に等しい
周波数である。

この＄信号をさらに分周器３９でＭ粉欄すれば計時のた
めの単位信号瓜が得られる。

静周器３７及び影周器３９緋同期型似 ィナリー型分周器で構成すれば ２（Ｎ＋Ｎ）＝ｆ，となる。

第４図に第３図のトリガセツト・トリガリセツトフリッ
プフロップ３３、電荷保持機構３４、ローパスフィルタ
ー３５の構成図を示す。

４１はトリガセツト・トリガリセツトフリツプフロップ
回路でゲート４１１にＬ・Ｆ信号、ゲート４１２に日・
Ｆ信号を入力する。

Ｌ・Ｆ信号の立ち上がりトリガーでセットされ出力Ｑは
Ｈレベルとなる。次の日・Ｆ信号の立ち上がりトリガで
リセットされて、出力ＱはＬレベルとなる。Ｌ・Ｆ信号
がＨレベルの間、日・Ｆ信号のオン・オフにより出力Ｑ
のオン・オフがくり返される。４２はＬ・Ｆ信号による
リセット機構付きの電荷保持回路である。

フリツプフロツプ４１の出力ＱがＨレベルになるとトラ
ンジスタのゲート４２１が開かれコンデンサー４２２に
電荷がチャージされる。トランジスター４２４は抵抗を
構成していて定電流源として働らく。トランジスター４
２３はコンデンサーの電荷を放電させるためにＬ・Ｆ信
号の立ち下がり動作、即ちフリップフロップ４１のＴｓ
入力端と逆極性のタイミングで電荷保持のリセット動作
を行なう。電荷がコンデンサーにチャージされていると
きはトランジスター４２３はカットオフ状態である。

出力ＱがＬレベルになるとトランジスター４２１はカッ
トオフされるが電荷はチャージされたままの状態を保持
している。次にＬ・Ｆ信号が立・ち下がりＬレベルにな
るとコンデンサーにチヤ−ジされている電荷が放電され
る。４３はローパスフィルタ−の構成回路である。

ローパスフイルターを積分回路Ｒ．Ｃ，，Ｒ２Ｃ２のシ
リーズ接続で構成する。〇ーパスフイルターは電荷保持
回路４２の出力の高調波成分及びジッター除去を行ない
基本波成分を取り出す動作を行なつ。本システムにおけ
るローパスフィルターは回路のＱ値などの制限はゆるや
かである。

このような構成の波形比較機構において日・Ｆ信号によ
る電力消費を少なくするために日・Ｆ信号が入力される
フリツプフロツプでのゲート４１２と４１３の日・Ｆ信
号からみたインピーダンスを高くすることが必要である
。

即ちゲ−ト４１２と４１３のゲート容量を少なくするこ
とが必要である。第５図に本発明の第２の実施例を示す
。

５１は日・Ｆ信号源、５２はＬ・Ｆ信号源である。

５３はＬ・Ｆ信号のパルスデューティを変換するための
波形変換機構である。

５４は○型フリップフロップ、５５は積分回路、５６は
波形整形機構である。

５４，５５，５６のブロックが第１図に示す波形比較機
構を構成する。

５７は比較信号の幹周器、５８‘ま第３図の説明と同じ
くＥＸＣＬＵＳＩＶＥ−ＯＲで構成した加算器、５９は
加鰍出力信号の諸離洲縦断鋤慨される。

Ｄ型フリップフロップ５４のＤ入力端に日・Ｆ信号を入
力し、波形変換されたＬ・Ｆ信号をクロツクパルスとし
てぐ入力端に入力する。５４のフリップフロップに入力
される日・Ｆ信号によるフリツプフロップの電力消費を
少なくする目的のために５０％デューティのＬ・Ｆ信号
のデューティ変換を行なう。

デユーテイが小さくなるほどフリツプフロツプ５４での
日・Ｆ信号による電力消費は少なくなる。

波形変換されたＬ・Ｆ信号をＬ・Ｆ′信号とすれば、Ｌ
・Ｆ′信号がＨレベルのとき入力ＤがＨレベルとなれば
出力ＱはＨレベル、入力ＤがＬレベルとなれば出力Ｑは
Ｌレベルとなる。

フリップフロップ５４の出力Ｑを積分回路に入力して積
分波出力を波形整形機構５６で波形整形して分周器５７
に入力する。

分周器出力信号とＬ・Ｆ′信号と周波数加算を行ない基
準信号源氏を作成する。波形比較された信号から計時単
位肩号如を作成するのは第３図での説明と同様である。

三分周器５７と３７周波数加算ＥＸＣＬＵＳＩＶＥ−Ｏ
Ｒゲート５８と３８、敵勝５９と３９‘まそれ靴対応す
る。第６図ａに第５図のＬ・Ｆ信号変側機構、Ｄ型フリ
ッブフロツプ回路５４の構成を示す。

６６はＬ・Ｆ信号変換回路５３である。

Ｌ・Ｆ信号を積分回路に入力するとＲ・Ｃの時定数で定
められる積分波が第６図ｂの如くになる。

第６図ｂにおいて波形６１はＬ・Ｆ信号、波形６２は積
分器出力信号である。

この積分器出力信号をィンバータに通すと波形整形され
た方形波６３が得られる。この方形波信号６３はＬ・Ｆ
信号が遅延された信号であり、このインバータ出力信号
とＬ・Ｆ信号をＡＮＤゲートに通すと波形６４で示すよ
うなＬ・Ｆ′信号が得られる。即ちこのＬ・Ｆ′信号は
Ｌ・Ｆ信号のデユ−ブイが変換された信号である。

第６図ａにおいて符号６５はフリップフロツプで、トラ
ンスミッションゲート（Ｔ・Ｇ）で構成する。

６６で作成されたＬ・Ｆ′信号をクロツクパルスとして
Ｔ・Ｇに入力する。

Ｌ・Ｆ′信号がＨレベルのときはＴ．○６２１はオン、
Ｔ・Ｇ６２２はオフとなりインバータ６３２の出力Ｑ，
には日・Ｆ信号が現われる。

このときのＴ．○６２１の日・Ｆ信号入力からＱ．出力
のループでの消費電力の節約のためにＬ・Ｆ信号がオン
となる時間はできるだけ短くすることが必要である。Ｌ
・Ｆ′信号はＨレベルのときＴ・Ｇ６２３はオフ、Ｔ・
Ｇ６２４はオンとなりインバータ６３２の出力信号はＴ
・Ｇ６２３でカットオフされ、ィンバータ６３４の出力
Ｑ２は以前の記憶状態が出力される。このときＴ・Ｇ６
２３からＱ２出力までのループでは日・Ｆ信号による電
力消費はない。Ｌ・Ｆ′信号がＬレベルのときはＴ・Ｇ
６２１がオフ、Ｔ・Ｇ６２２がオンとなりインバータ６
３２の出力は以前の記憶状態が出力される。

Ｔ・Ｇ６２３がオン、Ｔ・Ｇ６２４はオフとなりインバ
ータ６３４の出力はインバータ６３２の出力がそのまま
現わる。本発明による計時システムではＬ・Ｆ信号の安
定度がある程度低くても正しい時間情報が得られるから
、Ｌ・Ｆ信号源としては種々のものが考えられる。

先に検討したようにＬ・Ｆ信号安定度は分周率に関係す
る量で、分周率が大きくなるほどＬ・Ｆ信号の安定度を
高めなければならない。即ちＬ・Ｆ信号が低周波数にな
るほど安定度は高めなくてはならない。第７図は水晶発
振器をＬ・Ｆ信号源に用いる場合を示す。

水晶発振器は通常１０‐５程度以上の安定度を持ち、本
システムにおいては十分な安定度である。水晶発振周波
数は水晶振動子の切り出し角度、形状、寸法に依存する
が十５０×カット型水晶を用いれば腿ＨＺ〜３狐ＨＺ程
度の周波数が容易に得られる。符号７１は十５０×カッ
ト型水晶であり符号７２は増幅作用を行なうィンバータ
である。

水晶振動子７１の入出力間に１０ＭＯ程度の直流帰還抵
抗Ｒ，を接続する。ある適当な寸法、形状を持たせれば
Ｃ，＝１皿Ｆ，Ｃ２＝坪Ｆ，Ｒ２＝３０血０程度とすれ
ば３兆ＨＺ程度の発振周波数が得られる。７３は波形整
形を行なうインバータである。

第８図にＣ／ＭＯＳを利用したＣＲ発振器をＬ・Ｆ信号
源とする場合を示す。時計用電子回路には現在Ｃ／ＭＯ
Ｓが一般的に使用されていて、Ｌ・Ｆ信号源を時計回路
を構成するＣ／ＭＯＳと一体化して集積化されれば都合
が良い。

ＣＲ発振器は水晶発振器ほどの安定度を持たせることは
困難であるが、数１０ＫＨＺ程度の発振器周波数で１０
‐ろ呈度の安定度を持たせることは可能である。８図ａ
に示すＣＲ発振器はィンバータ２個と容量及び抵抗で構
成し、トリガー入力が加わらないでも周期的な方形波を
発生する。

インバー夕Ｂの出力がＨレベルであると仮定すれば、容
量Ｃは電源電圧Ｖ。

までチャージされて、インバータＡの出力はＬレベルで
ある。抵抗Ｒを介して容量Ｃを放電する働らきが起こる
が、放電状態に対応してィソバータＡの入力端も変化し
、ある電圧に達するとインバータの反転が起こり、イン
バータＡの出力はＬレベルからＨレベルになる。次にイ
ンバータＢの出力はＬレベルとなり容量Ｃは完全放電状
態になっている。ィンバータＡの出力がＨレベルである
ために今度は容量Ｃを充電する働らきが起こり、充電状
態に対応してィンバータＡの入力端の電圧が変化しある
電圧値に達すると再びィンバータに反転が起こる。以上
の動作がくり返し、第８図ｂに示すように周期的な方形
波８１，８２を発生する。

８１はィンバータＢの出力、８２はインバータＡの出力
に対応する。

発振出力波は回路に印加される電圧Ｖｏ、素子のスレシ
ョールド電圧ＶＴ、及び回路定数Ｃ，Ｒによって決定さ
れる。ＶＤ＝１．５Ｖ，ＶＴ＝１．１Ｖと仮定した場合
、Ｃ＝ＩＰＦとした場合 Ｒ＝１０山ＭＱの場合周波数
ｆ２＝２泌ＨＺ、Ｒ＝５■ＭＱの場合ｆ２＝４巡ＨＺ程
度となる。

抵抵抗Ｒを可変抵抗とすれば周波数の微調整が行なわれ
る。Ｌ・Ｆ信号源の構成として水晶発振器、Ｃ／ＭＯＳ
−ＣＲ発振器の例を示したがＬ・Ｆ信号源としてはこの
他にもＬ・Ｃ発振器、圧電音片、音サ等いろんな種類の
ものが考えられる。

時間基準信号源としては前述の如くＡＴ板水晶発振器が
好適である。

ＡＴ板水晶発振器は第７図に示した×カット水晶発振器
と同様の構成されてＭＨＺ帯の発振周波数、例えば４Ｍ
ＨＺ、母ＭＨ２などが可能である。９図に４ＭＨＺ発振
回路を示す。

９ １は４ＭＨＺ ＡＴ板水晶である。

９２はＣ／ＭＯＳで構成されるィンバータで増幅作用を
行なう。

９３は直流帰還抵抗で電源電圧１．５Ｖの場合１０ＭＱ
である。

Ｃ，＝２０ＰＦＣ２＝兜Ｆで発振が行なわれ９４のィン
バータで波形整形を行なう。なおＣ，の容量を可変とし
て発振の微調整を行なう。日・Ｆ信号としては山ＭＨＺ
周波数の他に８ＭＨ２周波数の場合も考えられるが、日
・Ｆ信号源、Ｌ・Ｆ信号源の選定は時計システム全体の
仕様を考えて決定される。以上述べた如く本発明による
と高周波信号源を用いても極めて低消費電力で時計が完
成されて電池の長寿命が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のシステムフロック図、第２図はシステ
ム動作波形図、第３図は本発明の第１実施例を示すブロ
ック図、第４図は第１実施例の波形比較機構の１部の構
成回路を示す図、第５図は本発明の第２実施例を示すブ
ロック図、第６図ａは第２実施例のＬ・Ｆ信号変換部及
び波形比較機構の１部の構成回路を示す図、第６図ｂは
第６図ａの波形図、第７図はＬ・Ｆ信号源の水晶発振器
での構成図、第８図ａ及びｂはＬ・Ｆ信号源のＣ／ＭＯ
Ｓ−ＣＲ発振器での構成図及び波形図、第９図は日・Ｆ
信号源の水晶発振器での構成図である。 １１・…・・日・Ｆ信号源、１２・・…・Ｌ・Ｆ信号源
、１３…・・・波形比較機構、１５…・・・加算機構、
３３……トリガセツト・リセツトフリツプフロツプ、３
４・・・・・・電荷保持機構、３５・・・・・・ローパ
スフィルター、６３・…・・Ｌ・Ｆ信号変換機構、５４
・・・・・・Ｄフリツプフロップ、７１・・・・・・低
周波水晶、９１・・・・・・高周波水晶。 矛′図 才２図 才３図 才４図 汁５図 オり図でＱ） 才６図（の 才７図 汁８図でＱ） 才８図仏Ｊ ★０図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 第１の時間基準信号源と、該第１の時間基準信号源
   とは独立し、該第１の時間基準信号源とは予め定められ
   た２以上の整数倍にほぼ等しい周期を持つ第２の時間基
   準信号源と、第１の時間基準信号源と第２の時間比較信
   号の波形の位相比較回路と、該位相比較回路の出力を前
   記整数分の１に分周した信号と、前記第２の時間比較信
   号を加算して計時信号を作成することを特徴とする電子
   時計。