JPS60249447A - 軟判定復調方式 - Google Patents
軟判定復調方式Info
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- JPS60249447A JPS60249447A JP10478484A JP10478484A JPS60249447A JP S60249447 A JPS60249447 A JP S60249447A JP 10478484 A JP10478484 A JP 10478484A JP 10478484 A JP10478484 A JP 10478484A JP S60249447 A JPS60249447 A JP S60249447A
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- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/35—Unequal or adaptive error protection, e.g. by providing a different level of protection according to significance of source information or by adapting the coding according to the change of transmission channel characteristics
- H03M13/353—Adaptation to the channel
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- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
- H03M13/3723—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35 using means or methods for the initialisation of the decoder
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/067—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing soft decisions, i.e. decisions together with an estimate of reliability
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、多値軟判定データを基に誤り訂正を行うディ
ジタル通信システムにおいて、復調信号レベルと軟判定
しきい値間隔との関係を予め定めた規則に従って制御す
ることにより、復号ビット誤り率の最適制御時からの劣
化を低く抑えることのできる軟判定復調方式に関する。
ジタル通信システムにおいて、復調信号レベルと軟判定
しきい値間隔との関係を予め定めた規則に従って制御す
ることにより、復号ビット誤り率の最適制御時からの劣
化を低く抑えることのできる軟判定復調方式に関する。
（背景技術）
近年、衛星通信が各方面で実用化されてきている。衛星
通信システムは、電力制限が厳しい通信系であるので、
衛星や地球局の電力を節約できる通信システムを構成す
ることが重要である。
通信システムは、電力制限が厳しい通信系であるので、
衛星や地球局の電力を節約できる通信システムを構成す
ることが重要である。
従来から、伝送路上で生じたビット誤りを受信側で訂正
し正しい情報を復元しようとする誤り訂正方式がある。
し正しい情報を復元しようとする誤り訂正方式がある。
この誤り訂正方式を、衛星通信システムに導入すれば、
衛星リンクでのビット誤りの発生をある程度許容できる
ことばなり、衛星や地球局の電力を節約するための有効
な手段となりうる。実際に、誤り訂正方式のうち、高い
誤り訂正能力を有するたたみ込み符号化／軟判定ヴイタ
ービ復号方式を、衛星通信システムに適用することが検
討されている。
衛星リンクでのビット誤りの発生をある程度許容できる
ことばなり、衛星や地球局の電力を節約するための有効
な手段となりうる。実際に、誤り訂正方式のうち、高い
誤り訂正能力を有するたたみ込み符号化／軟判定ヴイタ
ービ復号方式を、衛星通信システムに適用することが検
討されている。
ここで、たたみ込み符号化／軟判定ヴイタービ復号方式
について簡単に述べておく。
について簡単に述べておく。
たたみ込み符号化とは、過去の入力信号系列をもとに、
連鎖的に順次符号化を行℃・、符号化された信号間に一
定の相関をもたせていく符号化法であり、ヴイタービ復
号法とは、その相関を利用して伝送路上の雑音の影響を
受けている受信信号から、たたみ込み符号化前の最も確
からしい送信信号系列を最も能率よく推測する最尤復号
法である。
連鎖的に順次符号化を行℃・、符号化された信号間に一
定の相関をもたせていく符号化法であり、ヴイタービ復
号法とは、その相関を利用して伝送路上の雑音の影響を
受けている受信信号から、たたみ込み符号化前の最も確
からしい送信信号系列を最も能率よく推測する最尤復号
法である。
このような符号化・復号法を用も・る場合、受信側にお
いて受信波を復調する際に、復調前の信号がもっている
アナログ情報をできるだけ保持した復調データを用いる
と誤り訂正能力を増すことができる。この目的から、通
常のｏ“が′１″がの２値復調データ（ピノ））Ｋその
データの確からしさをも付加して出力する復調法がある
。これを軟判定復調法という。
いて受信波を復調する際に、復調前の信号がもっている
アナログ情報をできるだけ保持した復調データを用いる
と誤り訂正能力を増すことができる。この目的から、通
常のｏ“が′１″がの２値復調データ（ピノ））Ｋその
データの確からしさをも付加して出力する復調法がある
。これを軟判定復調法という。
以下、第１図と第２図を用い軟判定復調法について説明
する。第１図は、軟判定復調器１の構成例を示し、図に
おいて２は検波器、３は軟判定回路、４は受信波、５は
受信ベースバンド信号、６は軟判定復調データである。
する。第１図は、軟判定復調器１の構成例を示し、図に
おいて２は検波器、３は軟判定回路、４は受信波、５は
受信ベースバンド信号、６は軟判定復調データである。
また７は軟判定復調データ系列を復号するヴイタービ復
号器である。
号器である。
いま、受信波４としてＣＰ Ｓ Ｋ変調波に分散Ｎｏ／
２（ＮＯ二二側側雑音電力密度のランダム雑音が加わっ
た信号を考える。これを検波器２によってコヒーレント
検波してまる受信ベースバンド信号５の振幅γは、理想
的なマツチドフィルタにより通信路で生じる符号量干渉
が完全に除去されている場合には、送信１シンボル当り
のエネルギーをＥ ｓ 。
２（ＮＯ二二側側雑音電力密度のランダム雑音が加わっ
た信号を考える。これを検波器２によってコヒーレント
検波してまる受信ベースバンド信号５の振幅γは、理想
的なマツチドフィルタにより通信路で生じる符号量干渉
が完全に除去されている場合には、送信１シンボル当り
のエネルギーをＥ ｓ 。
分散Ｎｏ／２のランダム雑音成分をｎとするとき、次式
で表わされる。
で表わされる。
、−＋７Ｅｓや。 ・・・（１１
この式を図示したのが、第２図（ａｌであって、横軸に
受信ベースバンド信号５の振幅γを縦軸に確率密度をと
り、送信信号が゛°１パである場合の分布を実線で、送
信信号が０″である場合の分布を破線で示している。第
２図（ａ）から判るように、雑音がない場合で、送信信
号が１１１１．であるときの受信信号５の振幅γはＪＥ
ｓであり、送信号が” ｏ ”であるときの受信信号５
の振幅γは−ＪＥｓである。
受信ベースバンド信号５の振幅γを縦軸に確率密度をと
り、送信信号が゛°１パである場合の分布を実線で、送
信信号が０″である場合の分布を破線で示している。第
２図（ａ）から判るように、雑音がない場合で、送信信
号が１１１１．であるときの受信信号５の振幅γはＪＥ
ｓであり、送信号が” ｏ ”であるときの受信信号５
の振幅γは−ＪＥｓである。
通常の復調器では、上記受信信号５の振幅γをディジタ
ル化する際には、第２図（ａ）の原点０を信号の判定し
きい値として、振幅γの正負ゐ判定を行い、その判定に
応じて”０″または°１”′のディジタル信号を出力し
ている。これを一般に、硬判定（ハードデシジョン）復
調と呼んでいる。しかし、との硬判定復調では、送信信
号が°′１°″であってもｎ Ｏｕに判定されたり、送
信信号が０″であってもＴ １１＋に判定される確率が
あるととが第２図（ａｌから、判る。このことは、送信
信号のもつ情報が受信側で誤って復元されることである
。
ル化する際には、第２図（ａ）の原点０を信号の判定し
きい値として、振幅γの正負ゐ判定を行い、その判定に
応じて”０″または°１”′のディジタル信号を出力し
ている。これを一般に、硬判定（ハードデシジョン）復
調と呼んでいる。しかし、との硬判定復調では、送信信
号が°′１°″であってもｎ Ｏｕに判定されたり、送
信信号が０″であってもＴ １１＋に判定される確率が
あるととが第２図（ａｌから、判る。このことは、送信
信号のもつ情報が受信側で誤って復元されることである
。
そこで、受信ベースバンド信号５の振幅γをディジタル
化する際に、前記硬判定復調のデータに、その判定の確
からしさを示すデータを付加してディジタル化しようと
するのが、軟判定復調である。
化する際に、前記硬判定復調のデータに、その判定の確
からしさを示すデータを付加してディジタル化しようと
するのが、軟判定復調である。
第１図の軟判定回路３が、このためのディジタル化回路
であって、その特性例を第２図（ｂＬ（Ｃ１に示してい
る。第２図（ｂ）は、受信ベースバンド信号５の振幅γ
を■〜■の４つの小領域に分割し判定しようとするもの
で４値軟判定と呼ばれ、小領域の間隔Ｔ、はしきい値間
隔と呼ばれる。
であって、その特性例を第２図（ｂＬ（Ｃ１に示してい
る。第２図（ｂ）は、受信ベースバンド信号５の振幅γ
を■〜■の４つの小領域に分割し判定しようとするもの
で４値軟判定と呼ばれ、小領域の間隔Ｔ、はしきい値間
隔と呼ばれる。
第２図（Ｃ）は受信ベースバンド信号５の振幅γをしき
い値間隔Ｔ２で■〜■の８つの小領域に分割し判定しよ
うとするもので８値軟判定と呼ばれる。
い値間隔Ｔ２で■〜■の８つの小領域に分割し判定しよ
うとするもので８値軟判定と呼ばれる。
図中８と９が復調データを示す。８は硬判定復調データ
に和尚し、９がそのデータの確からしさを示している。
に和尚し、９がそのデータの確からしさを示している。
（ｃｌの８値軟判定を例にとると、一番あいまし・さを
残す小領域は■と■であり、そのデータ９は’ｏｏ”
となっている。逆に高い確度をもって１１１Ｚ ＩＩＱ
１′を正しく判定できる小領域は■と（りてあり、この
データ９は°１１“どなっている。
残す小領域は■と■であり、そのデータ９は’ｏｏ”
となっている。逆に高い確度をもって１１１Ｚ ＩＩＱ
１′を正しく判定できる小領域は■と（りてあり、この
データ９は°１１“どなっている。
以上のように軟判定復調は、アナログ状態である受信ベ
ースバンド信号５の振幅γに含まれている情報をできる
だけ忠実にディジタル化して、復号する際、復調データ
に含まれる雑音の影響を推測し易くする復調法である。
ースバンド信号５の振幅γに含まれている情報をできる
だけ忠実にディジタル化して、復号する際、復調データ
に含まれる雑音の影響を推測し易くする復調法である。
なお、第１図のヴイタービ復号器７は、軟判定復調デー
タ６をもとに、送信側で作られた信号間の相関と、復調
チータロの確からしさを考慮して、符号化前の最も確か
らしい送信信号系列を推測（最尤復号）し伝送路上で生
じた誤りを訂正する。
タ６をもとに、送信側で作られた信号間の相関と、復調
チータロの確からしさを考慮して、符号化前の最も確か
らしい送信信号系列を推測（最尤復号）し伝送路上で生
じた誤りを訂正する。
このような誤り訂正方式は通常軟判定ヴイタービ復号と
呼ばれている。この軟判定ヴイタービ復号については、
文献（Ｈｅｌ Ｉｅｒ、 Ｊ、尤：”Ｖｉｔｅｒｂｉ
ｄｅｃｏｄｉｎｇｆｏｒ ５ａｔｅｌｌｉｔｅ ａｎｄ
５ｐａｃｅ ｃｃｒｎｒｕｎｉｃａｔｉｏｎ ’：
ＴＥＥＥＴｒａｎｓ、。
呼ばれている。この軟判定ヴイタービ復号については、
文献（Ｈｅｌ Ｉｅｒ、 Ｊ、尤：”Ｖｉｔｅｒｂｉ
ｄｅｃｏｄｉｎｇｆｏｒ ５ａｔｅｌｌｉｔｅ ａｎｄ
５ｐａｃｅ ｃｃｒｎｒｕｎｉｃａｔｉｏｎ ’：
ＴＥＥＥＴｒａｎｓ、。
αＭ−１９，ｐｐ、８３５−８４８． （Ｊｃｔ 、
１９７ ］、 ）に詳し℃・。
１９７ ］、 ）に詳し℃・。
ところで、第２図に示した受信信号振幅γとしきい値間
隔Ｔ、 、 Ｔ２との間には、復号データのビット誤り
率を最小にする最適な関係が存在する。受信波のＢｓハ
０が与えられた時の最適しきい値間隔については、文献
（Ｙａｓｕｄａ、 Ｙ、、 Ｈｉ ｒａｔａ、 Ｙ、
ａｎｄ Ｏ；ｚｍｑｒａ。
隔Ｔ、 、 Ｔ２との間には、復号データのビット誤り
率を最小にする最適な関係が存在する。受信波のＢｓハ
０が与えられた時の最適しきい値間隔については、文献
（Ｙａｓｕｄａ、 Ｙ、、 Ｈｉ ｒａｔａ、 Ｙ、
ａｎｄ Ｏ；ｚｍｑｒａ。
Ａ、 ”０ｐｔｉｒｙｕｎ ５ｏｆｔ ｎ口５ｉｏｎ
ｆｏｒ Ｖｉｔａｒｂｉ Ｄｅｃｏｒ市ｎｇ、”５ ｔ
ｈ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃ１ｏｎｆｅｒｅｎ
ｃｅ ｏｎ Ｄｉｇｉｔａｌ ５ａｔｅｌｌｉｔｅＣｂ
１丁Ｉｎ１ｃａｔｉｏｎ、ｅｎｏａ、Ｉｔａｌｙ、ｐｐ
、２５１−２５８．〜ｈｒ−１９８１）て詳しく述べら
れている。この文献に記載されたＥｓ／Ｎｏとしきい値
間隔との関係を、第３図、第４図に示し、簡単に説明す
る。
ｆｏｒ Ｖｉｔａｒｂｉ Ｄｅｃｏｒ市ｎｇ、”５ ｔ
ｈ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃ１ｏｎｆｅｒｅｎ
ｃｅ ｏｎ Ｄｉｇｉｔａｌ ５ａｔｅｌｌｉｔｅＣｂ
１丁Ｉｎ１ｃａｔｉｏｎ、ｅｎｏａ、Ｉｔａｌｙ、ｐｐ
、２５１−２５８．〜ｈｒ−１９８１）て詳しく述べら
れている。この文献に記載されたＥｓ／Ｎｏとしきい値
間隔との関係を、第３図、第４図に示し、簡単に説明す
る。
第３図は横軸にＪＥｓで規格化したしき℃値間隔υψ范
縦軸にビット誤り率ＰＲをとり、これらの関係を、Ｅｓ
ハ０がｉ ｄ１３２ｄＢ、 ３ｄＢであるときの４値お
よび８値軟判定ヴイタービ復号方式について表わしてい
る。
縦軸にビット誤り率ＰＲをとり、これらの関係を、Ｅｓ
ハ０がｉ ｄ１３２ｄＢ、 ３ｄＢであるときの４値お
よび８値軟判定ヴイタービ復号方式について表わしてい
る。
なお、用いた符号は符号化率十のたたみ込み符号で、拘
束長７、生成多項式は１３３．１７１ （８値表示）で
ある。横軸のＴ／ＪＥｓがＯであることは、前述の硬判
定（ハードテシジョン）に等しく、この点で全ての方式
は同じＰＨの値をとる。第３図は、多値軟判定では、ビ
ット誤り率を最低にする最適なしきい値が存在し、その
値はＥｓ、ハ０に依存することを指摘している。さらに
、この依存性については、第４図の関係が示されている
。第４図（ａ）は、横軸にＥｓ／Ｎｏ、縦軸にＴ／ＪＥ
Ｓをとり、その関係を４値（Ｑ＝４）と８値（Ｑ＝８）
軟判定について示している。また、第４図（１））は、
（ａｉ同図中Ｑ＝８の特性について、ビット誤り率ＰＢ
が、最適しきい値時からＯ〜２０係劣化する範囲と２０
〜５０係劣化する範囲とを準最適領域として示したもの
である。
束長７、生成多項式は１３３．１７１ （８値表示）で
ある。横軸のＴ／ＪＥｓがＯであることは、前述の硬判
定（ハードテシジョン）に等しく、この点で全ての方式
は同じＰＨの値をとる。第３図は、多値軟判定では、ビ
ット誤り率を最低にする最適なしきい値が存在し、その
値はＥｓ、ハ０に依存することを指摘している。さらに
、この依存性については、第４図の関係が示されている
。第４図（ａ）は、横軸にＥｓ／Ｎｏ、縦軸にＴ／ＪＥ
Ｓをとり、その関係を４値（Ｑ＝４）と８値（Ｑ＝８）
軟判定について示している。また、第４図（１））は、
（ａｉ同図中Ｑ＝８の特性について、ビット誤り率ＰＢ
が、最適しきい値時からＯ〜２０係劣化する範囲と２０
〜５０係劣化する範囲とを準最適領域として示したもの
である。
第３図および第４図から言えることは、多値軟判定ヴイ
タービ復号を行う場合、その誤り訂正効果を最大限に引
き出すためには、Ｅｓハ０に従ってしきい値間隔を変え
る必要がある、ということである。
タービ復号を行う場合、その誤り訂正効果を最大限に引
き出すためには、Ｅｓハ０に従ってしきい値間隔を変え
る必要がある、ということである。
しかしながら、従来の軟判定復調器にお℃・ては、経験
的にしきい値間隔を定め、その値に固定しているのが一
般的である。これは、Ｅｓハ０を測定する回路が複雑で
あると考えられていて、第１図に示した系にそれを付加
することは、装置を極めて複雑化し、経済的でないため
である。それ故、受信波が降雨減衰を受け受信信号レベ
ルが変動したり、雑音レベルが変動したりすると、それ
によって復号データのビット誤り率ＰＲを劣化させて℃
・た。
的にしきい値間隔を定め、その値に固定しているのが一
般的である。これは、Ｅｓハ０を測定する回路が複雑で
あると考えられていて、第１図に示した系にそれを付加
することは、装置を極めて複雑化し、経済的でないため
である。それ故、受信波が降雨減衰を受け受信信号レベ
ルが変動したり、雑音レベルが変動したりすると、それ
によって復号データのビット誤り率ＰＲを劣化させて℃
・た。
（発明の目的）
本発明は、上述した従来技術に鑑みなされたもので、受
信ベースバンド信号振幅と軟判定しきし・値間隔の関係
を簡単な構成をもって制御てきる可変量とし、復号デー
タのビット誤り率の劣化を抑圧することのできる軟判定
復調方式を提供することを目的とし、その特徴は、復調
器にＡＧＣ（Ａｕｔｏ−ｒｒｎｔｉｃ Ｇａ１ｎ Ｃｂ
ｎｔｒｏ’ｌ ）機能をもたせ、Ｅｓ／Ｎｏのある範囲
内で受信ベースバンド信号振幅γと軟判定しきい値間隔
Ｔとの関係を最適状態にできるだけ近づけるように、振
幅γもしくは軟判定ｌ〜きい値間隔Ｔを制御することに
ある。
信ベースバンド信号振幅と軟判定しきし・値間隔の関係
を簡単な構成をもって制御てきる可変量とし、復号デー
タのビット誤り率の劣化を抑圧することのできる軟判定
復調方式を提供することを目的とし、その特徴は、復調
器にＡＧＣ（Ａｕｔｏ−ｒｒｎｔｉｃ Ｇａ１ｎ Ｃｂ
ｎｔｒｏ’ｌ ）機能をもたせ、Ｅｓ／Ｎｏのある範囲
内で受信ベースバンド信号振幅γと軟判定しきい値間隔
Ｔとの関係を最適状態にできるだけ近づけるように、振
幅γもしくは軟判定ｌ〜きい値間隔Ｔを制御することに
ある。
（発明の構成及び作用）
第５図に本発明の３つの実施例を示す。図において、１
０はレベル制御回路、１１はレベル測定回路、１５はＡ
／Ｉ）変換器、１６はＲＯＭなどからなる変換表、１２
、１３．１４．１７は各部の信号を示し、他は第１図と
同じである。
０はレベル制御回路、１１はレベル測定回路、１５はＡ
／Ｉ）変換器、１６はＲＯＭなどからなる変換表、１２
、１３．１４．１７は各部の信号を示し、他は第１図と
同じである。
第５図（ａ）は、受信ベースバンド信号５の振幅γが軟
判定回路３の有するしきい値間隔Ｔに対して、最適状態
にできるだけ近づくように、受信ベースバント信号５の
振幅を制御するものである。
判定回路３の有するしきい値間隔Ｔに対して、最適状態
にできるだけ近づくように、受信ベースバント信号５の
振幅を制御するものである。
第５図（ｂｌは、受信ベースバンド信号５の振幅γが軟
判定回路３の有するしきい値間隔Ｔに対して最適状態に
できるだけ近づくように、受信波レベル４と、検波器２
人力レベル１４との関係を制御するものである。
判定回路３の有するしきい値間隔Ｔに対して最適状態に
できるだけ近づくように、受信波レベル４と、検波器２
人力レベル１４との関係を制御するものである。
第５図（ａｌ、 （ｂｌのレベル制御回路１０とレベル
測定回路１１は通常のＡＧＣ回路を若干変更することに
よって達成できる。
測定回路１１は通常のＡＧＣ回路を若干変更することに
よって達成できる。
第５図（Ｃ１は、受信信号５の振幅γをレベル測定回路
１１によって検出し、その振幅値の情報１３によって、
受信ベースバンド信号５の振幅γを軟判定復調データ６
に変換するに最適な変換表１６を選択するもので、これ
は、受信ベースバンド信号５の振幅γに対して最適状態
に近いしきい値間隔Ｔを選択するのに等しい。Ａ／Ｄ変
換器１５は、変換表がＲＯＭで構成されるので、予め受
信信′号５をディジタル化するためのものである。
１１によって検出し、その振幅値の情報１３によって、
受信ベースバンド信号５の振幅γを軟判定復調データ６
に変換するに最適な変換表１６を選択するもので、これ
は、受信ベースバンド信号５の振幅γに対して最適状態
に近いしきい値間隔Ｔを選択するのに等しい。Ａ／Ｄ変
換器１５は、変換表がＲＯＭで構成されるので、予め受
信信′号５をディジタル化するためのものである。
いずれの実施例においても、レベル測定回路］１の特性
のもたせ方によって、系の特性が変わる。
のもたせ方によって、系の特性が変わる。
すなわち、受信信号５の振幅γは前述の式＋１１で表わ
されるように、信号成分に雑音成分が重畳したものであ
るから、レベル測定回路１１としては、（１）（信号成
分十雑音成分）のレベルを検出する、（２）信号成分の
レベルを検出する、（３）雑音成分のレベルを検出する
、の３つの方法が考えられる。（１）の方法は受信信号
振幅γの２乗平均値（〒２）、（２）の方法は受信信号
振幅γの絶対値の平均値の２乗値（（ＤＩ）２）、（３
）の方法は、（１）と（２）の差（ｒ２−（１７１す）
をめればよい。検波器２の受信フィルタのＢＴ積（１３
：フィルタの帯域幅、Ｔニシンポル間隔を１とすると、
（１１の方法は（Ｅｓ ＋Ｎａ ）を、（２）の方法は
Ｅｓを、（３）の方法はＮｏをめることと等価である。
されるように、信号成分に雑音成分が重畳したものであ
るから、レベル測定回路１１としては、（１）（信号成
分十雑音成分）のレベルを検出する、（２）信号成分の
レベルを検出する、（３）雑音成分のレベルを検出する
、の３つの方法が考えられる。（１）の方法は受信信号
振幅γの２乗平均値（〒２）、（２）の方法は受信信号
振幅γの絶対値の平均値の２乗値（（ＤＩ）２）、（３
）の方法は、（１）と（２）の差（ｒ２−（１７１す）
をめればよい。検波器２の受信フィルタのＢＴ積（１３
：フィルタの帯域幅、Ｔニシンポル間隔を１とすると、
（１１の方法は（Ｅｓ ＋Ｎａ ）を、（２）の方法は
Ｅｓを、（３）の方法はＮｏをめることと等価である。
さらに、上記（１）〜（３）の方法はそれぞれＪ Ｅｓ
＋Ｎａ。
＋Ｎａ。
Ｖ’ＥＳ、 ＪＮｏをめていると考えてよい。
以下、（１）〜（３）の方法を、方式Ｉ〜Ｉｆｌと呼ぶ
こととし、具体的なパラメータ設定法と最適制御時がら
の復号データのビット誤り率ＰＢの劣化量について述べ
る。
こととし、具体的なパラメータ設定法と最適制御時がら
の復号データのビット誤り率ＰＢの劣化量について述べ
る。
第５図（ａｌ〜（Ｃ１のいずれの実施例に対しても、上
記方式Ｉ〜ＩＩＩの適用は可能であり、同一の方式を採
用した場合の実施例の間には差異のない結果が得られる
。したがって、以下では、各方式１〜１１７間の差異に
ついて述べる。
記方式Ｉ〜ＩＩＩの適用は可能であり、同一の方式を採
用した場合の実施例の間には差異のない結果が得られる
。したがって、以下では、各方式１〜１１７間の差異に
ついて述べる。
各方式の受信信号としきい値間隔Ｔとの関係は、次式を
満足するように制御される。
満足するように制御される。
方式Ｉ：ｆ岨Ｔ洲−β１Ｔ ・・（２）方式ｎ：ｆ■−
β２Ｔ ・・・（３） 方式１［Ｉ ： ＪＮｏ −β３Ｔ ・・（４）ここで
、β１．β２．β３は定数である。
β２Ｔ ・・・（３） 方式１［Ｉ ： ＪＮｏ −β３Ｔ ・・（４）ここで
、β１．β２．β３は定数である。
したがって、各方式について、Ｂ Ｅ Ｒの劣化量が最
小となる値定数β、、β２．β３の値をめ、式（２）。
小となる値定数β、、β２．β３の値をめ、式（２）。
（３１，（４）の関係が常に保たれるように、制御すれ
ば、ＢＥＲの劣化を抑圧できることになる。
ば、ＢＥＲの劣化を抑圧できることになる。
第６図は、８値軟判定ヴイタービ復号を想定して第３〜
第４図で説明した理論による最適制御時のビット誤り率
をｐＱ【、各方式のビット誤り率をＰとして、Ｐの劣化
率をＰ／Ｒｐｔで表わすこととし、定数β１〜３をパラ
メータとしてＢｓ／Ｎｏとの関係を示したものである。
第４図で説明した理論による最適制御時のビット誤り率
をｐＱ【、各方式のビット誤り率をＰとして、Ｐの劣化
率をＰ／Ｒｐｔで表わすこととし、定数β１〜３をパラ
メータとしてＢｓ／Ｎｏとの関係を示したものである。
図より、各方式ともＴ’／Ｉ’ｎｐｔが１になる点すな
わち、しきい値間隔が最適値に等しくなるＥｓ／Ｎｏが
各定数β毎に存在し、その点からＥｓ／Ｎ ｏが変動し
た場合のビット誤り率１’３ Ｔ（Ｒ。
わち、しきい値間隔が最適値に等しくなるＥｓ／Ｎｏが
各定数β毎に存在し、その点からＥｓ／Ｎ ｏが変動し
た場合のビット誤り率１’３ Ｔ（Ｒ。
の劣化量は、Ｅ ｓ７’Ｎｏが高い領域ではかなり大き
くなるが、ＥＳＳＯ２低い領域では、β２−４を除き、
小さく、劣化量の抑圧がみられる。したがって、通信回
線が通常運用されるＥｓハ０において、Ｐ／Ｐｏｐｔが
１になるよ５に定数βの値を選択ずれば、たとえＥ ｓ
／Ｎｏが低下してもビット誤り率の劣化を抑圧すること
ができる。なお、Ｅｓ／Ｎｏの高い領域でビット誤り率
の劣化量が大きいが、その理由は、Ｅｓ７Ｎ。
くなるが、ＥＳＳＯ２低い領域では、β２−４を除き、
小さく、劣化量の抑圧がみられる。したがって、通信回
線が通常運用されるＥｓハ０において、Ｐ／Ｐｏｐｔが
１になるよ５に定数βの値を選択ずれば、たとえＥ ｓ
／Ｎｏが低下してもビット誤り率の劣化を抑圧すること
ができる。なお、Ｅｓ／Ｎｏの高い領域でビット誤り率
の劣化量が大きいが、その理由は、Ｅｓ７Ｎ。
が高くなる程受信信号振幅γとしきい値間隔Ｔとの関係
に厳密さが要求され、その関係に少」２の変動があって
も大きな劣化を生じるものと考えられる。このことは、
第３図（ｂｌにおいて、準最適領域力ＥＳ／Ｎｏの高い
領域はど狭くなっていることでも判る。ただし、実際の
通信回線において十符号を適用する場合、運用ＢｓハＯ
は３ｄＢ以下であるのが一般的であり、第６図のＥｓ／
Ｎ ｏが５ｄＢ以上でのビット誤り率の劣化は実際上問
題にはならない。
に厳密さが要求され、その関係に少」２の変動があって
も大きな劣化を生じるものと考えられる。このことは、
第３図（ｂｌにおいて、準最適領域力ＥＳ／Ｎｏの高い
領域はど狭くなっていることでも判る。ただし、実際の
通信回線において十符号を適用する場合、運用ＢｓハＯ
は３ｄＢ以下であるのが一般的であり、第６図のＥｓ／
Ｎ ｏが５ｄＢ以上でのビット誤り率の劣化は実際上問
題にはならない。
この意味で、第６図から、図示する全ての方式は本発明
の目的を達し得、特に方式１■でβ３−２５のものが最
も大きな効果をもたらしている。
の目的を達し得、特に方式１■でβ３−２５のものが最
も大きな効果をもたらしている。
定数βとＥｓ／Ｎｏとの関係を、第４図（ｂｌと同様、
準最適領域という観点から図示すると、第７図（ａ）〜
（Ｃ１となる。第７図（ａ）は方式■、第７図（ｂｌは
方式ＩＩ、第７図（Ｃ１は方式Ｉ１１に対応する。これ
らの図から、通信回線の運用時のＢｓ／ＮｏとＥｓ／Ｎ
ｏの変動範囲を十分に考慮して、その範囲内でビット誤
り率の劣化が最小となるような定数βを選択するととが
できる。
準最適領域という観点から図示すると、第７図（ａ）〜
（Ｃ１となる。第７図（ａ）は方式■、第７図（ｂｌは
方式ＩＩ、第７図（Ｃ１は方式Ｉ１１に対応する。これ
らの図から、通信回線の運用時のＢｓ／ＮｏとＥｓ／Ｎ
ｏの変動範囲を十分に考慮して、その範囲内でビット誤
り率の劣化が最小となるような定数βを選択するととが
できる。
第７図（ａｌ〜（ｃｌを比較すると、準最適領域の範囲
は方式■１が最も広く、方式Ｉ、方式■の順に狭くなっ
ている。また、方式■１のβ３はＥｓ／Ｎｏに対してほ
ぼ一様の値をとり、Ｅｓ／Ｎｏの広い範囲において、最
適しきい値時に近い特性が得られることを示している。
は方式■１が最も広く、方式Ｉ、方式■の順に狭くなっ
ている。また、方式■１のβ３はＥｓ／Ｎｏに対してほ
ぼ一様の値をとり、Ｅｓ／Ｎｏの広い範囲において、最
適しきい値時に近い特性が得られることを示している。
別途の検討によれば、Ｅｓ／ＮＯがあまり高くない領域
では、最適しきい値間隔Ｔｃｐｔは次式で表わせること
が分っている。
では、最適しきい値間隔Ｔｃｐｔは次式で表わせること
が分っている。
Ｔｏｐｔ ＝ ０．６ ｌ斌万・−（５）従って、方式
■の場合、β３＝ Ｊ２１０．６ Ｋ選ふと、最適しき
い値時にきわめて近い特性が得られる。
■の場合、β３＝ Ｊ２１０．６ Ｋ選ふと、最適しき
い値時にきわめて近い特性が得られる。
以上、第５図（ａ）〜（Ｃ）の実施例を挙げ、それぞれ
の実施例に共通して適用可能な方式Ｉ−ＩＩＩと制御パ
ラメータ（β、〜３）を説明した。説明で用いたビット
誤り率の数値列は、たたみ込み符号化（符号率＋、拘束
長７）／８値′軟判定ヴイタービ復号方式を想定したも
のである。また、実施例の復調器はアナログ型を想定し
たが、ディジタル型であっても何ら支障ない。
の実施例に共通して適用可能な方式Ｉ−ＩＩＩと制御パ
ラメータ（β、〜３）を説明した。説明で用いたビット
誤り率の数値列は、たたみ込み符号化（符号率＋、拘束
長７）／８値′軟判定ヴイタービ復号方式を想定したも
のである。また、実施例の復調器はアナログ型を想定し
たが、ディジタル型であっても何ら支障ない。
（発明の効果）
以上詳細に説明したように、本発明によれば、受信信号
振幅と軟判定しきい値間隔との関係を制御パラメータ化
することができ、通信システムの運用ＥＳ／Ｎｏ Ｋ応
じて制御パラメータ（β）を選べば、復号ビット誤り率
の最適制御時からの劣化量を最小限に抑えることのでき
る受信系を構成できる。
振幅と軟判定しきい値間隔との関係を制御パラメータ化
することができ、通信システムの運用ＥＳ／Ｎｏ Ｋ応
じて制御パラメータ（β）を選べば、復号ビット誤り率
の最適制御時からの劣化量を最小限に抑えることのでき
る受信系を構成できる。
また、ビット誤り率の数値例では、たたみ込み符号化（
符号化率４−１拘束長７）／８８値軟定ヴイタービ復号
方式を想定して℃・るが、このたたみ込み符号から導か
れるパンクチャド符号の８値軟判定ウィタービ復号方式
（安田、標本、平田、゛°軟判定ウつタービ復号用パン
クチャド符号に対する検討′°、電子通信学会、通信方
式研究会、Ｃ５８２−’３７゜１９８２年、６月）や逐
次復号方式に対しても、第６図及び第７図は適用するこ
とができる。さらに、ブロック符号の軟判定復号方式に
対しても本方式を適用することができるが、具体的なパ
ラメータににいては検討する必要がある。
符号化率４−１拘束長７）／８８値軟定ヴイタービ復号
方式を想定して℃・るが、このたたみ込み符号から導か
れるパンクチャド符号の８値軟判定ウィタービ復号方式
（安田、標本、平田、゛°軟判定ウつタービ復号用パン
クチャド符号に対する検討′°、電子通信学会、通信方
式研究会、Ｃ５８２−’３７゜１９８２年、６月）や逐
次復号方式に対しても、第６図及び第７図は適用するこ
とができる。さらに、ブロック符号の軟判定復号方式に
対しても本方式を適用することができるが、具体的なパ
ラメータににいては検討する必要がある。
なお、方式■は復調ベースバンド信号レベルを一定にす
る方式であるので、第５図（ｂ）のような構成をとれば
復調器入力レベルを一定にするようにレベル制御回路が
働く。
る方式であるので、第５図（ｂ）のような構成をとれば
復調器入力レベルを一定にするようにレベル制御回路が
働く。
従って、この制御回路は通常復調器が有するＡ Ｇ Ｃ
（Ａｕｔａｎａ ｔｉｃ Ｇａ１ｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ
）回路の機能を併せ持つことになり（言い換えればＡＧ
Ｃ回路がレベル制御回路の役割を果す）、新たな回路を
受信器に追加する必要は無くなる。
（Ａｕｔａｎａ ｔｉｃ Ｇａ１ｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ
）回路の機能を併せ持つことになり（言い換えればＡＧ
Ｃ回路がレベル制御回路の役割を果す）、新たな回路を
受信器に追加する必要は無くなる。
第１図は軟判定復調器の構成例、
第２図は受信ベースバンド信号レベルとしき（・値間隔
の関係を示す図、 第３図は復号ビツト誤り率と正規化しきい値間隔（Ｔ
ＪＴｓ ）の関係を示す図、 第４図（ａ）は４値及び８植列判定ヴイタービ復号にお
ける最適な正規化しきい値間隔 （ＴＶ掠りとＥｓβ０の関係を示す図、第４図（ｂｌは
８植列判定ヴイタービ復号における準最適な正規化しき
い値間隔（Ｔ ＪＫ、 ）の範囲とＥ ｓ、／１’Ｊｏ
の関係を示す図、第５図は本発明に基づ〈実施例を示す
図、第６図は制御パラメータβを定めた時の、各Ｅｓ／
Ｎ。 に対する復号ビット誤り率の最適制御 時からの劣化率（Ｐ／Ｐｏｐｔ ）を示す図、第７図は
復号ビット誤り率の劣化率が２０％あるいは５０％以下
になるβの範囲を示した図である。 １ ・・・・・・軟判定復調器 ２ ・・・・・・検波器 ３ ・・・・軟判定回路 ７ ・・・・・ウィタービ復号器 ８．９・・・・軟判定復調データ １０ ・・・・レベル制御回路 １１ ・・・・レベル測定回路 １５ ・・・ Ａ／ｌ）変換器 １６ ・・・・変換表 ４、５．６，１２，１３，１４．１７・・・各部の信号
特許出願人 国際電信電話株式会社 特許出願代理人 弁理士 山 本 恵 −秦ｌ凹 １ 稟２閉 幕３図 ＝１厘 （いい１八間隔） 毛Ａ図 第５父 ｆｉｌ 。 （ｂ）！ （Ｃン 。 秦４図 Ｌ７ＥＳ凸（αン
の関係を示す図、 第３図は復号ビツト誤り率と正規化しきい値間隔（Ｔ
ＪＴｓ ）の関係を示す図、 第４図（ａ）は４値及び８植列判定ヴイタービ復号にお
ける最適な正規化しきい値間隔 （ＴＶ掠りとＥｓβ０の関係を示す図、第４図（ｂｌは
８植列判定ヴイタービ復号における準最適な正規化しき
い値間隔（Ｔ ＪＫ、 ）の範囲とＥ ｓ、／１’Ｊｏ
の関係を示す図、第５図は本発明に基づ〈実施例を示す
図、第６図は制御パラメータβを定めた時の、各Ｅｓ／
Ｎ。 に対する復号ビット誤り率の最適制御 時からの劣化率（Ｐ／Ｐｏｐｔ ）を示す図、第７図は
復号ビット誤り率の劣化率が２０％あるいは５０％以下
になるβの範囲を示した図である。 １ ・・・・・・軟判定復調器 ２ ・・・・・・検波器 ３ ・・・・軟判定回路 ７ ・・・・・ウィタービ復号器 ８．９・・・・軟判定復調データ １０ ・・・・レベル制御回路 １１ ・・・・レベル測定回路 １５ ・・・ Ａ／ｌ）変換器 １６ ・・・・変換表 ４、５．６，１２，１３，１４．１７・・・各部の信号
特許出願人 国際電信電話株式会社 特許出願代理人 弁理士 山 本 恵 −秦ｌ凹 １ 稟２閉 幕３図 ＝１厘 （いい１八間隔） 毛Ａ図 第５父 ｆｉｌ 。 （ｂ）！ （Ｃン 。 秦４図 Ｌ７ＥＳ凸（αン
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 受信信号を検波して得られる受信ベースバンド信号に多
値軟判定手段を施し、該手段によって与えられた多値軟
判定データをもとに誤り訂正を行うディジタル通信シス
テムにおいて、 前記受信信号の状態に応じて、前記受信ベースバンド信
号または前記軟判定手段の軟判定しきい値間隔のうち少
なくとも一方を制御して、前記受信ベースバンド信号の
制御されたレベルと前記軟判定しきい値間隔との関係を
復号データのビット誤り率がはｇ最小となる最適状態に
保つことを特徴とする軟判定復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10478484A JPS60249447A (ja) | 1984-05-25 | 1984-05-25 | 軟判定復調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10478484A JPS60249447A (ja) | 1984-05-25 | 1984-05-25 | 軟判定復調方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60249447A true JPS60249447A (ja) | 1985-12-10 |
Family
ID=14390093
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10478484A Pending JPS60249447A (ja) | 1984-05-25 | 1984-05-25 | 軟判定復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60249447A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02150144A (ja) * | 1988-12-01 | 1990-06-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ディジタル送受信装置 |
| JPH03196732A (ja) * | 1989-12-26 | 1991-08-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | データ受信装置 |
| FR2663483A1 (fr) * | 1990-06-19 | 1991-12-20 | Portenseigne Radiotechnique | Procede de reglage d'un decodeur a seuil pour un signal a plusieurs niveaux et recepteur de television muni d'un tel decodeur. |
| JPH06224959A (ja) * | 1993-01-22 | 1994-08-12 | N T T Idou Tsuushinmou Kk | 軟判定情報伝送装置 |
| WO2001022598A1 (fr) * | 1999-09-17 | 2001-03-29 | Fujitsu Limited | Procede et dispositif de creation de donnees de decision ponderee |
| WO2003026239A1 (fr) * | 2001-09-13 | 2003-03-27 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Recepteur optique |
| JP2006165966A (ja) * | 2004-12-07 | 2006-06-22 | Mitsubishi Electric Corp | 光受信装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55156455A (en) * | 1979-05-24 | 1980-12-05 | Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency | Method and device for deciding signal |
| JPS5895451A (ja) * | 1981-12-01 | 1983-06-07 | Nec Corp | デ−タ信号受信装置 |
-
1984
- 1984-05-25 JP JP10478484A patent/JPS60249447A/ja active Pending
Patent Citations (2)
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| JPS55156455A (en) * | 1979-05-24 | 1980-12-05 | Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency | Method and device for deciding signal |
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Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| FR2663483A1 (fr) * | 1990-06-19 | 1991-12-20 | Portenseigne Radiotechnique | Procede de reglage d'un decodeur a seuil pour un signal a plusieurs niveaux et recepteur de television muni d'un tel decodeur. |
| US5274674A (en) * | 1990-06-19 | 1993-12-28 | U.S. Philips Corporation | Method of controlling a threshold decoder for a signal having several levels and being affected by echoes, and television receiver provided with such a decoder |
| JPH06224959A (ja) * | 1993-01-22 | 1994-08-12 | N T T Idou Tsuushinmou Kk | 軟判定情報伝送装置 |
| WO2001022598A1 (fr) * | 1999-09-17 | 2001-03-29 | Fujitsu Limited | Procede et dispositif de creation de donnees de decision ponderee |
| WO2003026239A1 (fr) * | 2001-09-13 | 2003-03-27 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Recepteur optique |
| US7239673B2 (en) | 2001-09-13 | 2007-07-03 | Mitsubishi Denki Kabashiki Kaisha | Optical reception apparatus |
| JP2006165966A (ja) * | 2004-12-07 | 2006-06-22 | Mitsubishi Electric Corp | 光受信装置 |
| JP4507089B2 (ja) * | 2004-12-07 | 2010-07-21 | 三菱電機株式会社 | 光受信装置 |
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