JPS60237720A - 出力回路 - Google Patents
出力回路Info
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- JPS60237720A JPS60237720A JP59095161A JP9516184A JPS60237720A JP S60237720 A JPS60237720 A JP S60237720A JP 59095161 A JP59095161 A JP 59095161A JP 9516184 A JP9516184 A JP 9516184A JP S60237720 A JPS60237720 A JP S60237720A
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- Japan
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- output circuit
- gate
- circuit
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/01—Modifications for accelerating switching
- H03K19/017—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits
- H03K19/01707—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Computing Systems (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明は、ロジック信号により、高電圧出力をスイッチ
ングするCMO8集積回路の出力回路に関する。
ングするCMO8集積回路の出力回路に関する。
出力回路に関しては、従来より、第1図に示すように、
ロジック信号人力A及びその反転信号Kにより、たすき
かけ配線のレベルシフト回路を構成し、その出力信号を
、ゲート共通のCMOEI出カバツファ回路を径由し、
(:MO8出力回路のゲート入力とする回路等の方法が
知られているが、次のような欠点を有している。ロジッ
ク系の電圧レベルv1が正規の値より低かったり、与え
られない場合、A、Aの電位が定まらない、あるいはグ
ランドレベルとなるなどして、レベルシフト回路の出力
αの電位が定まらず、よって、出力バッファ回路の出力
すの電位も定まらない。そのことにより、出力バッファ
回路及び出力回路に於て、P型MO8)ランジスタのソ
ースレベルv2から、NfiMO8)ランジスタのソー
スレベルGNDへ、短絡電流が流れる。この短絡電流は
、定常的に流れるため、高電圧を電源とする出力回路に
於ては、消費電力が大きく、又、多数の同等の出力を有
するドライバ集積回路に於ては、全出力トランジスタの
能力も大きく、この消費電力は、集積回路を劣化、損傷
する大きさを有する。
ロジック信号人力A及びその反転信号Kにより、たすき
かけ配線のレベルシフト回路を構成し、その出力信号を
、ゲート共通のCMOEI出カバツファ回路を径由し、
(:MO8出力回路のゲート入力とする回路等の方法が
知られているが、次のような欠点を有している。ロジッ
ク系の電圧レベルv1が正規の値より低かったり、与え
られない場合、A、Aの電位が定まらない、あるいはグ
ランドレベルとなるなどして、レベルシフト回路の出力
αの電位が定まらず、よって、出力バッファ回路の出力
すの電位も定まらない。そのことにより、出力バッファ
回路及び出力回路に於て、P型MO8)ランジスタのソ
ースレベルv2から、NfiMO8)ランジスタのソー
スレベルGNDへ、短絡電流が流れる。この短絡電流は
、定常的に流れるため、高電圧を電源とする出力回路に
於ては、消費電力が大きく、又、多数の同等の出力を有
するドライバ集積回路に於ては、全出力トランジスタの
能力も大きく、この消費電力は、集積回路を劣化、損傷
する大きさを有する。
又、通常動作状態に於ても、α、bの電位は、v2から
GNDまでの振巾をもつこととなシ、α:bVC接続さ
れた0M08回路のロジックレベルが切りかわるまでの
遅延時間が長くなる。
GNDまでの振巾をもつこととなシ、α:bVC接続さ
れた0M08回路のロジックレベルが切りかわるまでの
遅延時間が長くなる。
又、アルミ等を配線材料とした場合、エレクトマイクレ
ージョン等への配慮のため、配線の太さ、間隔等を広く
とる必要があるが、本従来回路では配線が複雑であり1
交査する部分も多く、チップ上にかな9広い配線領域が
必要となり、又交差部分をポリシリコン等を配線材料と
した場合、その抵抗、容量等が問題になる。すなわち、
大きなチップサイズとなタコスト上昇をもたらすととも
にポリシリコン配線及びその先のゲート等による容量・
抵抗のため、信号の遅れ、消費電流の増大、又、信号の
遅れによるスイッチング時消費電流の増大もある。
ージョン等への配慮のため、配線の太さ、間隔等を広く
とる必要があるが、本従来回路では配線が複雑であり1
交査する部分も多く、チップ上にかな9広い配線領域が
必要となり、又交差部分をポリシリコン等を配線材料と
した場合、その抵抗、容量等が問題になる。すなわち、
大きなチップサイズとなタコスト上昇をもたらすととも
にポリシリコン配線及びその先のゲート等による容量・
抵抗のため、信号の遅れ、消費電流の増大、又、信号の
遅れによるスイッチング時消費電流の増大もある。
さらに高耐圧MO8)ランジスタは、一般にゲート耐圧
がドレイン耐圧より低く、高電圧電源振幅のゲート電位
を許容できない場合が多く、本従来回路を用いた場合、
ゲート・ドレイン間、ゲート・ソース間等を破壊する等
、集積回路を劣化、損傷する可能性がある。
がドレイン耐圧より低く、高電圧電源振幅のゲート電位
を許容できない場合が多く、本従来回路を用いた場合、
ゲート・ドレイン間、ゲート・ソース間等を破壊する等
、集積回路を劣化、損傷する可能性がある。
本発明は仁のような問題点を解決するもので、その目的
とするとこは、ロジック系電位v1が、低下あるいは非
接続状態であっても、静的に高電圧系電源間に過大な短
絡電流が流れず、また正常動作状態に於ても、出力のス
イッチング速度が速く、低消費電流かつ集積化容易な出
力回路を提供することにある。
とするとこは、ロジック系電位v1が、低下あるいは非
接続状態であっても、静的に高電圧系電源間に過大な短
絡電流が流れず、また正常動作状態に於ても、出力のス
イッチング速度が速く、低消費電流かつ集積化容易な出
力回路を提供することにある。
本発明の出力回路は、出力N型トランジスタをロジック
信号で動作させ、出力P型トランジスタをロジック信号
により動作する%、電流ミラー回路よって動作させるこ
とを特徴とする。
信号で動作させ、出力P型トランジスタをロジック信号
により動作する%、電流ミラー回路よって動作させるこ
とを特徴とする。
又、出力トランジスタを、ロジック部MO8−トランジ
スタよりチャネル長の長いオフセット構造1aO8)ラ
ンジスタを用いることを特徴とする。
スタよりチャネル長の長いオフセット構造1aO8)ラ
ンジスタを用いることを特徴とする。
又、ロジック部MO8型トランジスタより、スレッショ
ルド電圧の高いトランジスタを高電圧部トランジスタに
用いることを特徴とする。
ルド電圧の高いトランジスタを高電圧部トランジスタに
用いることを特徴とする。
又、出力P型MO8)ランジスタのゲート電位の振巾が
、ゲート耐圧の発以下になることを特徴とする。
、ゲート耐圧の発以下になることを特徴とする。
又、出力P型MO8)ランジスタのチャネル幅とチャネ
ル長の比(W7/IJ) 4 が、電流ミラー回路を構
成するP型MO8)ランジスタの(vI/′rJ)3よ
り大きく、出力N型MO8)ランジスタの(W/L )
冨が、出力P型MOE+)ランジスタを動作させるN型
M0日トランジスタの(w/IJ) zより大きい事を
特徴とする。
ル長の比(W7/IJ) 4 が、電流ミラー回路を構
成するP型MO8)ランジスタの(vI/′rJ)3よ
り大きく、出力N型MO8)ランジスタの(W/L )
冨が、出力P型MOE+)ランジスタを動作させるN型
M0日トランジスタの(w/IJ) zより大きい事を
特徴とする。
以下、本発明について実施例に基づき詳細に説明する。
第2図に本発明の一実施例を示す、Ml、M2は、オフ
セットゲート構造N型MOE+ )ランジスタ、M8.
M4はオフセットゲート構造P型MOSトランジスタ、
M5〜M7は、チャネル長が、M1〜M4のトランジス
タよル短いロジック部を構成するMOS)ランジスタで
ある。ここでM1〜M8は、パターンサイズ等が異なる
が工程としては全く同一で形成される。又、vlは5v
程度のロジック電位、v2は150v程度の電位である
。さらIIC,cの電位はv2(v)あるいはv2−7
(V)程度である。v2−7(V)程度とした製造上の
バラツキを考慮して出力電流が十分に得られるとともに
1チツプサイズが大きくならない事、さらに応答を高速
化しスイッチング時の短絡電流をできるだけ少なくする
ためである。
セットゲート構造N型MOE+ )ランジスタ、M8.
M4はオフセットゲート構造P型MOSトランジスタ、
M5〜M7は、チャネル長が、M1〜M4のトランジス
タよル短いロジック部を構成するMOS)ランジスタで
ある。ここでM1〜M8は、パターンサイズ等が異なる
が工程としては全く同一で形成される。又、vlは5v
程度のロジック電位、v2は150v程度の電位である
。さらIIC,cの電位はv2(v)あるいはv2−7
(V)程度である。v2−7(V)程度とした製造上の
バラツキを考慮して出力電流が十分に得られるとともに
1チツプサイズが大きくならない事、さらに応答を高速
化しスイッチング時の短絡電流をできるだけ少なくする
ためである。
ζζで、ロジック部の最低動作電圧よりも、Ml、M2
のスレッショルド電圧が高くなるように作9込んである
。これは、ロジック部のP型MOBトランジスタのスレ
ッショルド電圧をロジック部oNWMO8)9ンジスタ
のスレッショルド電圧と同程度かそれ以下にすることに
よって得られる。
のスレッショルド電圧が高くなるように作9込んである
。これは、ロジック部のP型MOBトランジスタのスレ
ッショルド電圧をロジック部oNWMO8)9ンジスタ
のスレッショルド電圧と同程度かそれ以下にすることに
よって得られる。
すなわち、ロジック部トランジスタは、短チヤネル効果
により、長チャネルトランジスタより、スレッショルド
電圧が、0.2〜0.6v程度低くなるためである。
により、長チャネルトランジスタより、スレッショルド
電圧が、0.2〜0.6v程度低くなるためである。
第8図に本発明の第二の実施例を示す、ζこでM9は、
DMO8)ランジスタ、MIOはオフセットゲート構造
N型MO8)ランジスタ、Mll、Ml2はオフセット
ゲート構造P型MO8)ランジスタ、Dlはツェナーダ
イオード、B、■はロジック信号である。このため、d
の電位は、最小でもツェナーダイオードによりクランプ
され(v2−5.1 ) (V )である。又、高耐圧
系のN型トランジスタはここでもそのスレッショルド電
圧が、ロジック系最小動作電圧以上となるように作や込
まれている。
DMO8)ランジスタ、MIOはオフセットゲート構造
N型MO8)ランジスタ、Mll、Ml2はオフセット
ゲート構造P型MO8)ランジスタ、Dlはツェナーダ
イオード、B、■はロジック信号である。このため、d
の電位は、最小でもツェナーダイオードによりクランプ
され(v2−5.1 ) (V )である。又、高耐圧
系のN型トランジスタはここでもそのスレッショルド電
圧が、ロジック系最小動作電圧以上となるように作や込
まれている。
又、第2図の回路を用いたプロセスに比較し、電流能力
を得るためにゲート膜厚を薄くしている。
を得るためにゲート膜厚を薄くしている。
第4図に本発明の第8の実施例を示す、M13〜M16
は、オフセラトゲ−)構造M O8) 5 ンシxり%
”1は抵抗である。本発明第一の実施例と同様にロジッ
ク部の最低動作電圧よ5、Ml3.Ml4のスレッショ
ルド電圧が高くなるように作り込んである。ζこでR1
は、Ml6のONE流を増加させるために存在している
。
は、オフセラトゲ−)構造M O8) 5 ンシxり%
”1は抵抗である。本発明第一の実施例と同様にロジッ
ク部の最低動作電圧よ5、Ml3.Ml4のスレッショ
ルド電圧が高くなるように作り込んである。ζこでR1
は、Ml6のONE流を増加させるために存在している
。
本実施例で、ロジック部最小動作電圧より、高耐圧N型
MO8)ランジスタのスレッショルド電圧が高いことに
より、ロジック信号B、百が不定となる低いvlの電圧
では、出力N型MO8)ランジスタはOMせず、又出カ
ニPfJMO8)ランジスタのゲート電位もv2になる
ためONしない。
MO8)ランジスタのスレッショルド電圧が高いことに
より、ロジック信号B、百が不定となる低いvlの電圧
では、出力N型MO8)ランジスタはOMせず、又出カ
ニPfJMO8)ランジスタのゲート電位もv2になる
ためONしない。
そのため、vルベルが接続されない場合でも、V2GN
n間に静的に短絡電流位流れない。
n間に静的に短絡電流位流れない。
第2図に示す本発明第1の実施例では、出力N型MO8
)ランジスタは、G N D、V 1間のゲート電圧で
動作し、出力P型MO8)ランジスタはv2〜cc=7
2−’IV程度)のゲート電圧で動作するため、ゲート
等の充・放電時間、レベルシフトに要する時間等が短か
く、入出力伝搬遅延時間が短かい。又、出力スイッチン
グ時間が短かくそのため、スイッチング時消費電流も小
さい。さらに、M8のトランジスタは、ダイオード接続
により、電流−電圧特性が二乗特性を有するため、Mチ
オン時のCの電位はM8のかわりに抵抗等を用いる場合
よりも安定している。又、出力回路が4素子で出来てい
るため、多出力ドライバ回路にしても、ICチップサイ
ズが小さく出来る。さらにv1電圧を高くすれば、出力
電流能力が増加し、低くすれば高速、低消費電流化でき
る。又、通常使用状態では、高電圧トランジスタのゲー
トにゲート耐圧の晃以上の電圧は加わらず、ゲート膜破
壊等の不良モードが発生しに〈<、信頼性が高い。
)ランジスタは、G N D、V 1間のゲート電圧で
動作し、出力P型MO8)ランジスタはv2〜cc=7
2−’IV程度)のゲート電圧で動作するため、ゲート
等の充・放電時間、レベルシフトに要する時間等が短か
く、入出力伝搬遅延時間が短かい。又、出力スイッチン
グ時間が短かくそのため、スイッチング時消費電流も小
さい。さらに、M8のトランジスタは、ダイオード接続
により、電流−電圧特性が二乗特性を有するため、Mチ
オン時のCの電位はM8のかわりに抵抗等を用いる場合
よりも安定している。又、出力回路が4素子で出来てい
るため、多出力ドライバ回路にしても、ICチップサイ
ズが小さく出来る。さらにv1電圧を高くすれば、出力
電流能力が増加し、低くすれば高速、低消費電流化でき
る。又、通常使用状態では、高電圧トランジスタのゲー
トにゲート耐圧の晃以上の電圧は加わらず、ゲート膜破
壊等の不良モードが発生しに〈<、信頼性が高い。
又、配線が単純で交差する部分も少ないため、チップ上
の配線領域が少なくてすみ、交差部分にポリシリコン等
を用いる数も少なくなシ、その容量・抵抗等が問題にな
らず、スイッチング蓮度も速く消費電流も少ない。
の配線領域が少なくてすみ、交差部分にポリシリコン等
を用いる数も少なくなシ、その容量・抵抗等が問題にな
らず、スイッチング蓮度も速く消費電流も少ない。
第8図に示す本発明第2の実施例は、第1の実施例と比
較し、出力電流能力が大きい場合に用いられる。すなわ
ち、M9をDMO8化し、M12はゲート膜が薄く、電
流能力がある。そのため、Mll 、 12のゲートに
加わる電圧をDlのツェナーダイオードで制限し、保護
するとともに、dの電位がV2−5.1(V)以下にな
らない事より、より高速化でき、出力スイッチング時消
費電流がおさえられる。
較し、出力電流能力が大きい場合に用いられる。すなわ
ち、M9をDMO8化し、M12はゲート膜が薄く、電
流能力がある。そのため、Mll 、 12のゲートに
加わる電圧をDlのツェナーダイオードで制限し、保護
するとともに、dの電位がV2−5.1(V)以下にな
らない事より、より高速化でき、出力スイッチング時消
費電流がおさえられる。
菓4図に示す本発明比8の実施例は、出力P型MOB)
ランジスタのオン電流の増加を主眼としたものである。
ランジスタのオン電流の増加を主眼としたものである。
すなわちM 16オン時のeの電位を与えるために、R
1がない場合、M2Sのチャネル長を長くシ、チャネル
幅を狭くしなければ、M2Sを流れる電流に対し、M1
6のオン電流は大きくとれない。しかし、実際に半導体
集積回路内の素子として形成するには、チャネル長、チ
ャネル幅には限界がある。そこで、R1を挿入すること
により % ” tsの素子サイズを小さく出来る。
1がない場合、M2Sのチャネル長を長くシ、チャネル
幅を狭くしなければ、M2Sを流れる電流に対し、M1
6のオン電流は大きくとれない。しかし、実際に半導体
集積回路内の素子として形成するには、チャネル長、チ
ャネル幅には限界がある。そこで、R1を挿入すること
により % ” tsの素子サイズを小さく出来る。
以上述べたように本発明によれば、ロジック信号により
高電圧を出力するCMOS集積回路に於て、ロジック部
用電源v1が与えられない、あるいはロジック回路が動
作しないような低いvlの電圧に於ても、高電圧系V2
−GND間に静的な短絡電流が流れず、集積回路を劣化
、損傷することがない。又、出力回路の素子数が少なく
、又、v2系信号の配線が単純で、交差する部分も少な
く、チップサイズが小さく、パッケージへの実装もしや
すい。
高電圧を出力するCMOS集積回路に於て、ロジック部
用電源v1が与えられない、あるいはロジック回路が動
作しないような低いvlの電圧に於ても、高電圧系V2
−GND間に静的な短絡電流が流れず、集積回路を劣化
、損傷することがない。又、出力回路の素子数が少なく
、又、v2系信号の配線が単純で、交差する部分も少な
く、チップサイズが小さく、パッケージへの実装もしや
すい。
又、スイッチング速度が速く、スイッチング時短絡電流
が少なく、パッケージ等の熱抵抗による許容損失の点か
らも、パワー的にも高速化できる等という効果を有する
。
が少なく、パッケージ等の熱抵抗による許容損失の点か
らも、パワー的にも高速化できる等という効果を有する
。
本発明ではa ’i D K対し、正の電圧で動作する
ものとしたが、n型半導体基板を用いた集積回路のよう
に負の電圧で動作する集積回路にも応用できる。又、出
力高速化をねらった、低い電圧のV2レベルを用いる素
子にも応用できる。さらに、第5図に示すようにレベル
シフト回路への応用も可能である。
ものとしたが、n型半導体基板を用いた集積回路のよう
に負の電圧で動作する集積回路にも応用できる。又、出
力高速化をねらった、低い電圧のV2レベルを用いる素
子にも応用できる。さらに、第5図に示すようにレベル
シフト回路への応用も可能である。
第1図は、従来出力回路例
第2図は、本発明出力回路例
第8図、第4図、第5図は、本発明出力回路応用回路
vlはロジック系電源電圧、v2は高電圧電源電圧、M
1〜M4.MIO〜M 16はオフセットゲート構造M
O8)ランジスタ、M9はDMO8,M5〜M8はロジ
ック部トランジスタ。 以 上 出願人 株式会社諏訪鞘工舎
1〜M4.MIO〜M 16はオフセットゲート構造M
O8)ランジスタ、M9はDMO8,M5〜M8はロジ
ック部トランジスタ。 以 上 出願人 株式会社諏訪鞘工舎
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 (1)ロジック信号によp1高電圧を出力するCMO日
集積回路に於て、グランドをソースとレドレインを出力
とした第1の出力トランジスタ、該出力トランジスタの
ゲート入力と反転信号がゲート入力となるグランドをソ
ースとした第2のトランジスタ、該第2のトランジスタ
のドレインに、高電圧レベルをソースとし、ダイオード
接続した第8のトランジスタ及び該第8のトランジスタ
により電流ミラー回路として動作する、第8のトランジ
スタのドレインと第4のトランジスタのゲートを接続し
、高電圧レベルをソースとしドレインを第1のトランジ
スタのドレインに接続した第4の出力トランジスタによ
ル構成されることを特徴とする出力回路。 (2、特許請求の範囲第一項記載の出力回路に於て、ロ
ジック部M08トランジスタより、チャネル長の長いオ
フセットゲート構造MOEi)ランジスタを高電圧系ト
ランジスタに用いることを特徴とする出力回路。 (8)特許請求の範囲第一項記載の出力回路に於て、ロ
ジック部M08トランジスタよル、スレッショルド電圧
の高いトランジスタを渦電正系トランジスタ釦用いるこ
とを特徴とする出力回路。 (滲特許請求の範囲第−項記賊の出力回路に於て、第4
の出力トランジスタのゲート電位の振巾がゲート耐圧の
晃以下になることを特徴とする出力回路。 (6)特許請求の範囲第一項記載の出力回路に於て、第
4の出力トランジスタのチャネル幅とチャネル長の比(
W/L)j カm 8 O) ラン9xl O(W/L
)sより大きく、また、第1の出力トランジスタの(W
/L )五 が第2のトランジスタの(−WyL )冨
より大きいことを特徴とする出力回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59095161A JPH0773207B2 (ja) | 1984-05-11 | 1984-05-11 | 出力回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59095161A JPH0773207B2 (ja) | 1984-05-11 | 1984-05-11 | 出力回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60237720A true JPS60237720A (ja) | 1985-11-26 |
JPH0773207B2 JPH0773207B2 (ja) | 1995-08-02 |
Family
ID=14130048
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59095161A Expired - Lifetime JPH0773207B2 (ja) | 1984-05-11 | 1984-05-11 | 出力回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0773207B2 (ja) |
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62283718A (ja) * | 1985-05-02 | 1987-12-09 | Nec Corp | 論理集積回路装置 |
JPH03213376A (ja) * | 1990-01-18 | 1991-09-18 | Fujitsu Ltd | 印刷制御方式 |
JP2004120735A (ja) * | 2002-09-02 | 2004-04-15 | Canon Inc | 入力回路及び表示装置及び情報表示装置 |
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JPS5973846U (ja) * | 1982-11-09 | 1984-05-19 | 日本電気株式会社 | 半導体回路 |
-
1984
- 1984-05-11 JP JP59095161A patent/JPH0773207B2/ja not_active Expired - Lifetime
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