JPS6022539B2

JPS6022539B2 - 広帯域デジタル無線通信のダイバ−シチ受信装置

Info

Publication number: JPS6022539B2
Application number: JP9253180A
Authority: JP
Inventors: 春男鋪
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1980-07-07
Filing date: 1980-07-07
Publication date: 1985-06-03
Also published as: JPS5717243A

Description

【発明の詳細な説明】この発明はＰＣＭ−１ぬＡＭ、母ＳＫなどの広帯域多値
デジタルマイクロ無線通信方式において選択性フェージ
ングにより生ずる符号誤り率や隣断を低減した中間周波
信号合成型ダイバーシティ受信装置に関するものである
。

一般に、選択性フェージングが発生すると受信機の入力
電界が低下するだけでなく、直接波と共に大気の反転層
を通過した遅延波の到来によって伝播歪を生ずる。

この伝播歪を除くために、間隔を置いて設けた二つの空
中線で同一電波を受信し、マイクロ波帯又は中間周波帯
でＳ／Ｎが最大となる様に信号合成するスペースダイバ
ーシティ受信方式がよく知られている。例えば２系統の
昨日２受信系のうち一系統に３ＷＢ以上のフェージング
を許容すると、フェージングの延時間が年間で１時間で
あったものが、ダイバーシティ受信を行うことにより１
分間程度に低減できる（改善度６０に相当する）。この
ようにＦＤＭ−ＦＭ方式では伝播歪よりフェージングに
よる熱雑音の増大の影響が顕著なため公知のダイバーシ
ティ受信による改善が極めて大きい。しかし、ＰＣＭ−
餌もＫ、ＰＣＭ−１磯ＡＭ方式などの広帯域多値デジタ
ル通信方式は、ＦＤＭ−ＦＭ方式とは異り、フェージン
グによる熱雑音よりも伝播歪による符号誤り率の劣化が
大きいことが明らかになってきた。

例えば、雑誌ｌＥＥＥＴｒａｎｓａｃ−ｔｉｏ順ｏｎ
Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓの１９７９年１２月号（
Ｖｏｌ．ＣＯＭ−２７，Ｎ山ｍｂｅｒ１２）によると、
７即位ｉｔ／ｓ鞘ＳＫ方式のスペースダイバーシティ
合成方式による符号誤り率の改善度は６（前記雑誌１８
４２〜１８４８頁）、２００Ｍｂｉｔ／ｓｌ腿ＡＭ方
式では７（同１８５４〜１８６１頁）、９１Ｍ肋ｔ／ｓ
ＱＰＲＳ方式では１８（同１８７０〜１８７５頁）とい
った数値が示されている。したがって、単なる合成だけ
では、ＦＤＭ−ＦＭ方式の様な大きな改善度が得られな
いことを示している。この改善度の向上手段として、入
力電界の高い方をより強く受信して合成する方式は公３
敗であるが、一次と二次の菱幅のひずみの和がより小さ
い方をより強くして合成する方式が本発明者らにより待
機昭５５−８５５６号で提案された。

さらに検討の結果、一次と二次の振幅ひずみの和のみの
検出だけでは１股ＡＭを用いた広帯域多値伝送の場合不
十分であり、遅延ひずみについても考慮すべきことが明
らかとなってきた。本発明の目的は伝播歪により発生す
る一次、二次の振幅歪および急峻な振幅歪による遅延歪
を容易にかつ効果的に検出できる広帯域多値デジタル無
線通信のダイバーシティ受信方式を提供することにある
。

一般に、ダイバーシティ受信にはスペースダイバーシテ
ィ受信、周波数ダイバーシティ受信及びハイブリッドダ
イバーシティ受信の三種類の受信方式があるが、ここで
は送信側の多値変調装魔（班ＳＫ，１磯ＡＭ等）が同一
でマイクロ波送信周波数が異るハイブリッドダイバーシ
ティ受信の場合について図面により詳細に説明する。

第１図は本発明の実施例のブロック図である。

図において、ｌａは正規アンテナ、】ｂはスペースダィ
バ−シティアンテナ、２ａ，２ｂは同一構成で受信周波
数の異るハイブリッドダイバーシティ受信用へテロダィ
ン受信器、３ａ，３ｂはダウンコンバータ（ＤＣ）ト４
ａ，４ｂは主中間周波増幅器（『ＡＭｍ）、６は合成
回路、９はアップダウンコンバータ（ＵＤＣＯＮＶ）、
１Ｗま絶対遅延時間差等化器（ＤＡＤＥ）、１２は位相
検波器（ＰＨＤＥＴ）、１４ａ，１４ｂはハイブリッド
、亀６は『合成器（ＩＦＣＯＭ旧）、１６は歪検出
回路部（ＤＩＳＴＤＥＴ）である。ここで受信器２ａ，
２ｂは、同一受信入力に対し受信機ｇａ，亀ｂの各出力
６，７として同一の変調スベクトラム、同一の出力電力
の中間周波信号を得るもので無変調とした時の搬送周波
数のみが若干異っているものである。次に、これら若干
の周波数ずれを有する二つの信号を合成回路５により合
成する。

この場合、周波数アップダウンコンバータ９は、一方の
中間周波信号６を例えば７風ＭＨＺから１８０ＭＨＺ
に変換して再び７山ＭＨＺに戻すように働くがトこの際
二つの中間周波信号６，７の位相差を位相差検出器１２
により検出してアップダウンコンバータ９の２つの局部
発振器のうち一方の周波数と位相とを制御することによ
り、二つの出力信号１１ａ，１１ｂの周波数差と位相差
をほぼ零とすることができる。なお、もう一方の中間周
波信号Ｔは絶対遅延時間差等化器１０により二つの信号
伝送路間に存在する絶対遅延時間差を零にしている。従
って、例えば世旧〜４戊旧のフェージングが発生しても
、中間周波出力信号１１ａ，１１ｂ上の二つの信号はほ
ぼ同一のレベル、同一の位相をもつようになっている。
次に、これら出力信号は選択性フヱージングが発生する
と、何れも伝播ひずみを受けることになるが、ヒットレ
スで伝播ひずみのより小さい方を選択する様、ｍ合成器
を制御する必要がある。

第２図は第亀図のハイブリッド１４ａ，亀４ｂからＩＦ
合成器１５および歪検出回路】６の部分の詳細ブロック
図を示している。入力端子１１ａ？１１ｂからフヱー
ジングが発生していないときにほぼ同相、同電力で同一
スベクトラムの信号が入力し、ハイブリッド回路１４ａ
，１４ｂによりそれぞれの一方の出力がＩＦ合成器１５
へ、他方の出力が歪検出回路部１６へ接続される。第３
図ａ，〜ｅは第２図の歪検出回路部の振幅ひずみ検出方
法の様子を示す説明図である。第３図ａ，‘まフェージ
ングが発生していないとき、第３図ｑは−次の振幅歪が
発生しているとき、第３図ｃ，は丁度中心周波数に伝播
歪によるノッチが生じているとき、第３図ｄ，はノッチ
の周波数がちの近傍にあるときのそれぞれの信号スベク
トラム（第３図ｂ，），ｃ，，ｄ，の点線は正常時のス
ベクトラム）を示している。いま、第３図ａ，に於て中
心周波数らのエネルギー密度とほぼ等しいエネルギー密
度を有する高城周波数ｆ，と低域周波数ｆ２の間にわた
って「第３図ｅに示すようなほぼ正弦波状に共振周波数
が変化する狭帯城可変炉波回路でエネルギーを検出する
ならば、第３図ａ，〜ｄ，のスベクトラムに対応して第
３図ａ２〜ｄ２の電圧変化が狭帯城可変炉波回路の出力
に表われらることになる。この様な狭帯城可変炉波回路
はト第２図に於て緩衝増幅器２Ｑａ，２０ｂで増振した
信号をミクサ２１ａ，２亀ｂに供給して、橋引用低周波
発振器２８により駆動された電圧制御発振器２７の可変
周波数出力と混合しト低域炉波器２２ａ，２２ｂから出
力をとり出すことにより等価的に構成される。なお、周
波数弁別器３１は周波数制御範囲（ｆ，〜ｆ２）を規制
する回路である。さて、伝播歪のないときは、低域炉波
器２２ａ，２２ｂの各出力は第３図ａ２に示す如く、直
流分に比し交流分ｅｏは小さいが、一端伝播歪が発生す
ると、第３図ら，ｃ２，らに示す如く大きな振幅変動の
交流分ｅ，，ｅ２，ｅ３が表われる様になる。

先願の検出方法では一次振幅歪や二次振幅歪の大きい場
合には十分歪の検出が可能であるが、第３図ｄ，に示す
様な急峻な／ッチが高城周波数ｆ，で生じた場合、ノッ
チが急峻であればある程、一次及び二次振幅歪分が等価
的に小さいので検出できない欠点があった。ところが、
この実施例によれば第３図らに示す様に、高域（又は低
域）に表われたノッチによる振幅歪を適切な感度で検出
することが可能となる。第４図ａ，ｂ，ｃは急峻な／ッ
升こより大きな遅延歪が表われることを示す説明図であ
る。

急峻なノッチは直接波と遅延波の振幅比がほぼ１に近い
ときに現われる。第４図ａ，ｂに示すように、直接波４
０の電圧が１に対して遅延波の電圧をｐとすると、周波
数ｆ２，ら，ｆ，の変化に伴って遅延波の振幅はｐ＜１
のとき遅延波４１ａ，４１ｂ，４１ｃ、（第４図ａ）、
またｐ＞１のとき遅延波４２ａ，４２ｂ，４２ｃ（第４
図ｂ）と示すように変化する。そのため、ｐく１のとき
合成波４３ａ，４３ｂ，４３ｃ（第４図ａ）のように左
回りに回転するが、ｐ＞１のとき合成波４４ａ，４４ｂ
，４４ｃ（第４図ｂ）のように右回りに回転する。すな
わち、フェージングの過程に於てノツチ周波数が変らず
遅延波の振幅ｐが０．９から１．１に変化した場合、遅
延歪は、第４図ｃに示すように、振幅４５の谷が次第に
深くなり、次で突如負より正のピークで極性反転しピー
クが低くなって振幅４６をなる様に変化することになる
。この様に伝播歪の於て大きな遅延歪を生ずるのは振幅
歪に深いノッチが現われた場合であり、この様な急峻な
振幅歪の検出が「広帯域多値伝送において重要となる。
なお、低域炉波器２２ａ，２２ｂの各直流出力は受信信
号レベルの有無を示し、受信入力が断になったとき当然
交流分も零となる。

このため直流モニタ（ＤＣＭＯＮ）２６ａ，２６ｂの直
流出力が一定レベル以上あることを論理回路２９により
判定したとき、結合ダイオード３０ａ，３０ｂは開放状
態となり、この場合には後述のように尖頭値検出器２５
ａ，２５ｂの交流検波出力がＩＦ合成器１５に供給され
る。すなわち、直流モニタ（ＤＣＭＯＮ）２６ａ，２６
ｂ、論理回滋２９、結合ダイオード３０ａ，３０ｂは直
流分の出力のないときにはＩＦ合成器がＡＧＣが効かな
くなる程受信信号が低下した方を選択するのを防止する
ための補助回路となっている。また、交流分はコンデン
サ２３ａ，２３ｂを通って増幅器２４ａ，２４ｂで増幅
され、尖頭値検波器２６ａ，２５ｂで第３図のりップル
成分ｅｏ〜ｅ３を検波し、このリップル成分が所定レベ
ル以上のときｍ合成器１５の合成を制御する制御電圧を
供給する。

このび合成器は、二つの入力が等しい正常の状態のとき
な旧づつの減衰を加えて合成し、一方の伝播ひずみのみ
が過大となったときその入力の減衰量を大きくし他方の
伝播ひずみの小さい方の入力の減衰が功Ｂとなる様に制
御して合成すれ‘まよい。

ここで、必ずしも合成レベルが常に一定になる様制御す
ることが難しいため、簡単なＡＧＣ付増幅器１８を付加
することがある。なお、第３図の波形図から推測される
様に、ＶＣＯの発振周波数の上限と下限は中心周波数に
対してほぼ対象となる様に制御され、かつ周波数偏移が
適切であることが望ましい。

しかし、ＶＣＯの発振周波数の変化の直線性は必ずしも
重要ではない。そこでこの様な目的に通したＡＦＣ回路
として、第５図に示す様な周波数弁別特性を持つデスク
リミネータ３１を付加し、ＶＣ０２７にフィードバック
すれば良いし、周波数偏移が適切であることを監視する
にはデスクリミネータ３１の何れか一方の検波出力を利
用すれば良い。さらに過周波数偏移を防止するには監視
用検波出力を低周波発振器の出力制御用としてフィード
バックすれば良い。以上詳述したように「この発明は
特に伝送効率の良い多値のデジタルマイクロ波通信方式
のスペースダイバーシティ受信方式に適用することによ
り、一次、二次の伝播ひずみのみならず、ノッチ状に発
生する伝播ひずみをも容易に検出できるので、ダイバー
シティ合成が従来のものよりも大幅に改善される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図は第
１図のＩＦ合成部分の具体的構成を示すブロック図、第
３図は第２図の振幅歪検出方法を説明する波形図、第４
図ａ，ｂ，ｃは遅延歪の説明図、第５図は第２図の周波
数弁別器の特性図である。図において、ｌａ，ｌｂ・・・・・・アンテナ、２ａ，
２ｂ・・…・受信機、３ａ，３ｂ……ダウンコンバータ
、４ａ，４ｂ・・・・・・中間周波数増幅器、５・・・
・・・合成器、６，７・・・・・・受信機出力、８・・
・・・・ＩＦ合成器出力、９・・・・・・アップダウン
コンバータ、１０…・・・絶対遅延時間等化器、１１ａ
，１１ｂ…・・・受信機出力、１２・・・…位相検波器
、１４ａ，１４ｂ……ハイブリッド、１５……ＩＦ合成
器、１６……歪検出回蝋部、２０ａ，２０ｂ・・…・緩
衝増幅器、２１ａ，２１ｂ……ミクサ、２２ａ，２２ｂ
……低域炉波器、２３ａ，２３ｂ……コンデンサ、２４
ａ，２４ｂ……増幅器、２５ａ，２５ｂ…尖頭値検波器
、２７・…・・ＶＣ０、２８・・・・・・低周波発振器
、２６ａ，２６ｂ・・・・・・直流成分モニタ、２９・
・…・論理回路、３０・・・・・・結合ダイオード〜
３１・・・…周波数弁別器である。第１図第２図第５図第３図第４図

Claims

【特許請求の範囲】

ダイバーシチ受信を行いそれぞれ中間周波信号を出力
する２つのヘテロダイン受信機と、これら受信機の各中
間周波信号から伝播歪を検出する歪検出手段と、この歪
検出手段が前記一方の中間周波出力に伝播歪を検出した
ときその伝播歪が少くなるように前記２つの中間周波出
力を合成する中間周波合成手段とを含む広帯域デジタル
無線通信のダイバーシチ受信装置において、前記歪検出
手が、制御電圧により周波数を可変する可変周波数発振
器と、この可変周波数発振器を前記中間周波信号の帯域
幅にわたつて掃引発振させる前記制御電圧をつくる掃引
発生器と、前記可変周波発振器の出力を前記各中間周波
信号とそれぞれ混合する混合器と、これら混合器の出力
の低域周波成分をそれぞれ通過させる低域濾波器と、こ
れら低域濾波器の出力から所定レベル以上の交流成分を
前記伝播歪としてそれぞれ検出する歪検出器とを含んで
構成されることを特徴とする広帯域デジタル無線通信の
ダイバーシチ受信装置。