JPS60207008A - 電熱式充てん状態測定回路装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、１１′♀許ｉ青求の範囲第１項の上位概念に
記載の周囲温度が補償される電熱式充てん状態測定回路
装置に関する。

従来の技術 この形式の公知の回路装置において、抵抗センサはその
都贋の測定開始時に（測定期間の開始の都度）定電流源
に接続される。定電流源は加熱時間の間シーケンス制御
部（遅延回路）によって操作される。シーケンス制御部
は比較器に接続されている。比較器は、一方において抵
抗センサに接続されているインバータおよびそれに並列
接続されている抵抗コンデンサ素子に次のように接続さ
れている。すなわち抵抗コンデンサ素子において降下す
る電圧がインバータの電圧に等しくなるや否や、比較器
が出力ｅｉ号を監視装置に送出するようにである（ドイ
ツ連邦共和国特許公開第２７４０２８９号公報）。

測定原理は、多かれ少なかれ測定すべき成体によって取
り囲まれている抵抗センサの、加熱時間の終了時に定電
流によって生じる抵抗変化が測定されることに基いてい
る。その際通例は加熱時間の終了時における電圧Ｕ１の
、加熱特出Ｊのυｂ始時における初期電圧Ｕｏに対する
差が検出される。この測定の結果が周囲温度と無関係で
あるように、この公知技術によれは詳細には次のように
行なわれる。すなわちインバータを１、抵抗センサの投
入の時点に抵抗コンデンサ素子のコンデンサを充電する
電圧Ｖ−Ｕｏを供給する。

それからコンデンサは、抵抗値および容拓によって決め
られている周知の法則に従って放電、されろ。加熱時間
の引続く経過において抵抗センサが加熱されるとき、１
「圧Ｕは上昇し力・つインバータは、抵抗センサの浸漬
深度に依存する形Ｖ−Ｕの電圧を発生する。コンパレー
タによって、直紡として光示可能な、コンデンサの電圧
経過（充電曲線）が反転された電圧■−Ｕの曲線と交差
する時点が検出される。シーケンス制御部によって定め
られる時点においてコンパレータは、抵抗コンデンサ素
子の接続端子における反転された電圧Ｖ−ＵｏＯ値とイ
ンバータに加わる電圧の値との間の比較が実施されるよ
うに制（財）される。この場合コンパレータの出力側に
接Ｈされている監視装置は前身って決めることができる
閾値を上回った除管報をトリガすることができる。−一
般にこの公知技術にはれは抵抗センサが浸漬する液体の
レベルも、数字またはアナログ指示計器によって指示す
ることができる。−この回路装置は殊にインバータが設
けられているため比較的高価である。更に数字指示値を
形成するためのこの回路装置をＡＤ変換器にどのように
集積するかに難点がある。

更に、定電流によって加熱される抵抗センサと、抵抗セ
ンブリ浸漬状態に依存する測定電圧を評価する、温度補
償のために更に、絹合せ電圧が供給可能である１価回路
とを有する、冒頭に述べた形式のものに類似した電熱式
充てん状態測定回路装置が提案されており、その際抵抗
センサによって加熱時間の始めに補償電圧が胱出しおよ
び記憶可能でありかつ加熱時ｍ１の終りに測定電圧が読
出し可能である（ドイツ連邦共和国特許出願第Ｐ３ろ３
７７７９．０号明細書）。

温度補償のために、おのおのの標本周期期間中測定電圧
とＶ＠偵電圧との闇を形成する評価回路が設けられてい
る。測定電圧および補償電圧はこの原理によりＡＤ変換
器にも供給することができ、ＡＤ変換器の出力側には面
形成のためのデジタルメモリおよびデジタル計算回路が
接続されている。

発明が解決するための問題点 上記回路装置は、面形成に対する手段のため比較的煩雑
である。このことは、商の形成のためのアナログ技術に
おける評価回路の実現および特にデジタル技術における
実現において当嵌る。というのは、この場合ＡＤ変換器
がまず測定電圧および補償電圧を、それらのデジタル化
された量を引続き評価できる前に、変換しなければなら
ない。

従って、本発明の課題は冒頗に述べた形式の回路装置な
、簡単なｌ７１ｇおよび高い精度においてデジタル化さ
れた充てん状態値の送出に通しておりかつこのために相
応の変換器に特別容易に集積可能であるように改良する
ことである。

問題点を解決するための手段および発明の作用・効果 この課題は、特許請求の範囲第１項、第４項、第６項お
よび第７項に特徴付けられている本発明によって解決さ
れる。

第１の発明によれは、環境の温度補償ないし抵抗センサ
にて検出される、刀ｐ熱を圧Ｕｌと初期電圧Ｕ。どの温
度差の、初期電圧Ｕ。に関連した正規化が検出された加
熱電圧をその前に検出されかつ引続いて積分された初期
電圧に比較することによって行なわれる。その際抵抗セ
ンサの温度特性は商形成によって補償される。

この比較を実施するコンパレータは特許請求の範囲第６
項によれば有利にはのこぎり波力式に従って動作するＡ
Ｄ変換器の構成部分とすることができる。このＡＤｉ換
器は一方における積分された初期電圧による加熱電圧の
達成と比較の開始との間にある時間を計数周波数によっ
てデジタル化する。

その際積分器は比較的低コストで、演算増ＩＭ器および
その帰還路におけるコンデンサによって精確に動作する
ように構成することができる。

更に、第１の発明による測定原理の梢既は、２ランプ方
法により動作する変換器（零点補正が行なわれるデュア
ル・スロープ変換器）の使用によって一層高められる。

本発明の解決のための第２の構成は特許請求の範囲第４
項に記載されている。

この場合極め℃簡単な手段によって画形成プ工いし初期
電圧Ｕｏに対する正規化が行なわれる。

正規化された値は第１の発明の場合と同様に、第２の標
本および保持素子の操作ないし加熱電圧の標本化とコン
パレータの切換との間の時間として検出される。この時
間も第１の発明と同様に集８ｔされたＡＤＫ換器におけ
るのこぎり波力式に従ってデジタルなレベル値に変換す
ることができる。この場合初期電圧と、抵抗およびコン
デンサに相応して時１μｍ変化する、標本化された加熱
電圧との間の比較は特別低コストで実施される。即ちこ
のために設けられているコンパレータの入力側に直接２
つの標本化および保持素子並びに第２の保持素子のコン
デンサを放電づ−る抵抗が接続されている。−る釦かに
この場合コンパレータの！；ＩＪ換によってマーキン〆
される時間は、初ルｊ電圧に正規化された、〃０熱電圧
と初期電圧との差に比例した成分を含ます、加熱電圧と
初期電圧との商の対敵値を含んでいる。

しかし比較的小さな直線誤差によってこの商の対数は商
自体に相応する。この直線１差は大抵の場合許容するこ
とができる。というのは抵抗センサの特性曲線はそれぞ
れの測定側８ｒ、殊に自動車の貯蔵容器に整合すること
ができるからである。

しかし直線性に対する一層高い要求は、特許請求の範囲
第５項１ｃ記載の実施例により、コンパレータにおいて
検出された時１）１１期間の自乗素子の付加接続によっ
ても充足することができる。

後で説明するＦ３［定の条件では、特許請求の範囲第６
項記載の第３の発明の構成によって一層簡単にすること
ができる。−即ちこの場合標本化スイッチおよび所属の
制餌１部が省略される。

本発明の課題の解決のために、特許請求の範囲第７項の
特徴部分に記載の第４の発明が提供されている。

第４の発明は、コンパレータおよび標本Ｃヒスイッチに
比較的僅かな徴求しか課ぜられず、即ち相応にあまり煩
雑でない素子で十分であるという付加的な利点を有する
。−一方の入力■（１１に抵抗コンデンサ素子を介し℃
放電される初期電圧および引続いて放電される加熱霜、
圧が〃口わるコンパレータにおいて、一定の基準電圧と
の比較が行なわれる。この場合コンパレータは、加熱電
圧と初期′−１圧との商からの対敵に相応する計数値を
計数する可逆計数器な制御する。−基準電圧の変動およ
びコンパレークの所謂オフセット電圧は、これらの値が
測定期間中変化しないとき、計数値に係わってこない。

実施例 次に本発明を図示の実施例につき図面を用いて詳細に説
明する。

第１図には、抵抗センサ１に生じる、レベル測定のため
の電圧降下を評価するための計−価回路の第１実施例が
図示されている。抵抗センサは定電流源２から、制御さ
れるスイッチ１３を介してクロンク制ｇＩ）される定電
流によってカロ熱される。スイッチ３は、第１図に図示
の、後で説明する別のスイッチと同様に図示されていな
いシーケンス制御部によって制御される。

抵抗センサに、標本化スイッチ４および蓄積コンデンサ
５から成る第１の標本化および保持素子並びに標本化ス
イッチ６および蓄積コンデンサ１から成る第２の標本化
および保持素子が接続されている。

第１の標本化および保持素子４．５は積分器の入力側（
＋）に接続されている。積分器は演算増幅器８、帰還路
におけろコンデンサ９および帰還入力側（−）に接続さ
れている抵抗−１０から成る。

コンデンサ９に並列にリセットスイッチ１１が図示され
ている。

積分器の出力側１２は、コンパレータ１４の鵠１入力端
１３に接続されている。このコンパレータの第２入力端
１５は第２の標本化および保持素子６．７の出力側に接
続されている。

コンパレータの出力側はプリセット可能な逆方向計数器
１Ｔの制御入力０１１１１６に接続されている。この計
数器において計数周波数入力側１８を介して計数周波数
パルスが供給される。

シーケンス制御部によって制御される、第１図の評価回
路の作動によって次の過程が測定期間において周期的に
経過する。すなわちまず過熱時間の始めｔ。Ｋ、制御さ
れるスイッチ３が閉成され、こねにより第２図に図示さ
れているよ５に、抵抗センサで初期電圧Ｕｏが電圧降下
により生ずる。この初期電圧は標本化スイッチ４の短期
ｍ１の閉成によって蓄積コンデンサ５に蓄積される。し
かし積分器のコンデンサ９は最初短絡さねており、その
結集積分はまた始まっていない。積分は、時点７０１に
お目−る加熱時間の終りの１ｈｉ１ｒに第２の標本化ス
イッチ６が短期間閉成され、かつそのとき得られた加熱
電圧Ｕ１が蓄積コンデンサ１に保持される後に漸く行な
われる。そこでリセットスイッチ１１が開放されかつそ
のために積分器の出力側１２における電圧が、出発電圧
、すなわち初期電圧Ｕ。

の値に比例する勾配によってリニヤに上昇する。

その際上昇速度ないし積分速度は、時定数Ｔ＝Ｒ１・Ｃ
１から生じる。

積分はｔ。１から、時点”０２において積分された初期
電圧が加熱電圧と等しくなるまでの間行ｌよりれる。そ
の場合法の式が成立つ（ｔｏｌから計算されている）： この時間は、積分時間の期間中側数周波数ｆからｆｉｎ
を計数するプリセント可能な逆方向計数器１Ｔによって
測定される：　− ｎ＝Ａ・ｘま ただしＡ　＝　ｂ、Ｔ、ｆが成立つ。その際すは定数で
ある。

ｔ０２に対する式から、抵抗センサの温度特性が画形成
によって補償されることが明らかである。

付加的に、基準電圧Ｕ′Ｏ％　Ｏｒを用いた既述の形成
の積分によってかつこれらの’ｔＫ圧の差ΔＵ′ｎ’−
〇Ｔ−ｆ　ｆ発生ずることができ、ただしＣも定数であ
る。後盾接続されている言（算装置（基準電圧発生器と
同様第１図には図示されていない。このために第６図が
参考になる）が次の商を形成する； ｎ　ｂ　＠Ｔ＠　ｆ この商−において時定数Ｔおよび計数周波ｎ′ ｌ！ｆの影響は敗り除かれる。

計数周波１ｉｆによって測定シーケンスも制御されるべ
きとき、計数周波数に対して典型的な用途の場合１％以
下の精度が散求される。

第２図についてそのほか、抵抗センサにおける電圧経過
は破線によって示されている。

第６図の評価回路の実施例において第５図および第６図
の場合と同様餓１図と同じ素子には一致する参照番号が
付されている。

第６図の評価回路は、第１図の評価回路に比べて著しく
僅かなコストですむ。殊に積分器が省略されている。そ
の代わりに第１標本化および保持回路は蓄積コンデンサ
５がコンパレータ１４の第１入力端に直接接続されてい
る。第１図の場合と同様、コンパレータの第２入力端１
５に直接接続されている第２標本化および保持回路の蓄
積コンデンサ１はこの場合、弁皿番号１９で示す抵抗Ｒ
２によって橋絡される。これにより抵抗１９は、時点ｈ
　Ｔ　＝　Ｒ２・Ｃ２によって蓄積コンデンサγを放電
するよ゛うに接続形成されている。

第４図の対応の時間ダイヤグラムかられかるようにこの
場合魁まず、初期電圧Ｕｏ　（入力側１３において）が
保持されかつ時点ｔｏｌがら標本化スイッチ６の短期間
の作動によって充電されるコンデンサ１が、このコンデ
ンサにおいて低下する電圧が蓄積コンデンサ５における
電圧と等しくなるまで抵抗Ｒ２を介して放電されること
がわかる。放電は次の時間関数に従って経過する： Ｕ　＝Ｕ−ｅ−’ ０２　ｘ それからこの低下する電圧が初期電圧Ｕｏ。

値に達するまでに侠する時間は、 である。

従ってこの場合もこの面形成によって加熱電圧の温度補
償が行なわれる。付加的に、既述のように、時定数Ｔの
影醇は基準電圧比 ところで第３図の評価回路では第１図の評価に上記１■
、圧死から第６図の評価回路によって時点ｔ０２が直線
的ではなく、対数的に形成される。

しかしその際近似的に第１図の回路装置の場合らである
。

ｔｏｓｔに対する上記の対数式に代入すると、しる。

その際直線からの偏差は５％より小さい。直線性は、自
乗素子の付加接続にｉつて値１．５％に改善することが
できる： ”０２　＝　’０２　＋ｔｏ２＞２ しかし既述のようにその代わりに抵抗センサの特性曲＃
！整合によって直線化な行なうこともできる。

第５図の評価回路は第６図の評価回路を簡潔化したもの
である。

値Ｃ２を有する蓄積コンデンサ７において電圧を導出す
る作用する、値Ｒ２な有する抵抗１９はここでは蓄積コ
ンデンサ１に並列に設けられているのではなく、標本化
スイッチ５０代わりに回路装置内に挿入されている。

従って蓄積コンデンサＩは定電流が被制御スイッチ３に
よって遮断される時点ｔＯＸから抵抗１９および抵抗セ
ンサ１を介して放電される。

その前に逆に蓄積コンデンサ１の充電が同じく抵抗１９
を介して行なわれ、これにより高周波ノイズを抑圧する
ことができる。

比５図の回路装置において、第６図の回路装置と比べて
次の条件が守られる：抵抗７の抵抗値Ｒ２は抵抗センサ
の抵抗値より著しく大きく例えは約１５Ωのセンサ抵抗
に比べてＲ２＝１００にΩである。遮断されている定電
流源は、センサにおけるオフセット電圧を導くに足る程
の残留電流を発生しない。

測定センサに対するリード線は、大きな障害なぎツクア
ップしないように比較的短くしである。

時定数Ｔは、抵抗センサにおける温度が変化する時定数
に比べて小さい。

時定数Ｔに対する既述の条件は、Ｒ２の既述の抵抗値に
対してＣ７＝１００ｎＦの値を有する蓄積コンデンサ７
を選択することによって満たすことができる。

更に第６図および８５図の２つの評価回路において精確
な測定に対して次の付加要求が満たされなければならな
い。

１、　コンパレータ１４のオフセット電圧は小さくたけ
す１はならない。

２、殊に標本化スイッチ４を流れる残留止、圧は非常に
小さくなけれはならない。

これに対して第６図の回路装置、において（破線で取り
囲まれている部分）、第１の付ＤＤ費求は不要になりか
つ第２０付力］１喪求は余り厳密でなくてもよい： 第６図の回路装置においては標本化スイッチ２０および
蓄積コンデンサ２１を有する唯一の標本化および保持素
子のみが設けられている。

蓄積コンデンサは各員Ｃを有する。蓄積コンデンサに並
列に、抵抗値Ｒを有する抵抗２２が設けられている。こ
の標本化および保持素子は、コンパレータ１４のｗ、２
入力端１５に接続されテイル。コンパレータの第１入力
端１３ｃは一定の基準電圧Ｕｒｅｆが印加される。コン
パレータ１４の出力側はプリセット可能な可逆計数器２
ｉを制御入力側２４を介して制御する。この可逆計数器
２３は、標本化スイッチ２０および制御されるスイッチ
３も操作するシーケンス制（財）部２３に接続されてお
り、それによりリセットされる。

これまで説明してきた回路部分の機能なます第７図の波
形図工およびｓｌ並びに第８ａ図および第８ｂ図に基い
て説明する。

定電流をスイッチ３によって加えるとまず、標本化スイ
ッチ２０ないしＳｌが時点ｔｏから短期間操作されるこ
とにより、初期電圧ＵＯが蓄積コンデンサ２１に蓄積さ
れる。それから蓄積コンデンサ２１は、時定１ｉ　Ｔ　
＝　Ｒ−Ｃで抵抗２２を介して、入力側１５におけるコ
ンデンサ電圧がコンパレータ１４の入力側１３における
基準電圧Ｕｒｅｆの値に達するまで放電する。　このこ
とは、第８ａ図かられかるように時点ｔｏｎにおいて生
じる。その除法の式が成立つ。

この時間は、最初零にリセットされており、かつこの時
相においてシーケンス制御部２５によって制御されて逆
方向に計数す−る可逆計数器２３において、計数値とし
て検出される（第８ｂ図）。定電流がスイッチ３によっ
て遮断される直前に、標本化スイッチ２０ないしＳｌを
時点ｔ１において新たに短期間操作することによってそ
のとき達している加熱を圧Ｕ１に対して類似の過程が行
なわれる（第７図参照）。引続いて蓄積コンデンサ２１
がこの場合も周知の時定数に従って抵抗２２を介して基
準電圧に達するまで放電する。このようにして次の時間
が形成される。

Ｕ。

しかしこの放電期間中可逆計数器２３はシーケンス制御
部２５によって制４３れてｊ１方向に計数する。従って
そこで可逆計数器２３において、次の差に等しい数が生
じる。

Ｏ 従って、基準電圧およびオフセット電圧が約２秒の測定
時間の期間中変動しないとき、基準電圧の影響が、基準
電圧がその分たけ大きいがまたは小さいオフセント電圧
の彰ヤが同様に取り除かれるこ、とが明らかである。

時定数Ｔ　＝　Ｒ−Ｃの影響を補償するために、既述の
ように基準電圧比を上述の時間差ｔｏ２−ｔｏ１と類似
して時間差ｔ４−ｔ３として形成することができる。

このために、霜、圧Ｕ２が供給される回路部分が第６図
に設けられている。それは分圧抵抗２６と調節可能な分
圧抵抗２１とを有する分圧器である。２つの分圧抵抗間
の共通の接続点において電圧Ｕ。ｉｎが取出し可能であ
る。霜、圧Ｕ２の標本化は、標本化スイッチ２８ないし
５２Ｖｃよって行なわれる。

電圧Ｕｍｉｎは標本化スイッチ２８′ないしｓ３によっ
て読出される。このスイッチは、第７図のパルス波形図
かられかるように、スイッチ３およびＳｌに続いてシー
ケンス制御部２５によって操作される。それからコンデ
ンサ２１が基準電圧Ｕｒｅｆに達するまで放電すること
によってその都度次の時間が生じる； ２ 陥＝　Ｔｉｎ可フ これから、差および可逆計数器２３の相応の計数値とし
て次の式が成立つ。

引続いて第６図にて参照番号６６を有する回路部分“処
理部”においてシーケンス制御されて次の商を形成する
ことができる： これによりＴの影響か収り除かれかつ最小の充てん状態
に対する出力信号を設定することができる、 ％Ｆ　Ｎレベルを上回るかまたは下回った際に誼報信号
を形成するために引続いて別の量を形成することができ
る。そのために第６図におけるように同定分圧抵抗３０
と調節可能な分圧抵抗３１とを有する別の分圧器が用い
られる。この分圧器は電圧Ｕ２から標本化スイッチ３２
ないしＳ４によって標本化可能でありかつ蓄積コンデン
サ２１を充電する霜′、圧Ｕｗを形成する。蓄積コンデ
ンサの充電および放電によって、コンパレータにおける
基準電圧との電圧一致の検出および相応の１脈方向計数
および逆方向計数および商形成によって既述の過程に類
似して最終的に、腎報レベルを上回またかまたは下回っ
たことす信号として知らセる次の式が成立つ：最小光て
ん状態に対する出力信号を論整するは変化しない。

第７図のパルス波形図について補足すれは、時間間隔“
処理期間”において機能ブロック３３において商形成に
よる既述の正規化の他に次の過程が行なわれる。即ちそ
れは特性曲線の直線化および滑らかな平均値形成である
。機能ブロック３３は、周波数、キーイング比、ＤＡ変
換器を用いた電流または電圧のような充てん状態に比例
する信号に対する出力信号発生器によって機能ブロック
３４を制御する。更に出力信号発生器は、例えば自動車
における貯蔵器警報のためのレベル管轄信号を形成する
。

【図面の簡単な説明】

第１図は電熱式光てん状態測定用回路装置の第１実施例
の回路図であり、札２図は第１図の回路装置で検出され
る電圧の波形図であり、第６図は電熱式光てん状態測定
用回路装置の第２実施例の回路図であり、第４図は第６
図の回路袋ｆｉ￥′、において検出される霜１圧波形を
示す図であり、第５図は第４図の回路装置を変形した回
路実施例の回路図であり、第６図は電熱式光てん状態測
定回路装置全体を第６実織例において示す回路Ｍであり
、第７図は第６図の回路装置におＨ′るスイッチ位置の
時間経過を示す図であり第８ａ図は第６図の回路＠置に
おいて検出される電圧の波形図であり、第８ｂ図は第８
ａ図の波形から導出される、第６図における可逆計数器
の計数状態を示す図である。 １・・・定電流源、２・・・抵抗センサ、４，５・・・
第１の標本化および保持素子、６，７・・・第２の標本
化および保持素子、８．９．１０・・・積分器、１４・
・・コンパし／−タ、１７・・・逆方向組数器、１９・
・・抵抗、２０　、２８　、２８’、−３２・・・標本
化スイッチ、２１・・・蓄積コンデンサ、２３・・・可
逆計数器、２６．２７，３０．３１・・・分圧器。 ＦＩＧ、　２ ＦＩＧ、４

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　抵抗センサにスイッチ接続される定電流源と、加
   熱時間の開始時に抵抗センサにおける初期電圧Ｕｏから
   形成される第１の量と７１［１熱時間の終了部に７１０
   熱霜、圧Ｕ１かも形成さＪする第２の鰯とを比較するコ
   ンパレータとを備えその際Ａｉｌ記２つの量の少なくと
   も１つの形成はコンデンサおよび抵抗によって決められ
   る時１■関数に相応して行なわれる、周′囲輻度補償形
   電熱式充てん状態測定回路装置において、抵抗（１０）
   およびコンデンサ（９）は、１１１分器（演舞−増幅器
   ８）の構成部分であり、該積分器の入力側は初期電圧Ｕ
   。Ｋ対する第１の標本化および保持素子（４，５）を介
   して抵抗センサ（１）に接続可能であり、かつ前記積分
   器の出力側はコンパレータ（１４）の第１入力端（１３
   ）に接続されており、かつ該コンパレータの第２入力端
   （１５）はｍ２の標本におよび保持素子（６，７）を介
   して刀Ω熱電圧Ｕ１に対して直接抵抗センサに接続可能
   でありかつコンパレータ（１４）（１’）出力側に、前
   記第２の標本化および保持素子（６゜γ）の作動と同コ
   ンパレータ（−１４）　ノリｍどの間の時間を検出する
   ための手段（プリセント可能な逆方向計数器）が接続さ
   れていることを特徴とする電熱式光てん状態測定回路装
   置。 ２　！Ｒ分器は、ｆ＠遠路にコンデンサ（９）が設けら
   れている演算増幅器（８）によって形成されている特許
   請求の範囲第１項記載の１ｂ、熱式光てん状態測定回路
   装置。 ６、　コンパレータ（１４）はのこぎり彼方式に従って
   動作するＡＤ変換器の構成部分であり該ＡＤ変換器は、
   計数周波数が印ａｎ可能であって、コンパレータ（１４
   ）によって制御可能な、プリセット可能な逆方向計数器
   （１１）を有する特許請求の範囲第１項または第２項記
   載の電熱式充てん状態測定回路装置。 ４．抵抗センサにスイッチ接続される定電流源と、カロ
   熱時間の開始時に抵抗センサにおける初期電、圧Ｕｏか
   ら形成される第１の量と加熱時間の終了時にガロ熱電圧
   Ｕ１から形成される第２の量とを比較するコンパレータ
   とを備えその際前記２つの量の少なくとも１つの形成は
   、コンデンサおよび抵抗によって決められる時間関数に
   相応して行なわれる、周囲温度補償形霜、熱式光てん状
   態測定回路装置において、 コンパレータ（１４）の第１入力端（１３）は、初期電
   圧Ｕ。に対する第１の標本化および保持素子（４，５）
   を介して抵抗センサ（１）に接続可能であり、かつコン
   デンサ（７）は７１０熱電圧Ｕ１に対する第２の標本化
   および保持素子（６，７）の構成部分であり、かつ該コ
   ンデンサ（１）に、加熱電圧Ｕ１を導出する抵抗（１９
   ）が並列に設けられておりかつ前記コンパレータ（１４
   ）の出力側に第２の標本化および保持素子の作動と同コ
   ンパレータの切換との間の時間を検出するための手段（
   ノリセット可能な逆方向計数器１１）が接続されている
   ことを特徴とする電熱式充てん状態測定回路装置。 ５、　充てん状態測定の直線化のために、第２の標本化
   および保持素子（６，７）の減結合とコンパレータ（１
   ４）の切換との間の時１＆１ｌＪ１０２の検出のための
   手段が、式”０２　＝　ｔｏ２十Ｚ　０２２／２に従っ
   て半分の時間の自乗を加算検出する他に設けられている
   特許請求の範囲第４項記載の電熱式充てん状態測定回路
   装置。 ６、　抵抗センサにスイッチ接続される定電流源と、加
   熱時間の開始時ｔ／Ｃ，抵抗センサにおける初期電圧Ｕ
   ｏから形成される第１の址と７１［＋熱時間の終了時に
   〃０熱電圧Ｕ１がら形成される第２の量とを比較するコ
   ンパレータとを備えその際前記２つの量の少なくとも１
   つの形成は、コンデンサおよび抵抗によって決められる
   時間関数に相応して行なわれる、周囲温度補償形電熱式
   充てん状態測定回路装置において コンパレータ（１４）の第１入力端（１３）は、初期電
   圧Ｕ。Ｋ対する第１の標本化およヒ保持素子（４，５）
   を介して抵抗センサ（１）に接続可能であり、コンデン
   サ（蓄積コンデンサ１）が抵抗（１９）を弁して常時抵
   抗センサ（１）に接続されており、かつコンパレータ（
   １４）の第２入力端（１５）と接続され℃おり、コンパ
   レータ（１４）の出力ｆｌｌｌ＋は計奴周波数が印７１
   ０されるプリセット可能な逆方向計数器の制御入力側に
   接続されていることを特徴とする電熱式充てん状態測定
   回路装置。 Ｚ　抵抗センサにスイッチ接続される定電流源と、加熱
   時間の開始時に抵抗センサにおける初期電圧Ｕ。から形
   成される第１の葉と加熱時間の終了時に加熱電圧Ｕ□か
   も形成される第２の量とを比較するコンパレータとな備
   えその際前記２つの量の少なくとも１つの形成はコンデ
   ンサおよび抵抗によって決められる時間関数に相応して
   行なわれる、周囲温度補償形軍、熱式充てん状態測定回
   路装置において、コンデンサ（蓄積コンデンサ２１）に
   接続されているコンパレータ（１４）の第１人力ｆｉｌ
   ｌｌ（１５）は初期電圧Ｕ０に対しても加熱電圧Ｕ１に
   対しても異なった時点ｔ□および”１１において第１の
   標本比スイッチ（２ｏ）を介して抵抗センサ（１）に接
   続可能であり、かつ前記コンデンサ（蓄積コンデンサ２
   １）に′電圧Ｕ。ないしＵｌを導出する抵抗（２２）が
   並列に接続されており、コンパレータ（１４）の第２入
   力端（１３）に、一定の基準電圧Ｕｒｅｆ　がガロわる
   ようにｔＬっておりかつコンパレータ（１４）の出力１
   （Ｑは計数周波数が印〃口可能な、リセット可能な可逆
   計数器（２３）の制御入力側（２４）に接続されており
   、かつ前記可逆計教椅は電圧Ｕ。に充電されたコンデン
   サの放電期間中（Ｔｏｌまで）、基準ｉｂ；圧に達する
   まで第１の方向（正方向）に計数しかつ引続いて電、圧
   Ｕ１に充電されたコンデンサの放電期間中（Ｔ１２まで
   ）基準電圧に達するまで反対の方向（逆方向）において
   差形成しつつ（Ｚ１２　ｔｅｌ　）計数することを特徴
   とする電熱式充てん状態測定回路装置。