JPS60182204A - Ｆｍ変調装置 - Google Patents
Ｆｍ変調装置Info
- Publication number
- JPS60182204A JPS60182204A JP3622984A JP3622984A JPS60182204A JP S60182204 A JPS60182204 A JP S60182204A JP 3622984 A JP3622984 A JP 3622984A JP 3622984 A JP3622984 A JP 3622984A JP S60182204 A JPS60182204 A JP S60182204A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- modulation
- input
- signal
- adder
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、フェイズロックループ（以下ＰＬＬと称す）
を用いたＦＭ変調装置に関するものである。
を用いたＦＭ変調装置に関するものである。
例えば、音声信号を高８Ｎ、低歪で伝送するような場合
、音声信号をＦＭ変調して伝送するＦＭ変調方式は有効
な手段の１つである。このＦＭ変調方式には、大別して
、直接ＦＭ変調方式と間接ＦＭ変調方式とがある。前者
の方式は、例えば可変容量ダイオードとコイルを用いた
発振器を備え、電圧により直接発振周波数を音声信号に
応じて可変する方式のものが知られている。後者の方式
では、例えば積分器を通して音声変調信号によシ搬送波
を位相変調し、その出力である狭帯域ＦＭ信号を周波数
逓倍器を通すことにより、広帯域ＦＭ信号に変換するア
ームストロングの間接ＦＭ方式％式％ 上記直接ＦＭ変調方式は、間接ＦＭ変調方式と比べると
一般に簡単な構成を有しているが、搬送波の周波数安定
度や変調の直線性がそれに用いる電圧制御発振器（以下
■ＣＯと称す）の性能によって決定され、一般には間接
ＦＭ方式に比べてその性能が劣っている。一方、間接Ｆ
’Ｍ方式は、周波数安定度や直線性に優れたものを実現
することが可能であるが、一般に構成が複雑となり、特
に高精度の移相器が必要で、また広帯域ＦＭには逓倍器
を用いなければなら々いという問題点がある。
、音声信号をＦＭ変調して伝送するＦＭ変調方式は有効
な手段の１つである。このＦＭ変調方式には、大別して
、直接ＦＭ変調方式と間接ＦＭ変調方式とがある。前者
の方式は、例えば可変容量ダイオードとコイルを用いた
発振器を備え、電圧により直接発振周波数を音声信号に
応じて可変する方式のものが知られている。後者の方式
では、例えば積分器を通して音声変調信号によシ搬送波
を位相変調し、その出力である狭帯域ＦＭ信号を周波数
逓倍器を通すことにより、広帯域ＦＭ信号に変換するア
ームストロングの間接ＦＭ方式％式％ 上記直接ＦＭ変調方式は、間接ＦＭ変調方式と比べると
一般に簡単な構成を有しているが、搬送波の周波数安定
度や変調の直線性がそれに用いる電圧制御発振器（以下
■ＣＯと称す）の性能によって決定され、一般には間接
ＦＭ方式に比べてその性能が劣っている。一方、間接Ｆ
’Ｍ方式は、周波数安定度や直線性に優れたものを実現
することが可能であるが、一般に構成が複雑となり、特
に高精度の移相器が必要で、また広帯域ＦＭには逓倍器
を用いなければなら々いという問題点がある。
ことで、間接ＦＭ方式の動作原理についてその概略を説
明する。ＦＭ低伝送おける元の搬送波は、Ａを最大振幅
、ｅｆ：自然対数の底、ｊを虚数単位、ｔｉ時間、ωＣ
を角周波数とすると次式の如く表わすことができる。
明する。ＦＭ低伝送おける元の搬送波は、Ａを最大振幅
、ｅｆ：自然対数の底、ｊを虚数単位、ｔｉ時間、ωＣ
を角周波数とすると次式の如く表わすことができる。
ψ（ｔ）＝ ＡｅＪ＊ｃｔ ・・・・・・・・（１）こ
れをｆψなる変調信号で変調すると次式で示されるＦＭ
変調波が得られる。
れをｆψなる変調信号で変調すると次式で示されるＦＭ
変調波が得られる。
ψＦＭ、（ｔ）＝Ａｅｊｆ′ｔ＋ｋｆＪｆω、ｄｔ ）
、、、、、、、、、＜２）担し、ｋｆは変調感度を示
している。ここで音声信号のＦＭ低伝送ように変調指数
の小さい場合には、ｋｆｊ ｆ’（ｔ）ｄ ｔ （（１
・・・・・・・・・（３）が成シ立ち、 ｅｊｋｆｌ”（ｔ）”ｏｃｌ＋ｊｋｆＪｆ’（ｔ）ｄｔ
−”・・・・・（４）と近似することができる。この
（４）式ヲ（２）式に代入して変形すると次式が得られ
る。
、、、、、、、、、＜２）担し、ｋｆは変調感度を示
している。ここで音声信号のＦＭ低伝送ように変調指数
の小さい場合には、ｋｆｊ ｆ’（ｔ）ｄ ｔ （（１
・・・・・・・・・（３）が成シ立ち、 ｅｊｋｆｌ”（ｔ）”ｏｃｌ＋ｊｋｆＪｆ’（ｔ）ｄｔ
−”・・・・・（４）と近似することができる。この
（４）式ヲ（２）式に代入して変形すると次式が得られ
る。
９１、、（ｔ）−Ａｃｏｓａｃｔ −Ａｋｆｆ ｆ（ｔ
）ｄｔ ｓｉｎｍｔ−叩−（５）この（５）式にて、第
１項は元のＦＭ搬送波を示し、第２項は、第１項を９０
度移相したものに、変調信号ｆ（ｔ）を積分した値全掛
算したものを示している。
）ｄｔ ｓｉｎｍｔ−叩−（５）この（５）式にて、第
１項は元のＦＭ搬送波を示し、第２項は、第１項を９０
度移相したものに、変調信号ｆ（ｔ）を積分した値全掛
算したものを示している。
従って、上記第（５）式より第１図に示したようなＦＭ
変調回路を構成するととができる。即ち、変調信号１０
０は積分器１を通して平衡変調器２に入３− 力される。一方散送波源３よ多出力された搬送波２００
は９０度移相器４全通して頭度移和された後、平衝変調
器２に入力される。従って、平衡変調器２では積分され
た変調信号と９０度位相された搬送波とが掛算される。
変調回路を構成するととができる。即ち、変調信号１０
０は積分器１を通して平衡変調器２に入３− 力される。一方散送波源３よ多出力された搬送波２００
は９０度移相器４全通して頭度移和された後、平衝変調
器２に入力される。従って、平衡変調器２では積分され
た変調信号と９０度位相された搬送波とが掛算される。
平衡変調器２の掛算出力は加算器５に入力され、この加
算器５にて搬送波２００と加算され、加算器５はＦＭ変
調波３００ｔ−出力する。この第１図に示した回路が間
接ＦＭ方式を実現する原理的な回路となる。
算器５にて搬送波２００と加算され、加算器５はＦＭ変
調波３００ｔ−出力する。この第１図に示した回路が間
接ＦＭ方式を実現する原理的な回路となる。
上記第１図で示した回路を実際の装置で実現する場合、
積分器１、平衝変調器２、加算器５は比較的容易に高精
度なものが得られ、しかもこれら機器の利得の変化は変
調感度ｋ（の変化になるため、性能上あまり大きな問題
とはならない。しかし、９０度移相器４の移相量が変化
すると、（５）式は次式の如くなり、 ψ’ｙｙ（ｉ）”＝ＡＣＯ８６）Ｃｔ−Ａｋ（Ｉｆ（ｔ
）ｄｔｓｉｎ（ωｃｔ＋Δの・・・・・・（６）となる
。但しΔθは９０度移相器４の移相量変化分である。９
０度移相器４の位相量が変化すると、第４− ２図に示した（６）式のベクトル図から明らかなように
、振幅変調成分が現われ、このためリミッタが必要とな
り回路が複雑且つ高価となる。そこで、これを防ぐため
頒度移相器は比較的高精度のものを用いなければならず
、装置を高価とする要因と外る。また、間接ＦＭ方式は
原理的に（３）式が成り立つ必要があり、このため狭帯
域ＦＭ変調波しか発生することができず、広帯域ＦＭ変
調波とするには、逓倍器を用いて変調指数を上げなけれ
ばならないという問題点がある。
積分器１、平衝変調器２、加算器５は比較的容易に高精
度なものが得られ、しかもこれら機器の利得の変化は変
調感度ｋ（の変化になるため、性能上あまり大きな問題
とはならない。しかし、９０度移相器４の移相量が変化
すると、（５）式は次式の如くなり、 ψ’ｙｙ（ｉ）”＝ＡＣＯ８６）Ｃｔ−Ａｋ（Ｉｆ（ｔ
）ｄｔｓｉｎ（ωｃｔ＋Δの・・・・・・（６）となる
。但しΔθは９０度移相器４の移相量変化分である。９
０度移相器４の位相量が変化すると、第４− ２図に示した（６）式のベクトル図から明らかなように
、振幅変調成分が現われ、このためリミッタが必要とな
り回路が複雑且つ高価となる。そこで、これを防ぐため
頒度移相器は比較的高精度のものを用いなければならず
、装置を高価とする要因と外る。また、間接ＦＭ方式は
原理的に（３）式が成り立つ必要があり、このため狭帯
域ＦＭ変調波しか発生することができず、広帯域ＦＭ変
調波とするには、逓倍器を用いて変調指数を上げなけれ
ばならないという問題点がある。
本発明の目的は、上記の欠点に鑑み、簡単な回路構成に
て良好な周波数安定度と直線性ｆ：得ることができるＦ
Ｍ変調装置を提供することにある。
て良好な周波数安定度と直線性ｆ：得ることができるＦ
Ｍ変調装置を提供することにある。
（発明の概要〕
本発明は、位相検波器、ローパスフィルタ及び電圧制御
発振器によって構成されるＰＬＬを搬送波によってｐツ
クした後、これに変調信号（音声信号）を前記ＰＬＬＫ
挿入された加算器ｆｔ通して加算入力することにより、
電圧制御発振器からＦＭ変調波を得ることにより、上記
目的を達成するものである。
発振器によって構成されるＰＬＬを搬送波によってｐツ
クした後、これに変調信号（音声信号）を前記ＰＬＬＫ
挿入された加算器ｆｔ通して加算入力することにより、
電圧制御発振器からＦＭ変調波を得ることにより、上記
目的を達成するものである。
以下本発明の一実施例を図面に従って説明する。
第３図は本発明のＦＭ変調装置の一実施例を示した構成
図である。搬送波源１１が発生する搬送波４００が位相
検波器１２に入力され、この位相検波器１２の出力がロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）１３ｅ通して加算器１４に入
力されている。変調信号５００は積分器１５に入力され
、この積分器１５の積分出力が加算器１４に入力されて
いる。加算器１４はローパスフィルタ１３の出力と積分
器１５の出力とを加算し、その加算出力は電圧制御発振
器（ＶＣＯ）１６に入力される。電圧制御発振器１６の
出力は位相検波器１２に入力されると共に、２Ｍ変調波
６００として取シ出される。
図である。搬送波源１１が発生する搬送波４００が位相
検波器１２に入力され、この位相検波器１２の出力がロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）１３ｅ通して加算器１４に入
力されている。変調信号５００は積分器１５に入力され
、この積分器１５の積分出力が加算器１４に入力されて
いる。加算器１４はローパスフィルタ１３の出力と積分
器１５の出力とを加算し、その加算出力は電圧制御発振
器（ＶＣＯ）１６に入力される。電圧制御発振器１６の
出力は位相検波器１２に入力されると共に、２Ｍ変調波
６００として取シ出される。
次に本実施例の動作について説明する。位相検波器１２
、ローパスフィルタ１３及び電圧制御発振器１６はＰＬ
Ｌループを構成している。このＰＬＬには搬送波源１１
からの搬送波４００が入力され、この搬送波４００の周
波数にとのＰＬＬはロックされている。本回路は、更に
上記ＰＬＬＫｆ＊分器１５によって積分された変調信号
を加算器１４により加えている。この変調信号入力レベ
ルはＰＬＬ前記ロックが外れない程度に設定しであるた
め、加えられた変調信号レベルと位相検波器１２の検波
感度によって決まる点に、電圧制御発振器１６の発振位
相がずれることになる。即ち、電圧制御発振器１６の出
力は位相検波器１２の検波特性に比例するように位相変
調を受けることになシ、従って、積分器１５を通して入
力された変調信号５００によって電圧制御発振器１６の
出力はＦＭ変調された信号となる。
、ローパスフィルタ１３及び電圧制御発振器１６はＰＬ
Ｌループを構成している。このＰＬＬには搬送波源１１
からの搬送波４００が入力され、この搬送波４００の周
波数にとのＰＬＬはロックされている。本回路は、更に
上記ＰＬＬＫｆ＊分器１５によって積分された変調信号
を加算器１４により加えている。この変調信号入力レベ
ルはＰＬＬ前記ロックが外れない程度に設定しであるた
め、加えられた変調信号レベルと位相検波器１２の検波
感度によって決まる点に、電圧制御発振器１６の発振位
相がずれることになる。即ち、電圧制御発振器１６の出
力は位相検波器１２の検波特性に比例するように位相変
調を受けることになシ、従って、積分器１５を通して入
力された変調信号５００によって電圧制御発振器１６の
出力はＦＭ変調された信号となる。
本実施例によれば、ＦＭ変調の直線性は概略位相検波器
１２の検波特性の直線性によって決定されるが、位相検
波器１２の検波特性は比較的自由に設定できると共に、
直線検波特性の良好なものを比較的容易に得ることがで
きるため、２Ｍ変調波６００の直線性を容易に優れたも
のとすることができる。また、ＰＭ変調波６０００周波
数安定度は、ＰＬＬループが搬送波４００にロックして
いること７− によシ、搬送波源１１と同等の安定度を有することがで
き、搬送波源１１を水晶発振器のような高安定発振源と
すれば、２Ｍ変調波６００の周波数安定度を容易に高安
定のものとすることができる。更に、本実施例では間接
ＦＭ変調方式のように狭帯域ＦＭに制限される要因がな
く、位相検波器１２、電圧制御発振器１６、積分器１５
のダイナミックレンジを十分大きなものにとり、また、
ＰＬＬの設計を適切にしてロックレンジを大きくとれば
、広帯域ＦＭ変調を直接性なうことができる。また、本
実施例では上記諸効果を簡単な回路構成にて実現するこ
とができ、安価に高性能な装置を得ることができる。
１２の検波特性の直線性によって決定されるが、位相検
波器１２の検波特性は比較的自由に設定できると共に、
直線検波特性の良好なものを比較的容易に得ることがで
きるため、２Ｍ変調波６００の直線性を容易に優れたも
のとすることができる。また、ＰＭ変調波６０００周波
数安定度は、ＰＬＬループが搬送波４００にロックして
いること７− によシ、搬送波源１１と同等の安定度を有することがで
き、搬送波源１１を水晶発振器のような高安定発振源と
すれば、２Ｍ変調波６００の周波数安定度を容易に高安
定のものとすることができる。更に、本実施例では間接
ＦＭ変調方式のように狭帯域ＦＭに制限される要因がな
く、位相検波器１２、電圧制御発振器１６、積分器１５
のダイナミックレンジを十分大きなものにとり、また、
ＰＬＬの設計を適切にしてロックレンジを大きくとれば
、広帯域ＦＭ変調を直接性なうことができる。また、本
実施例では上記諸効果を簡単な回路構成にて実現するこ
とができ、安価に高性能な装置を得ることができる。
第４図は本発明の他の実施例を示した構成図である。第
３図で示したようなＰＬＬでは、そのループフィルタで
あるローパスフィルタに積分器を用いる場合がある。そ
こで、変調信号５００ ｉ積分する積分器とループフィ
ルタを兼用させることができる。そこで、第４図は、位
相検波器１２の出力を加算器１４に入力し、この加算器
１４の加算出力を８− 積分器１５によって積分した後、電圧制御発振器１６に
入力する構成となっている。このような構成では、変調
信号５００が位相検波器１２の出力と直接加算された後
、積分器１５にて積分されて電圧制御発振器１６に入力
され、電圧制御発振器１６の出力側からＦＭ変調波６０
０ヲ得ている。本実施例によれば、積分器１５＆Ｃ５Ｐ
ＬＬループフイルタと変調信号５００の積分器としての
両方の機能を兼用させることができ、第３図の実施例に
比べて、更に回路構成を簡単として装置を安価とするこ
とができる。
３図で示したようなＰＬＬでは、そのループフィルタで
あるローパスフィルタに積分器を用いる場合がある。そ
こで、変調信号５００ ｉ積分する積分器とループフィ
ルタを兼用させることができる。そこで、第４図は、位
相検波器１２の出力を加算器１４に入力し、この加算器
１４の加算出力を８− 積分器１５によって積分した後、電圧制御発振器１６に
入力する構成となっている。このような構成では、変調
信号５００が位相検波器１２の出力と直接加算された後
、積分器１５にて積分されて電圧制御発振器１６に入力
され、電圧制御発振器１６の出力側からＦＭ変調波６０
０ヲ得ている。本実施例によれば、積分器１５＆Ｃ５Ｐ
ＬＬループフイルタと変調信号５００の積分器としての
両方の機能を兼用させることができ、第３図の実施例に
比べて、更に回路構成を簡単として装置を安価とするこ
とができる。
ところで、ＰＬＬをＦＭ復調に用いると高性能のＦＭ復
調器を構成し得ることは周知のことである。そこで、第
３図に示したＦＭ変調器をＦＭ復調器としても使用する
ことができる。第５図は本発明の他の実施例で、ＰＬＬ
にＦＭ変復調を行なわせる回路構成図である。位相検波
器１２の入力側に切換スイッチ１７が設けられ、この位
相検波器１２への入力を搬送波源１１からの搬送波４０
０又は、復調ＦＭ変調波７００のどちらかを選択して切
換えることができる。また、加算器１４の一方の入力側
にも切換スイッチ１８が設けられ、加算器１４の一方の
入力に変調器として使用する場合には積分器１５の出力
信号を入力し、復調器として使用する場合には加算器１
４の一方の入力を接地するように選択して切換えるとと
ができる。他の構成は第３図の実施例と同様であるため
説明は省略する。
調器を構成し得ることは周知のことである。そこで、第
３図に示したＦＭ変調器をＦＭ復調器としても使用する
ことができる。第５図は本発明の他の実施例で、ＰＬＬ
にＦＭ変復調を行なわせる回路構成図である。位相検波
器１２の入力側に切換スイッチ１７が設けられ、この位
相検波器１２への入力を搬送波源１１からの搬送波４０
０又は、復調ＦＭ変調波７００のどちらかを選択して切
換えることができる。また、加算器１４の一方の入力側
にも切換スイッチ１８が設けられ、加算器１４の一方の
入力に変調器として使用する場合には積分器１５の出力
信号を入力し、復調器として使用する場合には加算器１
４の一方の入力を接地するように選択して切換えるとと
ができる。他の構成は第３図の実施例と同様であるため
説明は省略する。
本回路を変周器として使用する場合は、位相検波器１２
に搬送波４００を入力し、加算器１４の一方の入力に積
分器１５の出力信号を入力するように切換スイッチ１７
．１８ヲ切換えることにより、第３図に示した実施例と
同一の回路構成としてＦＭＭ調波６００を出力する。復
調器として使用する場合は、位相検波器１２に復調ＦＭ
変調波７００が入力され、加算器１４の一方の入力は接
地されるように切換スイッチ１７．１８を切換えること
により、位相検波器１２、ローパスフィルタ１３、電圧
制御発振器１６によって構成されるＰ Ｌ Ｔ、 Ｋ
Ｆ Ｍ変調波６００が入力されるため、ローパスフィル
タ１３の出力側から復調出力（音声信号）８００が得ら
れ、復調器として動作する。本実施例では、変復調器と
して高性能のものが簡単な回路構成にて安価に実現する
ことができる。なお、復調出力８００を得るために、も
う一つ別のローパスフィルタを挿入しても良いが、第５
図中には示していない。
に搬送波４００を入力し、加算器１４の一方の入力に積
分器１５の出力信号を入力するように切換スイッチ１７
．１８ヲ切換えることにより、第３図に示した実施例と
同一の回路構成としてＦＭＭ調波６００を出力する。復
調器として使用する場合は、位相検波器１２に復調ＦＭ
変調波７００が入力され、加算器１４の一方の入力は接
地されるように切換スイッチ１７．１８を切換えること
により、位相検波器１２、ローパスフィルタ１３、電圧
制御発振器１６によって構成されるＰ Ｌ Ｔ、 Ｋ
Ｆ Ｍ変調波６００が入力されるため、ローパスフィル
タ１３の出力側から復調出力（音声信号）８００が得ら
れ、復調器として動作する。本実施例では、変復調器と
して高性能のものが簡単な回路構成にて安価に実現する
ことができる。なお、復調出力８００を得るために、も
う一つ別のローパスフィルタを挿入しても良いが、第５
図中には示していない。
第６図は本発明の更に他の実施例を示した回路構成図で
ある。本回路は、第５図に示した実施例において、ＰＬ
Ｌのループフィルタと積分器とを兼用させたもので、位
相検波器１２、加算器１４、積分器１５、電圧制御発振
器１６によってＰＬＬループが構成され、スイッチ１７
．１８により変調器、復調器として動作が切り換えられ
るようになっている。
ある。本回路は、第５図に示した実施例において、ＰＬ
Ｌのループフィルタと積分器とを兼用させたもので、位
相検波器１２、加算器１４、積分器１５、電圧制御発振
器１６によってＰＬＬループが構成され、スイッチ１７
．１８により変調器、復調器として動作が切り換えられ
るようになっている。
本実施例では、第５図の回路に比べて構成が簡単で装置
を安価とする効果がある。
を安価とする効果がある。
以上記述した如く本発明のＦＭ変調装置によれば、位相
検波器、ローパスフィルタ及び電圧制御発振器によって
構成され、搬送波でロックされるＰＬＬに変調信号を加
算入力する構成とすることにより、簡単な回路構成にて
良好な周波数安定度と直線性を有するＦＭ変変波波得る
効果がある。
検波器、ローパスフィルタ及び電圧制御発振器によって
構成され、搬送波でロックされるＰＬＬに変調信号を加
算入力する構成とすることにより、簡単な回路構成にて
良好な周波数安定度と直線性を有するＦＭ変変波波得る
効果がある。
１１−
第１図は間接ＦＭ方式をとったＦ’Ｍ変調装置の一例を
示した回路構成図、第２図は第１図の回路における動作
ベクトル図、第３図は本発明のＦＭ変調装置の一実施例
を示した回路構成図、第４図は本発明の他の実施例を示
した構成図、第５図は本発明の更に他の実施例を示した
構成図、第６図は本発明の更に他の実施例を示した構成
図である。 １１・・・搬送波源 １２・・・位相検波器 １３・・・ローパスフィルタ １４・・・加算器 １５・・・積分器 １６・・・電圧制御発振器 １７．１８・・・スイッチ 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 （ほか１名） １２− 第１図 第２図 第３図 第４図 ２ 第６図
示した回路構成図、第２図は第１図の回路における動作
ベクトル図、第３図は本発明のＦＭ変調装置の一実施例
を示した回路構成図、第４図は本発明の他の実施例を示
した構成図、第５図は本発明の更に他の実施例を示した
構成図、第６図は本発明の更に他の実施例を示した構成
図である。 １１・・・搬送波源 １２・・・位相検波器 １３・・・ローパスフィルタ １４・・・加算器 １５・・・積分器 １６・・・電圧制御発振器 １７．１８・・・スイッチ 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 （ほか１名） １２− 第１図 第２図 第３図 第４図 ２ 第６図
Claims (3)
- （１）位相検波器と、電圧制御発振器と、ローパスフィ
ルタとによって構成されるフェイズロックループにおい
て、前記位相検波器に搬送波を供給する搬送波源と、前
記電圧制御発振器に入力される信号に変調波を加算する
加算器とを設け、前記電圧制御発振器の出力側から、前
記搬送波を前記変調波で周波数変調したＦ’Ｍ変調波を
取り出すことを特徴とするＦＭ変調装置。 - （２） 前記ローパスフィルタに積分器を用い、前記加
算器からの出力の高域成分をカットし且つこれを積分し
た信号を前記電圧制御発振器沈入力することを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載のＦＭ変調装置。 - （３） 前記位相検波器に、前記搬送波源からの搬送波
又は復調すべきＦＭ変調波を選択して入力する第１のス
イッチと、前記加算器の一方の入力に、前記変調波又は
接地電位を選択して入力する第２のスイッチとを設け、
第１のスイッチを切換えて復調すべきＦＭ変調波を前記
位相検波器に入力すると共に、第２のスイッチを切換え
て加算器の一方の入力を接地することによｐ、ＦＭ復調
波を前記ローパスフィルタの出力側から取り出すことを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載のＦＭ変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3622984A JPS60182204A (ja) | 1984-02-29 | 1984-02-29 | Ｆｍ変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3622984A JPS60182204A (ja) | 1984-02-29 | 1984-02-29 | Ｆｍ変調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60182204A true JPS60182204A (ja) | 1985-09-17 |
Family
ID=12463940
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3622984A Pending JPS60182204A (ja) | 1984-02-29 | 1984-02-29 | Ｆｍ変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60182204A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9193221B2 (en) | 2008-10-17 | 2015-11-24 | Michelin Recherche Et Technique S.A. | Tire comprising a conducting wire passing through electrically non-conducting crown reinforcing plies, device and associated method |
-
1984
- 1984-02-29 JP JP3622984A patent/JPS60182204A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9193221B2 (en) | 2008-10-17 | 2015-11-24 | Michelin Recherche Et Technique S.A. | Tire comprising a conducting wire passing through electrically non-conducting crown reinforcing plies, device and associated method |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0478265A1 (en) | Phase based vector modulator | |
| US6385442B1 (en) | Multiphase receiver and oscillator | |
| RU2115222C1 (ru) | Устройство для компенсации фазового сдвига в цепи обратной связи усилителя мощности (варианты) | |
| JP3255984B2 (ja) | ベクトル・ロックループ | |
| US4331941A (en) | Digital phase domain amplitude modulation method and apparatus | |
| JPS6093861A (ja) | ベースバンド信号による電気通信用搬送波の周波数変調装置 | |
| JPH06500443A (ja) | 低周波数オフセット混合ｖｃｏを使用した周波数変調シンセサイザ | |
| US3204185A (en) | Phase-lock receivers | |
| US5949290A (en) | Voltage controlled oscillator tuning apparatus and method | |
| US4100376A (en) | Pilot tone demodulator | |
| JPS5853527B2 (ja) | 位相制御装置 | |
| JPH02157667A (ja) | 位相検出装置及びそれを含む周波数復調器 | |
| US4339631A (en) | Phase control device | |
| JPS60182204A (ja) | Ｆｍ変調装置 | |
| JPS5912214B2 (ja) | 同期信号発生回路 | |
| US5068876A (en) | Phase shift angle detector | |
| US5285120A (en) | Broadband phase splitter | |
| US3611168A (en) | Threshold extension phase-lock demodulator | |
| US3990016A (en) | Asynchronous demodulator | |
| US2917713A (en) | Frequency control system | |
| US4404428A (en) | Detector for sub signal of modulated AM stereophonic signal | |
| RU2595638C1 (ru) | Способ частотной модуляции колебаний и устройство для его осуществления | |
| US2602159A (en) | Frequency modulation generator | |
| US4186399A (en) | Goniometer circuit for VOR system | |
| JPS58190134A (ja) | 電圧制御発振器用制御回路 |