JPS60173912A - 音量調節回路 - Google Patents
音量調節回路Info
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- JPS60173912A JPS60173912A JP2912584A JP2912584A JPS60173912A JP S60173912 A JPS60173912 A JP S60173912A JP 2912584 A JP2912584 A JP 2912584A JP 2912584 A JP2912584 A JP 2912584A JP S60173912 A JPS60173912 A JP S60173912A
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- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims abstract description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 4
- OWTGROQFDGVKJI-UHFFFAOYSA-N II=O Chemical compound II=O OWTGROQFDGVKJI-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000012887 quadratic function Methods 0.000 description 1
- 238000003908 quality control method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/02—Manually-operated control
- H03G3/04—Manually-operated control in untuned amplifiers
- H03G3/10—Manually-operated control in untuned amplifiers having semiconductor devices
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、オーディオアンプシステム等に採いる、音
量調節回路に関する。
量調節回路に関する。
従来のオーディオアンプシステムに採いられていた音量
調節回路は、図面の第１図に示すごとく、信号源１の出
力電圧を可変抵抗２を用いて減衰させる方式のものであ
った。信号源インピーダンス１ｂは信号源の種類によっ
てその値は相異するが通常５にΩ程度までの値が想定さ
れ、可変抵抗２の両端固定端子間の抵抗値は信号源イン
ピーダンス１ｂの抵抗値の約１０倍以上の値が必要とな
り、この場合５０にΩ以上となる。そして、このような
信号源インピーダンス１ｂおよび可変抵抗器２から熱雑
音を発生し可変抵抗２の出力端子、即ち可変端子に熱雑
音電圧ａｎを生じる。この熱雑音電圧ｅｎは、信号源イ
ンピーダンス１ｂの値をｒｌ、可変抵抗２の可変端子２
Ｃとホット側固定端子２ａ間の抵抗値をｒ２、可変端子
２ｃとアース側固定端子２ｂ間の抵抗値をｒｌとすると
次式で現わされる。
調節回路は、図面の第１図に示すごとく、信号源１の出
力電圧を可変抵抗２を用いて減衰させる方式のものであ
った。信号源インピーダンス１ｂは信号源の種類によっ
てその値は相異するが通常５にΩ程度までの値が想定さ
れ、可変抵抗２の両端固定端子間の抵抗値は信号源イン
ピーダンス１ｂの抵抗値の約１０倍以上の値が必要とな
り、この場合５０にΩ以上となる。そして、このような
信号源インピーダンス１ｂおよび可変抵抗器２から熱雑
音を発生し可変抵抗２の出力端子、即ち可変端子に熱雑
音電圧ａｎを生じる。この熱雑音電圧ｅｎは、信号源イ
ンピーダンス１ｂの値をｒｌ、可変抵抗２の可変端子２
Ｃとホット側固定端子２ａ間の抵抗値をｒ２、可変端子
２ｃとアース側固定端子２ｂ間の抵抗値をｒｌとすると
次式で現わされる。
但し、ｋ：ボルツマン定数
ＩＪ８ｘｌＯ”（Ｗ−８ｅｃ１０Ｋ）
Ｔ：温度（Ｋ、）
Ｂ：周波数範囲（Ｒ２）
この（１）式は、温度Ｔ、周波数範囲Ｂが一定のもとに
おいて、抵抗値ｒ１を変数とすると二次函数となる。ｙ
＋＝Ｑのとき最小となり最小値は零となる。
おいて、抵抗値ｒ１を変数とすると二次函数となる。ｙ
＋＝Ｑのとき最小となり最小値は零となる。
ｒ １＝ Ｔｏ十ｒ２のとき最大となり最大値は（２ｋ
ＴＢｘ ｒｌ）Σとなる。うここで、信号源１の電圧ｅ
ｏの可変端子２Ｃに生じる′重圧ｅｓと（１）式で現わ
される熱雑音電圧ｅｙｌＯ比、即ちＳｌＮ比は可変抵抗
２の一１３ｄＢの減衰位置で最も悪くなる。
ＴＢｘ ｒｌ）Σとなる。うここで、信号源１の電圧ｅ
ｏの可変端子２Ｃに生じる′重圧ｅｓと（１）式で現わ
される熱雑音電圧ｅｙｌＯ比、即ちＳｌＮ比は可変抵抗
２の一１３ｄＢの減衰位置で最も悪くなる。
オーディオアンプシステム等における音量調節は、概む
ね成る程度減衰させた位置、即ち減衰量が一４３ｄＢ以
下の位置で用いる頻度が高い。このような使用“頻度の
高い可変抵抗２の減衰位置ではＳ／Ｎ比が悪いといった
欠点がある。
ね成る程度減衰させた位置、即ち減衰量が一４３ｄＢ以
下の位置で用いる頻度が高い。このような使用“頻度の
高い可変抵抗２の減衰位置ではＳ／Ｎ比が悪いといった
欠点がある。
この発明は叙上のごとき欠点を解消するためになされた
ものであって、以下にこの発明の実施例を図面を用いて
説明する。第３図はこの発明の実施例を示す回路図、第
４図はこの実施例の特性図である。正、負の直流２電源
Ｅ＋ 、 Ｒ２を備え、正側の直流電源Ｅ１に接続の第
一電流ミラー回路２１と負側の直流電源Ｅ２に接続の第
二電流ミラー回路２２との、出力側の電流端子対どうし
を接続し、この接続点を出力端子Ｃとし、入力端の電流
端子対に相補形ト’ Ｅ Ｔ ＱＩ １． Ｑ２のプッ
シュプルソースフォロワ−回路２３を接続し、この相補
形ＦＥＴＱ＋。
ものであって、以下にこの発明の実施例を図面を用いて
説明する。第３図はこの発明の実施例を示す回路図、第
４図はこの実施例の特性図である。正、負の直流２電源
Ｅ＋ 、 Ｒ２を備え、正側の直流電源Ｅ１に接続の第
一電流ミラー回路２１と負側の直流電源Ｅ２に接続の第
二電流ミラー回路２２との、出力側の電流端子対どうし
を接続し、この接続点を出力端子Ｃとし、入力端の電流
端子対に相補形ト’ Ｅ Ｔ ＱＩ １． Ｑ２のプッ
シュプルソースフォロワ−回路２３を接続し、この相補
形ＦＥＴＱ＋。
Ｑ２のプッシュプルソースフォロワ−回路２３の出力端
Ｉ３と出力端子Ｃとの間に固定抵抗２７と可変抵抗２８
の直列回路を接続し、可変抵抗２８の可変端子２８をア
ース端子に接続して、相補形ＦＥＴのプッシュプルソー
スフォロワ−回路２３の入力端子Ａに信号を入力するよ
うにした実施例である。
Ｉ３と出力端子Ｃとの間に固定抵抗２７と可変抵抗２８
の直列回路を接続し、可変抵抗２８の可変端子２８をア
ース端子に接続して、相補形ＦＥＴのプッシュプルソー
スフォロワ−回路２３の入力端子Ａに信号を入力するよ
うにした実施例である。
このような実施例において、相補形ＦＥＴＱ＋。
Ｑ２のプッシュプルソースフォロワー回路２３の入力端
子Ａの信号電圧をＶＯ１出力端Ｂの信号電圧をＶちとす
ると、 ｖＯ嬌Ｖ ｏ （２） となる。出力端Ｂの信号電圧ｖ′Ｏは、第一電流ミラー
回路２１の人か側の電流端子点２１ａを流れる電流を’
ａ＋第二第二主流ミラー回路２２力側の電流端子点２２
ａを流れる電流をＩλ、固定抵抗２７の抵抗値をＲＯ１
可変抵抗２８の可変端子２８Ｃと固定抵抗２７側の固定
端子２８ａ間の抵抗値をに２とすると、 Ｖ’ｏ＝ （Ｉａ−Ｉ′−１） （ＲＯ＋Ｒ２） （３
）となる。また、出力端子Ｃの信号電圧Ｅｓは、第−直
流ミラー回路２１の出力側の電流端子点２１ｂを流れる
電流をＩｂ、第二電流ミラー回路２２の出力側の電流端
子点２２ｂを流れる電流をニジ、可変抵抗２８の可変端
子２８Ｃと出力端子Ｃ側の固定端子２８ｂ間の抵抗値を
Ｒ１とすると、Ｅｓ＝ （Ｉｂ ”ｂ） Ｘ Ｒ＋ （
４）となる。電流工３と電流■ｂ、電流Ｉ；と電流工ｔ
はそれぞれ電流ミラーの関係、 にあるので、 Ｉａ Ｉａ＝ＩｂＩｂ （６） となる。（６）式に（３）式、および（４）式を代入し
整理すると、 となる。（７）式はＲ】＝０のとき最小値０．Ｒ２＝０
のとき最大値Ｒ１／ ＲＯとなる。即ち、信号Ｖ′ｏの
減衰量が−ｃｏ ｄ Ｂから（２０１ｏｇＲ＋／Ｒｏ）
ｄ Ｂ４テ範囲テ可変調節できることになる。
子Ａの信号電圧をＶＯ１出力端Ｂの信号電圧をＶちとす
ると、 ｖＯ嬌Ｖ ｏ （２） となる。出力端Ｂの信号電圧ｖ′Ｏは、第一電流ミラー
回路２１の人か側の電流端子点２１ａを流れる電流を’
ａ＋第二第二主流ミラー回路２２力側の電流端子点２２
ａを流れる電流をＩλ、固定抵抗２７の抵抗値をＲＯ１
可変抵抗２８の可変端子２８Ｃと固定抵抗２７側の固定
端子２８ａ間の抵抗値をに２とすると、 Ｖ’ｏ＝ （Ｉａ−Ｉ′−１） （ＲＯ＋Ｒ２） （３
）となる。また、出力端子Ｃの信号電圧Ｅｓは、第−直
流ミラー回路２１の出力側の電流端子点２１ｂを流れる
電流をＩｂ、第二電流ミラー回路２２の出力側の電流端
子点２２ｂを流れる電流をニジ、可変抵抗２８の可変端
子２８Ｃと出力端子Ｃ側の固定端子２８ｂ間の抵抗値を
Ｒ１とすると、Ｅｓ＝ （Ｉｂ ”ｂ） Ｘ Ｒ＋ （
４）となる。電流工３と電流■ｂ、電流Ｉ；と電流工ｔ
はそれぞれ電流ミラーの関係、 にあるので、 Ｉａ Ｉａ＝ＩｂＩｂ （６） となる。（６）式に（３）式、および（４）式を代入し
整理すると、 となる。（７）式はＲ】＝０のとき最小値０．Ｒ２＝０
のとき最大値Ｒ１／ ＲＯとなる。即ち、信号Ｖ′ｏの
減衰量が−ｃｏ ｄ Ｂから（２０１ｏｇＲ＋／Ｒｏ）
ｄ Ｂ４テ範囲テ可変調節できることになる。
今、Ｋｌ十技２＝ＲＯに設定すると、（７）式はに１−
０のとき最小値Ｑ、１Ｒ２＝Ｑのとき最大値１となって
、信号■チの減衰量は−ωｄＢからＯｄＢの範囲で可Ｉ
′変調節できるものとなる。
０のとき最小値Ｑ、１Ｒ２＝Ｑのとき最大値１となって
、信号■チの減衰量は−ωｄＢからＯｄＢの範囲で可Ｉ
′変調節できるものとなる。
この実施例においても、固定抵抗２７および可変抵抗２
８より熱雑音を発生し出力端子Ｃに熱雑音電圧Ｅｎを生
じる。この熱雑音電圧Ｅｎは、抵抗値Ｒ１に起因して発
生する熱雑音の出力端子Ｃに生じる熱雑音電圧Ｅｎｌと
、抵抗値Ｒ１Ｉと抵抗値ＲＯに起因して発生する熱雑音
の出力端子Ｃに生じる熱雑音電圧ＥｎＱとの合成として
現わされる。熱雑音電圧Ｅ旧は次式のように現わされる
。
８より熱雑音を発生し出力端子Ｃに熱雑音電圧Ｅｎを生
じる。この熱雑音電圧Ｅｎは、抵抗値Ｒ１に起因して発
生する熱雑音の出力端子Ｃに生じる熱雑音電圧Ｅｎｌと
、抵抗値Ｒ１Ｉと抵抗値ＲＯに起因して発生する熱雑音
の出力端子Ｃに生じる熱雑音電圧ＥｎＱとの合成として
現わされる。熱雑音電圧Ｅ旧は次式のように現わされる
。
工
Ｅ、１． ＝ （４ｋ Ｔ ’ＢＲ１） ２ （８）ま
た、熱雑音電圧Ｅｎ２は次式のように現わされる２上 Ｅｎ＝ （Ｅｎｒ ＋ Ｅｎ２ ） ”・・・・・・・
・・・（１０） となる。この（１０）式はに１＝０のとき最小値０、ｋ
ＩＩ＝Ｏのとき最大値（４ｋ Ｔ ＢＲｔ（Ｒｏ＋Ｒｔ
） ／上 ＲＯ）２となる。
た、熱雑音電圧Ｅｎ２は次式のように現わされる２上 Ｅｎ＝ （Ｅｎｒ ＋ Ｅｎ２ ） ”・・・・・・・
・・・（１０） となる。この（１０）式はに１＝０のとき最小値０、ｋ
ＩＩ＝Ｏのとき最大値（４ｋ Ｔ ＢＲｔ（Ｒｏ＋Ｒｔ
） ／上 ＲＯ）２となる。
今、Ｒｏ＝ Ｒ１十Ｒｇニ設定すると、（１ｏ）式ハＲ
＋＝０のとき最小値Ｑ 、Ｒ２＝ Ｑのとき最大値（８
ｋＴＢｘＲｏ）２となる。
＋＝０のとき最小値Ｑ 、Ｒ２＝ Ｑのとき最大値（８
ｋＴＢｘＲｏ）２となる。
ところで、この発明においては、実施例に示した可変抵
抗２８の両端固定端子２８ａ、２８ｂ間の抵抗値（＝Ｒ
ｔ＋Ｒ２）は任意に設定することかできるので、例えば
ＩＫΩに選定し、固定抵抗２７の抵抗値ＲｏもＩＫΩに
選定したとする。この場合の熱雑音電圧Ｅｎは次式のよ
う算出できる。
抗２８の両端固定端子２８ａ、２８ｂ間の抵抗値（＝Ｒ
ｔ＋Ｒ２）は任意に設定することかできるので、例えば
ＩＫΩに選定し、固定抵抗２７の抵抗値ＲｏもＩＫΩに
選定したとする。この場合の熱雑音電圧Ｅｎは次式のよ
う算出できる。
可変抵抗２８の一５ｄＢ減衰した位置ではＲ１＝Ｒ２＝
０．５ ＫΩであるから、 ｈｎ ＝ （４ｋ ＴＢ ｘ Ｏ，４） ” （１２）
となる。従来例で説明した第１図の回路例の場合に、可
変抵抗２の両端固定端子２ａ 、２ｂ間の抵抗値（＝
ｒ−１＋ ｒｇ）は信号源インピーダンス１ｂにに規制
されて定まり、今、信号源インピーダンス１ｂの値を５
にΩとすると、この場合５０にΩになる。この時の熱雑
音電圧ｅｆｉは次式のように算出できる。
０．５ ＫΩであるから、 ｈｎ ＝ （４ｋ ＴＢ ｘ Ｏ，４） ” （１２）
となる。従来例で説明した第１図の回路例の場合に、可
変抵抗２の両端固定端子２ａ 、２ｂ間の抵抗値（＝
ｒ−１＋ ｒｇ）は信号源インピーダンス１ｂにに規制
されて定まり、今、信号源インピーダンス１ｂの値を５
にΩとすると、この場合５０にΩになる。この時の熱雑
音電圧ｅｆｉは次式のように算出できる。
可変抵抗２の−ｆｉｄＢ減衰した位置ではｒ、＝ ５
＋ｒ２となり、ｒｌ＋ ｒ２＝５０ ＫΩの条件を用い
て、ｅｎ ＝ （４ｋ Ｔ Ｂ Ｘ １１．２５ ）
” （１４）となる。（１２）式と（１４）式を比較し
てみると１ ４．・ ４；（（１，（１８，５、ｊ） Ｑ舞０．１８
８ と、熱雑音電圧はこの発明の実施例が小さくなり、約−
１４，５ｄＢ改善されていると云える。
＋ｒ２となり、ｒｌ＋ ｒ２＝５０ ＫΩの条件を用い
て、ｅｎ ＝ （４ｋ Ｔ Ｂ Ｘ １１．２５ ）
” （１４）となる。（１２）式と（１４）式を比較し
てみると１ ４．・ ４；（（１，（１８，５、ｊ） Ｑ舞０．１８
８ と、熱雑音電圧はこの発明の実施例が小さくなり、約−
１４，５ｄＢ改善されていると云える。
この発明の実施例の熱雑音の最大値と従来例の最大値で
比較してみると、 ＃（０，０８８８）” −０，２９８ と、熱雑音電圧はこの発明の実施例が小さくなり、約−
１０，５ｄＢ改善されていると云える。
比較してみると、 ＃（０，０８８８）” −０，２９８ と、熱雑音電圧はこの発明の実施例が小さくなり、約−
１０，５ｄＢ改善されていると云える。
この発明の他の実施例として、図面の第５図に示すよう
に、相補形ＦＥＴのプッシュプルソースノシュプルソー
スフオロワー回路２３の出力端Ｂの信号を負帰環すると
、相補形ＦＥＴのプッシュプルソースフォロワ−回路２
３の非直線歪等の歪の改善を計ることができる。
に、相補形ＦＥＴのプッシュプルソースノシュプルソー
スフオロワー回路２３の出力端Ｂの信号を負帰環すると
、相補形ＦＥＴのプッシュプルソースフォロワ−回路２
３の非直線歪等の歪の改善を計ることができる。
また、この発明の他の実施例として、図面の第６図のよ
うに、この発明の音量調節回路を２チャンネル設け、各
チャンネルの可変抵抗器２８，２８の可変端子２８ＣＩ
２８ｃを相互に逆方向に摺動させることにより、チャン
ネル相互間のバランスを調節することも可能になる。
うに、この発明の音量調節回路を２チャンネル設け、各
チャンネルの可変抵抗器２８，２８の可変端子２８ＣＩ
２８ｃを相互に逆方向に摺動させることにより、チャン
ネル相互間のバランスを調節することも可能になる。
このように、この発明の音量調節回路は抵抗体等から発
生する熱雑音の出力端子に生じる熱雑音電圧のレベルを
底くできてＳ／Ｎ比が良くなり、しかも応用範囲の広い
ものである。
生する熱雑音の出力端子に生じる熱雑音電圧のレベルを
底くできてＳ／Ｎ比が良くなり、しかも応用範囲の広い
ものである。
第１図は従来例を説明する音量調節回路図面、第２図は
従来例の音量調節回路における特性を例示した図面、第
３図はこの発明の実施例の音質調節回路図面、第４図は
第３図の実施例ζこおける特性を例示した図面、第５図
は他の実施例の音量調節回路図面、第６図は他の実施例
の音質調節回路図面である。 １．１０・・・それぞれ信号源、２，２０・・・それぞ
れ音量調節回路、３，３０・・・それぞれ増巾器、４．
４０・・・それぞれスピーカ、５０・・・前置増巾器、
２１・・・第−電流ミラー回路、２２・・・第二電流ミ
ラー回路、２３・・・相補形ＦＥＴのプッシュプルソー
スフォロワ−回路、２７・・・固定抵抗、２８・・・可
変抵抗。 特許出願人 オンキヨー株式会社 第１図 第２図 第４図
従来例の音量調節回路における特性を例示した図面、第
３図はこの発明の実施例の音質調節回路図面、第４図は
第３図の実施例ζこおける特性を例示した図面、第５図
は他の実施例の音量調節回路図面、第６図は他の実施例
の音質調節回路図面である。 １．１０・・・それぞれ信号源、２，２０・・・それぞ
れ音量調節回路、３，３０・・・それぞれ増巾器、４．
４０・・・それぞれスピーカ、５０・・・前置増巾器、
２１・・・第−電流ミラー回路、２２・・・第二電流ミ
ラー回路、２３・・・相補形ＦＥＴのプッシュプルソー
スフォロワ−回路、２７・・・固定抵抗、２８・・・可
変抵抗。 特許出願人 オンキヨー株式会社 第１図 第２図 第４図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ｌ 第１電流ミラー回路と第２電流ミラー回路との、出
力側の電流端子対どうしを接続し、入力側の電流端子対
に相補形ＦＥＴのプッシュプルソースフォロワー回路を
接続し、該相補形のプッシュプルソースフォロワ−回路
の出力端子と前記出力側の電流端子対どうしの接続点間
に固定抵抗と可変抵抗の直列接続回路を接続し、前記可
変抵抗の可変端子をアース端子に接続して、前記相補形
のプッシュプルソースフォロワ−回路のゲート端子を入
力端子とし、前記出力側の電流端子対どうしの接続点を
出力端子とした音量調節回路。 ２ ＠記町変抵抗の両端固定端子間の抵抗値が前記固定
抵抗の抵抗値乃至以上であることを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載の音量調節回路３ 前記相補形ＦＥＴ
のプッシュプルソースフォロワ−回路の前段に前置増巾
回路を設け、該前置増巾回路に前記相補形ＦＥＴのプッ
シュプルソースフォロワ−回路の出力端子の信号を負帰
環したことを特徴とする特許請求の範囲第１項、および
第２項記載の音量調節回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2912584A JPS60173912A (ja) | 1984-02-17 | 1984-02-17 | 音量調節回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2912584A JPS60173912A (ja) | 1984-02-17 | 1984-02-17 | 音量調節回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60173912A true JPS60173912A (ja) | 1985-09-07 |
Family
ID=12267577
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2912584A Pending JPS60173912A (ja) | 1984-02-17 | 1984-02-17 | 音量調節回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60173912A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014179886A (ja) * | 2013-03-15 | 2014-09-25 | Tokyo Institute Of Technology | 差動増幅器 |
| JP2019110413A (ja) * | 2017-12-18 | 2019-07-04 | オンキヨー株式会社 | 増幅装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5772408A (en) * | 1980-10-23 | 1982-05-06 | Victor Co Of Japan Ltd | Variable gain equalizer circuit |
-
1984
- 1984-02-17 JP JP2912584A patent/JPS60173912A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5772408A (en) * | 1980-10-23 | 1982-05-06 | Victor Co Of Japan Ltd | Variable gain equalizer circuit |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014179886A (ja) * | 2013-03-15 | 2014-09-25 | Tokyo Institute Of Technology | 差動増幅器 |
| JP2019110413A (ja) * | 2017-12-18 | 2019-07-04 | オンキヨー株式会社 | 増幅装置 |
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