JPS60167698A - 可変速度同期電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 １産業上の利用分野］ 本発明は、可調節周波数の機械整流式インノ〈−タ同期
交流電動磯駆動装置に関するものである。

［従来の技術１ この種の駆動装置においては、インバータとして動作す
る機械側コンバータに直流出力電流を印加する可調節直
流電流源を設けるためインダクタから成る直流リンクに
線路コンバータが結合されている。両方のコンバータと
も自然転流式で動作し、機械側コンバータは同期電動機
の起電力によって転流する。

かかる構成の電動機駆動装置は、従来において、ある平
均速度で電動機の速度に合いかつ適当な点弧角βを有す
る機械側コンバータに点弧パルスを与えることにより制
御されていた。自然転流式でパルス点弧を行う場合の問
題は安全な転流余裕角δを確保することである。従来が
ら使用されている制御１■脇は、点弧パルスをある雷賀
角Ｒに「位置」付け、この電気角βによって転流型なり
角Ｕを予想して転流余裕角δ＝β−Ｕを安全限界値以上
に保つようにしている。この「位相ｒＩ８’ＩＩＩ　Ｊ
　（これは小さな制御ループを必要とする）は、位置ト
ランスジューサによって検出される回転子位置に関連し
て行なわれたり、又は、電動機端子電圧及び直流リンク
、又は電動機、線路電流に比例した信号を用いた制御回
路によって合成される仮想の「初期過渡りアクタンス背
後の電圧」に関連しで行なわれる。

インバータ点弧パルスを「位相調整すること」に加えて
、従来の制御回路は小制御ループも含んでおり、このル
ープは、（ａ）線路コンバータのデート制御部を介して
リンク電流１ｃｌｃを制御し、（ｂ）可調節励磁機を介
して電動機界磁電流Ｉｆを制御している。

これらの小制御ループは、通常、電動は速度を制御する
大制御ループに応答する。いろいろな違いは在るが、こ
れらの技術に共通している特徴は、リンク電流１ｄｃ、
電動機界磁電流Ｉｆ、及びインバ−タ点弧角の角度位置
βを同時に制御するという点である。

別の方式が米国特許第３，８４０，７９９号に開示され
ており、ここでは、適当な点弧角で点弧するのに用いら
れる点弧パルス位相調整手段無しに点弧パルスが電動機
速度に合った速度で発生される。本発明は後者のカテゴ
リーの電動機駆動装置の改良に関するものである。

［発明が解決しようとする問題点］ 本発明は、電動機駆動装置で電動Ｉ！励磁電圧Ｅ機械側
に与えられる基本交流電流１１角速度ω及び作用トルク
Ｔに基づいて動作する制御回路は幾つかの機能（その内
の幾つかは相関関係がある）を果たさなければならない
という認識に基づいている。従って、インバータ７α弧
進み角βは次の関数で定義される。

β＝ｆ、（Ｅ、■、ω、Ｔ）　（１） 従って、転流余裕角δは次の式によって表される。

δ＝ｆ２（Ｅ、！、ω、Ｔ）　（２） β゛は電ＩＪＪ暇線路電流ｌの基本波成分の変位角であ
り、次の式によって表わされる。

β’＝ｆ、（Ｅ、Ｌω、Ｔ）　（３） これらの角度は皆、［初期過渡りアクタンス背後の」電
圧と拘わっている。機械側に供給される交流電流Ｉは、
直流リンクを流れる電流１ｄｃに比例しており、これは
更にＶｄｃに従属している。このような関係が存在する
ことは、ＩＥＥＥ　）ランザクションズ（Ｔｒａｎｓａ
ｃｔｉｏｎｓ八２９７９年、３月７４へ、第２号、第１
八−１５巻にお（するジェイ・ロサ（Ｊ、　Ｒｏｓａ）
の［機械転流式インバーター同期電動機駆動装置の利用
と定格　（Ｕｔｉｌｉｚａｔｉｏｎ　ａｎｄ　Ｒａｔｉ
Ｂ　ｏｆ　ＭａｃｂｉｎｅＣｏ　Ｉｎｌｌ１ｕｔａｔｅ
ｄ　Ｉｎｖｅｒｔｅｒ−Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏ
ｔｏｒ　Ｄｒｉｖｅｓ）」と題する論文に示されている
。

励磁電圧Ｅは、１９７１年にマグロウヒル（ＭｃＧｒａ
ｕ＋−１１ｉ　ｌ　Ｉ　）社刊行のエイ・イー・フィッ
ジヱラルド（Δ。

Ｅ、　Ｆｉｔｚｇｅｒａｌｄ）、チャールス・キックス
レイ・ジュニア（Ｃｂａｒｌｅｓ　Ｋｉｎｇｓｌｅｙ、
　Ｊｒ、　）、及びアレクサンダー・クスコ（Δ１ｅｘ
ａｎｄｅｒ　Ｋｕｓｋｏ）による「電気機械（第３版月
（第２８４−２８７頁、ｔｔｔＪ２９０−２９１頁）に
定義されている。

本発明は、米国特許第３，８４０，７９９号と同様に、
パルスの「位相調整」を必要とせずに電動機速度整合速
度で発生される点弧パルスを用いている。ただし、上記
米国特許では、Ｅ／ωを一定にしている。

本発明においては、必ずしもそうしなくても、制御回路
による動作範囲を広げることができる。本発明によれば
、電動機のトルクＴを測定する必要なく総ての電動機負
荷を作動す制御回路が設けられている。

上記の式（１）、（２）、及び（３）において、Ｅ／ω
は電動機界磁電流Ｉｆと一対一の関係にある。式（１）
、（２）、及び（３）は駆＃Ｉ装置の自由度を示してい
る。

ここで、定常状態において、トルクＴ＝Ｔい即ち、角速
度ωが一定で電動機によって発生したトルクが負荷によ
って表されるトルクと等しいとする。

このような状態下で、従来の制御方式は、β、■、及び
Ｉｆ（そしてＥ／ω）を制御下に置いている。これによ
りトルクＴは強制的に式（１）で定義番れた値を取るこ
ととなり、また、転流余裕角δは強制的に式（２）で定
義された値を取ることとなる。もし、合成電動機トルク
Ｔが実際の負荷トルクＴ、とたまたま一致した場合には
、装置全体が定常状態に留とまる。しかしながら、Ｔ≠
Ｔ、であれば、駆動装置は「余分な」トルク、または、
「不足した」トルクのいずれかを有することになる。そ
の結果、電動機は五つの変数β、Ｅ、　Ｉ、ω、及びＴ
が平衡状態に達するまで加速または減速する。新しいＥ
、　Ｉ。

ω、及びＴの値は更に、新しい転流余裕角δを決定する
。この方法によると、オペレータは転流余裕角δを全熱
制御せず、従つて、転流余裕角δは誤った値に成ること
が在る。

これに対し、式（１）及び（２）が示すように、角度β
及びδは、特定のＩ＝ｆ（Ｔ）とＥ／ω＝８（旬との関
係が制御回路によって課されることを条件に、特定され
る。このことは、もし、インバータ点弧パルスが、相対
的な位相に関係なく所望の電動機速度ωに相当する速度
で与えられるなら、回転子は、β及びδが式（１）及び
（２）で決定される値を取るように、回転している固定
子の起電力ＥＭＦに対する位置をとる。このように、も
し、制御回路が正しく定義されたＩ＝ｆ（Ｔ）とＥ／ω
＝ｇ（Ｔ）との関係を保つなら、角度「位置」β及びδ
に対するν１かなる付加的な努力も無駄になる。さらに
実現されることとして、所定のω及びＴに対して、多く
の対のＥと１の値が所望のδをもたらすので、装置全体
の自由度は大きくなり、これにより、線路転流余裕角δ
を決定で外るだけでなく、選択された動作特性が形成す
ることができるということが挙げられる。

［問題前を解決するための手段１ 従って、本発明によれば、Ｉ＝ｆ（Ｔ）となるように同
期電動機に与えられる交流電流Ｉを自動的に決定し、同
時に最小の安全な転流余裕角δが確保されるようにＥ／
ω＝　ｇ（Ｔ）を課し、以て「位相調整」無しに現在の
角速度で動作する付属の点弧パルス発生器から正しい点
弧進み角βを保証する駆動装置が提供される。

本発明は、好ましい転流余裕角δを課しながら更に、上
記式（１）、（２）、（３）がら駆動装置が示す自由度
を利点として、１つ以上の性能基準を与えることができ
る。例えば、電動機線路電流Ｉの基本波成分に対する好
ましい変位角β゛が本発明の駆動装置によって得られ、
以て電動機駆動装置の効率を最大にすることができる。

更に、点弧パルスの角度位相調整無しに電動機側コンバ
ータを点弧動作させると同時に、本発明は、電動機駆動
変数間の所定の関係を課して常に安全な転流余裕角δを
保証するとともに所定の応用例に対し最も望ましい駆動
特性を得るものである。本発明による駆動装置で達成さ
れる幾つかの望ましい特性は、上述した線路力率が大き
くなることに加えて、励磁損失が小さく、組み合わせた
固定子損失と励磁損失が小さくなることである。

ただし、これだけに限定されるものではない。

［作用］ 本発明では、位置検出をせずに、Ｅ／ωを電流Ｉ（Ｖｄ
ｃ／ωを一定とすることでトルクと比例する）に対して
Ｅ／ω＝Δ十（１−Δ）■のように直線制御し、更に転
流余裕角δを一定と考えて計算した実効制御進み角βで
電動機側コンバータを運転する。又、速度ωが、ω≦ω
≦１の範囲でＶｄｃ”ｌｐｕとし、−Ｅ／ω＝八十（へ
−＾）Ｉ（ω／ω１）として制御して０る。

［実施例Ｊ 以下、添付図面に示された実施例に沿って本発明の詳細
な説明する。

第１図には、交流駆動装置のインバーター同期機の等価
回路図が示されている。このインバータは通常、端子電
圧Ｖｄｃ及びインダクタンスＬを有する直流リンクの両
極端子間においてブリッジ型に構成された６個の自然転
流式サイリスタＴｉ１ｌ−ＴＨ６を備えている。直流リ
ンクは、交流電源として示された電動機の各相に交流線
路電流ｉａｓ　ｉｂ、及びｉｃを供給する電流源として
働く。ωはコンバータから回生する電源の角周波数であ
り電動機の速度を示している。Ｌ″は各相の電源インダ
クタンスであり電動機の初期過渡インダクタンスを示し
ている。サイリスクが点弧遅れ角αで点弧されたとき、
点弧角βは、次に点弧されるべき特定のサイリスタに関
連した対中性線電圧の２１０°点から測った、余角β＝
１８０°−αとして定義さＫる。この関係は、転流すべ
−きサイリスタ及び点弧されるべきサイリスタに関連す
る線間電圧の零交差点１二つＶｌても同様である。

第２図には、交流線路電圧Ｖａ、　Ｖｌ３、及びＶｃ（
第２図（ａ））が、線路電流ｉａ、　ｉｂ、ｉｃ（第２
図（ｂりとともに示されている。また遅れ角α及び点弧
角βも示されている。点弧角βで点弧した後、角度長Ｕ
の転流重な１）角が図示のように続ν・てす）る。転流
重なり角が終わった後、１度転流したサイリスタカｒ角
度長δ（δ＝β−Ｕ）の間、逆ノイイアスされるように
なる。これは「転流余裕角」である。この角度δはサイ
リスタが回復するのに有効な時間である。

従って、δが安全な最小内位であること力Ｃ重要である
。　第１図及び第２図におし１ては、数学的手法により
、ηｄＣＳＶｄｃ、及びｌ’ｄｃ（これは損失を無視し
た場合の、変換され交流電源に供給された交流電力に等
しいコンバータの直流電力である）をｃｏｓδ及びｅｏ
Ｓβによって表すことができる。更ｌこ、次の関係が得
られる。

ＣＯＳβ”＝（ＣＯ３δ＋ｅＯ８β）／２ここで、β゛
は電動機線路電流Ｉの基本波成分の変位角である。角度
β、δ、及びβ゛は初期過渡リアクタンスし”後の電圧
Ｖと関連してνする。

第３図には、インバーター同期機システムのベクトル図
が示されている。ここで、初期過渡インダクタンスし”
（第１図）は全線路電流（第２図のｉａ、ｉｂ、　ｉｃ
）を想定しているが、直軸及び横軸同期インダクタンス
Ｌｄ及びｔ、ｑは、電動機線路電流Ｉの基本波成分の直
軸及び横軸成分（直軸及び横軸電流ベクトルＩｄ及びＩ
ｑｆｒｔ第３図に示されている）だけを想定しているも
のとする。基本波線路電流Ｉは、「初期過渡りアクタン
ス背後」の電圧Ｖより変位角β゛だけ進んでおり、これ
は、点弧角βでインバータが点弧されているためである
。電流Ｉの直軸及び横軸成分は、３つの各調整された同
期リアクタンスの両端において電圧降下５ｌｄＸ１及び
ＩＱＸＩを生じ、これらは、ベクトル的に電圧Ｖと加算
されて誘起電圧、即ち励磁電圧Ｅを与える。この電圧Ｅ
は、励磁電流ＩＦの下で必要な極励磁の大きさを示す仮
想の電圧である。第３図には更に、ベクトルＥの陰でこ
れと整列した電圧Ｕも示されて（する。この電圧Ｕが「
同期リアクタンスの陰の電圧」である。

これは次の式を満たす。

Ｐｏｃ”　Ｐａｃ＝　３ＶＩｃｏｓβ゛＝３旧ｅＯ９γ
ここで、γは機械側のトルク角である。従って、Ｕは電
力を表し、Ｅは励磁電圧を表す。もし、回転子が円筒形
なら、ｓ＝１及びＵ＝Ｅである。

すでに知られていることとして、ＣＯ８β、ＣＯ８β゛
、及びｅＯ８δはｌ５ＩＩ及びωの三角法表現の関数で
ある。特に、 ｃｏｓγ＝　ωＴ／　３ｔｌｌ及びＰ＝（、ＩＴである
。この結果、点弧角β、転流余裕角δ、そして変位角β
゛はＥ、　Ｉ、ω及びＴだけの関数であることがわかる
。即ち、 β＝ｆ、（Ｅ、■、ω、Ｔ）　（１） δ＝ｆ２（Ｅ、Ｉ、ω、Ｔ）　（２） β’＝ｆ、（Ｅ、Ｉ、ω、Ｔ）　（３）ここでＴは電動
機が発生する機械側的なトルク、ωは角速度、Ｅは電動
機の１励磁電圧」、そしてＩは電動機線路電流の基本波
成分である。

電動機を角速度ωで運転して−するとき、トルクＴを検
出するものとすれば、上記の式（１）、（２）、（３）
は、そのような所定値のω及びＴに対し、本駆動制御装
置は自由度を有しており、例えＩ！′、どのようなＥ及
びＩがいかなる動作状態にあるかによって、β及びδが
まることになる。従って、Ｅ及びＩを選択し、β及びδ
を計算（これは超越関数で反復法を実行することによっ
てのみわかる）することにより、δ、従ってβが安全な
転流に必要な最小値より大きいことを証明しかつ確保す
ることができる。

本発明によれば、この一般的な手法（これはトルクの知
識も必要とする）は、１自身がＴの既知の関数となるよ
うにＩを選択することによって改良され、以て自動的に
１のみが知られていればよく、■はトルクを検出しなく
ともわかることとなる。

本発明を、■ＩＴ（単位法）のかかる関数が選択された
場合について説明する。このことは、突極係数が０．８
で初期過渡リアクタンス対直軸同期リアクタンスの比が
０．２５の同期電動機の場合に満足できる転流余裕角δ
＝２０°　を保証すること力Ｃ実験的にわかった。かか
る状態で、δ＝２０゛　は、ω＝＝　ｌｐｕの公称速度
における安全値である。このこと１よ、電動機の電力処
理能力を最大限に利用する必要力ｆ有るとき、電動機と
、電動機側コンバータと、直流リンクと、の正しい整合
を保証する。

第４図には、１）交流線路１１．１□、１３に接続され
サイリスクＴＨＩ　’−ｆｉｌｅ’を有する線路側コン
バータＬＣ。

２）直流端子１及び２並びにインダクタンスＬで構成さ
れた直流リンクＤＣＬ、　３）サイリスクＴｌ１ｌ−Ｔ
）１Ｂを有し交流電流を４）電流Ｉｆで励磁される界磁
巻線を有する同期電動［８の相へ、Ｂ、　Ｃに供給する
インバータ即ち機械側コンバータＭＣ，を備えた同期電
動機駆動装置が示されている。角速度はωであり、トル
クはＴである。上記静止スイッチは自然転流するもので
あり、交流入力側のスイッチは交流入力電圧によって、
また、電動ｌｊ１Ｍの側のスイッチは電動機の起電力Ｅ
ＭＦによって自然転流する。これらは皆周知である。上
述したように、直流リンクは直流源として作用する。

既に述べたことから、β、δ、及びβ゛それぞれに対す
る上記の式（１）、（２）、（３）におけるパラメータ
であるＥｌ　ω、１１及びＴを考慮すると、検出され制
御されたパラメータＩ（Ｉは電動機電流の基本波成分で
ある）を用いればトルクＴを検出する必要がなくなるよ
うに関数１＝ｆ（Ｔ）を確立することが本発明の意図す
るところである。　その次に、本発明によれば、開数Ｅ
／ω＝ｇ（Ｔ）が確立される。

１＝ｆ（Ｔ）及びＥ／ω＝ｇ（Ｔ）を用い、式（１）、
（２）、（３）の間で角度β及びδが決定される。従っ
て、問題は、式（２）で定義されるδがＴ及びωの総て
の値に対して安全な値をとるようにｆ（旬及びｇ（Ｔ）
を選択することである。これは動作中、総ての対の値Ｉ
及びＥにも適用される。もし、δがもともと制限されて
いるなら、βは自動的ｌこ、式（１）で定義されるよう
に受け入れられる。

従って、本発明はトルクＴを測る必要なくトルク丁の関
数としてＩ及びＥ／ωを自動的に制御することを提案す
るものであり、・その関数は、転流余裕角δが、少なく
とも好ましい動作範囲においで（よす好ましくは最大電
力まで）安全となるようにするものである。

第５図には、本発明によるインノく一ター同期磯駆動装
置の制御装置の一実施例のブロック図が示されでいる。

この電動機駆動装置は、線路１５で略示された交流電源
と、インダクタンスＬを含む直流リンクＤＣＬの端子Ｔ
１．１２間の電圧Ｖｄｃを発生させるサイリスタＴ’Ｈ
Ｉ°、Ｔ１１２’に上って略示された線路側コンバータ
ＬＣと、サイリスクＴＨ１，ＴＨ２によって略示され、
角速度ωで回転しトルクＴを発生する同期電動８ＮＨに
線路１４を介して交流電流を供給するためのインバータ
として動作する機械側コンバータＭＣと、を備えている
。電動機８は、界磁調整器３３から線路３４を通って界
磁電流１ｆが供給される界磁巻＠　ＦＬＤを有している
。線路側コンバータしＣのサイリスタは、直流リンクＤ
ＣＬ開に形成される電圧Ｖｄｃに関連して、線路２０に
よる閉ループを介して制御される調整器１８で制御され
る。界磁調整器３３は、発生された電流Ｉｆから閉ルー
プ（電流検出器Ｃ丁２、線路３５、加算器Ｓ２、及び線
路３２）によりＥ／ωに関連して制御される。

本発明によれば、機械側コンバータＭＣのサイリスタＴ
ｉ１ｌ−ＴｉＩ４は角周波数（角速度）ωに等しい速度
で点弧される。このため、線路１０から導入される所望
の速度ω零が加算器Ｓ＋（この機能については後述する
）に与えられ、線路２１及び１１によって電圧制御発振
器（ｖｃｏ）１２に入力される。この電圧制御発振器Ｖ
ＣＯは分配回路と結合されて線路１３を介しで点弧パル
スを成械側フンバータＭＣの制御電極に速度ωで送る。

しかしながら、この時点でば、パルスの位相調整は全く
行なわれない。印加電圧曲線（第２図のＶａ、　Ｖｌｌ
、　Ｖｃ　）に対する有効な位相調整は、トルクを検出
することなくトルクの関数として開数Ｉ＝ｆ（Ｔ）及び
Ｅ／ω＝ｇ（Ｔ）を選択することにより、上述したよう
に行なわれる。実際にトルクＴを検出する必要なく選択
されたＩ＝ｆ（Ｔ）の関係を確立するため、線路コンバ
ータＬＣが制御されて角速度ωに比例した直流電圧Ｖｄ
ｃを発生する。従つイ１１Ｊ−−＋噛／１ｉｔＩｌｔン
４＝Ｓ＜橿Ｌ１−チ％−−ｙ−υ」へｌｔ、＋＝１であ
る。Ｔ＝　Ｐ／ω＝ＶｄｃＩｄｃ／ω（：　コテｌ’ｌ
ｉ電動槻Ｈで発生される電力）であるｈ・ら、Ｖｄｃ／
ω＝ｌｐｕのときＩｄｃ　＝　Ｔとなる。しかじなカイ
ら、Ｉｄｃｌ、ｔｌｉこ比９１しているので、１＝Ｔ（
単位法）となる。尚、たとえ、線路コンバータＬＣの出
力（リンク）電流１ｄｃでなく出力電圧Ｖｄｃが、直流
リンクのインダクタンスＬの存在による制御変数であっ
ても、線路フン／イータＬＣは依然として直流電流源と
しで考えること力ｒできる。

Ｅ／ω＝　Ｆｉ（Ｔ）の関係につν１ては、Ｅ／ω＝Ａ
十（１−八）Ｉ、即ちＥ／ωとＩとが線形の関係を保つ
ことによ′）確立される。［＝Ｔであるので、Ｅ／ω＝
八十（へ−八）Ｔとなる。

１＝Ｔを実行するため、上述したよう１こ、Ｖｄｃ／ω
＝１が達成されなければならなし１゜このため、線路１
６を介して線路２１より基準信号ω木のＣｅられ、この
ループにおいてＶｄｃの基準信号ｖｄＣ＊としてイ史用
されて加算器Ｓ４の正の基準入力端子【こ「印加される
。加算器Ｓ、の負の入力端子には、直流１ノンクカ・ら
線路２０を介して得られるＶｄｃの実際の電力ｆ「μ加
される。加算器Ｓ４の線路１７からの誤差出力１よ電圧
調整器１８に印加され、この電圧調整器１８１こより線
路コンバータＬＣのサイリスクＴＨＩ’−ＴＨ６’の点
弧毒制御を線路１９を介して行い、以て直流リンクにお
り）てＶｄｃ　＝ωを維持する。

関数Ｅ／ω＝Δ十（１−八）Ｔに関しては、これは、加
算器Ｓ２への正の信号としてのへ十（１−Δ）Ｉｐｕに
等しい基準信号（Ｅ／ω）木を界磁調整器３３の閉ルー
プに印加することにより実行され、加算器Ｓ２では、電
流検出器ＣＴ、から線路３５を介しての実際の信号（Ｅ
／ω）ｐｕが引かれる。この基準信号の部分（１−八）
Ｉｐｕは線路３０から導き出される。電流１ｐｕは、線
路コンバータＬＣの交流線路から、リンク電流１ｃｌｃ
を検出する変流器ＣＴ、により得られる。比例−微分回
路２７（ここでは微分関数が電動機界磁回路の遅延を予
測するように働く）による整流及び適切な処理の後、値
（１−八）Ｉｐｕが発生される。定数へは線路３１から
別途導き出される。線路３０及び３１上の信号は加算器
Ｓ２で加算される。従って、界磁調整器３３は、へ十（
１−へ）　Ｉ　ＩＩ　ｕに比例した（Ｅ／ω）ｐｕを維
持する。

この制御回路により、正常な負荷状態の下での動作にお
いて電動機駆動装置は、最小限の安全な値より大きな値
をコンバータの転流余裕角δとして確実に維持できる。

しかしながら、電動機トルクＴが過負荷、あるいは突然
のωの上昇によって要求される過度の加速度、によ’）
　ｌｐｕを越えた場合、余裕角δは安全でないレベルま
で減少し、転流失敗が起こり得る。このような故障は、
しきい値回路である限流回路２４を設けることによって
防ぐことができる。変流器Ｃ′［、から線路２６及び２
８を通って電流Ｉが減算器Ｓ３の正の入力端子に供給さ
れ、１力弓ｐｕで表される電流信号が負の入力端子に供
給されている。その結果、（Ｉｐｕ−１ｐｕ）に比例し
た信号が線路２３を経て限流回路２４に入力されてる。

トルクが大き過ぎて電流１ｐｕがｌｐｕを越えた場合、
限流回路２４が動作して線路２２から、（Ｉｐｕ−１ｐ
ｕ）に比例して急激に上昇する信号６０本を、Ｉｐｕが
ｌｐｕを越える程度まで出力する。線路２２の信号は、
加算器ＳＩにおいて線路１０の速度基準値ω木から引か
れる。この結果、継ぎの二つの事が同時に生じ、る。

（ｉ）線路１６のＶｃｌｃ　＊は電流Ｉをｌｐｕに有効
に制限するように減少し、以て電動機Ｔトルクはｌｐｕ
に保たれる。過負荷状態では、結果として、トルク１不
足”となり電１！ＩＪ　１１は減速する。加速度が大き
過ぎるときは、速度の変化率を和らげる結果となる。

（ｉｉ）線路１１の信号ωが減少しくまたはその変化率
が制限され）、以てデートパルスの同期が維持される。

たとえ、転流失敗が生じても、限流回路２４はＩｃ１ｃ
をｌｐｕに制限することとなる。

上記の制御装置を用いた電動機駆動装置の計算された定
常状態性能を示す二つの例（ただし、■二ついて特定の
値を選択することにより選ばれた特性Ｅ／ω＝八十（へ
−Δ）■に対して二つの異なった傾斜線が選択されてい
る）を選んで、本発明を更に説明する。

＠６Δ及び７八図には、正規化されたトルクＴｐｕの関
数として電動機駆動装置特性Ｖｄｃ／ω、Ｅ／ωが二つ
の各実施例において示されている。Ｖｄｃ／ωは１に等
しく、Ｅ／ωはへの値に応じてＴの関数として直線的で
あり、■は、Ｉ＝Ｔ故、４５°傾いた直線である。

例」＝（＾＝０．７８２５、Ｅ／ω＝０．７８２５＋０
．２１７５１．　Ｉ＝Ｔ１　及０’　Ｖｄｃ／ω＝　ｌ
） 第６八図のグラフに示されているように、トルクＴｐｕ
が０．２からｉ、ｏまで変化するとき、Ｅ／ωは０．７
８２５から１．００まで変化する。

例１に対応する性能特性は第６Ｂ図に示ニドれている。

これかられかるように、与えられた電動機に対しては、
この制御方式では、実際に点弧パルスを「位相調整」す
る必要なく、０．２から１．０ｐｕの全トルク範囲にわ
たって点弧角β＝４５．４°　となる。転流余裕角δは
１ｐｕ）ルクでδ＝２０”であるが、トルクが０．２ｐ
ｕまで減少するにつれて徐々に４１．９゜まで上昇する
。電動機電流Ｉの変位角β゛は１ｐｕ）ルクで３４．８
°であり、０．２ｐｕで４３．７°　まで上昇し、対応
する基本波力率は０．８２から０．７２までの範囲とな
る。これよりわかることは、この制御方式によりトルク
の減少が転流余裕角の増大及び基本波力率の減少をもた
らし以て部分負荷において転流余裕角が不必要に大きく
なり電動機の利用度及び、効率を犠牲にすることとなる
ということである。

ピーク間トルクの脈動と平均トルクとの比はΔＴ／Ｔ＝
（π／３）・ｔａｎβ゛である。従って、かかる制御方
式では、トルク脈動はｌｐｕ　）ルクでの（π／３）　
・ｊａｎ３４，８°＝　０．７３ｐｕから０．２ｐｕ　
）ルクでの（π／３）・ｊａｎ４３．７°＝１．Ｏｐｕ
＊で上昇ｉる。これは１、ヴ弧角をβ＝４５．４°に「
位相調整コしがっＩ＝Ｔを保つ既存の制御装置の性能特
性に相当する。

肚　この例は電動機駆動装置の特性を向上させるために
利用できる別の自由度を示している。

八＝　０．５４７５を選択すると、 Ｅ／ω、＝０．５４７５＋０．４５２５１．　Ｉ＝Ｔ、
及びＶｄｃ／ω＝１である。

今度は、特性Ｅ／ωは、第７Ｂ図に示す如＜、０．２）
ルクでの０．６から１．０トルクでの１．０まで変化す
る。

第７八図は、電動機駆動装置の動作特性Ｖｄａ／ω、Ｅ
／ω、及びＩのグラフを示している。第７Ｂ図は、例２
のもとでの曲線β、β゛及びδを示している。

δはＯ，、２−１、０Ｔｐｕの範囲の負荷においてほば
２０’の安全な値に維持されるので、全体的に改良が為
されているように思われる。

更に、例２（第７Ｂ図）による制御方式では、トルクの
減少とともに点弧角βが減少し、間接的に、トルクの減
少とともに変位角β゛が減少するが、他方、転流余裕角
δは実際のところ２０”　に保たれたままである。対応
する基本波力率は、１．ｐｕ）ルクでのｃｏｓβ’＝０
．８２がら２ｐｕ）ルクでのＣ８Ｓβ嘩＝０．９２に上
昇する。この改良された電ａｍ駆動装置を利用した効果
は、部分負荷状態で励磁損失の低下として現れる。０．
２ｐｕ）ルクで、（Ｅ、／ω）２に比例したそれらの損
失は例１において０，６８ｐｕに達したが、例２では０
．４１ｐｕである。可変負荷状態の下で転流余裕角δを
２０’　に一定に保つには可変点弧角δの役割りがここ
でも再び、点弧パルスの「位相調整」を実際に行う必要
なく達成される。

この制御方式では、部分負荷状態でトルク脈動が、１ｐ
ｕトルクでの０．７３ｐｕから０，２ｐｕ　）ルクでの
０゜５１ｐｕへ減少しており、例１に対して大きな改良
となっている。

上記二つの例では、制御アルゴリズムが電動機角速度ω
に比例した直流リンク電圧Ｖｃｌｃを維持することを要
求している。その結果、直流リンク電流１ｄｃはトルク
に比例する。従って、電流信号もトルク信号として使う
ことができる。

更ｌこ一般的には、Ｅ／ω＝ｆ（Ｔ）の関係を正しく選
択すれば、電動機コンバータをｌｐｕまでのどんな電流
をも転流させるようにつくることができ、その結果、電
動機は全速度範囲にわたってｌｐｕまでのあらゆるトル
クを扱うことができることとなる。

上記の如く、ｌｐｕは、δ＝２０°の転流余裕角で（幾
械側から得られる最大のトルクである。この動作姿態か
ら引き出せる結論は、直流リンク電圧Ｖｄｃが電動機速
度に比例しているので、線路力率も電動機速度に比例し
ているということである。これは、線路コンバータが供
給する直流電圧に比例した入力力率を線路コンバータが
有しているということに起因している。このように、速
度動作が低下したことにより、それに比例して低下した
入力線路力率になる。

しかしながら、上述した式（１）、（２）、及び（３）
を解析すると、Ｖｃｌｃは、安全な転流を損なうことな
く制限された速度範囲（Ｃ１≦ω≦１ｐｕ）において１
１）ｕレベルに維持することができると思われる。

このような制限された速度範囲（ここではＶｃｌｃ　＝
ｌｐｕである）においては、電動機駆動装置は最大（約
１）入力線路力率で動作する。このように限定された速
度範囲以下、即ちＶｄｃが小さくなければならない処で
は、入力線路力率は下降する。にも拘わらず、その力率
は上述した場合に比べて依然として大きいままである。

この情況が第８図のグラフの折れ線へＣＢで示されてい
る。（Ｖｄｃは正規化された単位法でωの関数として示
されている。）＃＾Ｂは上記の例１及び２に適用される
。既に述べたように、低い速度動作は結局比例して低い
Ｖｄｃとなる。しかしながら、Ｖｄｃｌｉ：ＢからＣへ
、即ち速度ω１（Ｃ１は第８図において０．８として例
示されている）の方へ、最大のレベルに保たれ得るので
あれば、ｖｄＣは、速度がＣ１から零へ下がるときにＣ
力・ら信こ減少して行く。にも拘わらず、初めからＶｄ
ｃは、例１及び２の線＾Ｂに沿ったあらゆる値に対して
よりもこの低い範囲においての方が大きいままであり、
これは全入力線路力率が高いことを意味している。

このような望ましい動作姿態を達成するため、Ｖｄｃは
次の式を満たすようなものでなければならない。

Ｖｄｃ＝　ω／ｕ＋ｐｕ　（速度ω＜　ω＋＋、＝対し
　テ）、及１７Ｖｄｃ＝　１ｐｕ（ω１（（ＩＪ≦］−
ｐｕに対して）他の制御アルゴリズムを適切に選択する
ことにより、電動機コンバータを、実際に点弧パルスを
「位相調整」する必要なく、安全な転流余裕角δで依然
転流するように作ることができる。

最大入力線路力率を維持できる速度レベルω。

は、負荷のトルク対速度特性によって及びこの高力率動
作を可能にするために電動機の定格容量をどの程度下げ
られるかによって異なる。

この実施例が第９図のブロック図に示されている。この
実施例では、電動［は、全速度範囲においてｌｐｕ　）
ルクを扱えなければならないと仮定する。更に、最初の
二つの例で使用した電動機はそのような高力率制御アル
ゴリズムに適用できるため性能低下なく今使用されてい
るものとする。

速度範囲　ω〈ω１　ω１≦ω≦Ｉ Ｖｄｃ　ω／ω１１ Ｖｃｌｃ／ω　１／ω、１／ω ■、Ｉｄｃ＝　Ｐ／Ｖｄｃ　ω、Ｔ　ωＴε／ω＝＾＋
（１−＾）Ｉ／ωＡ＋（１−Ａ）Ｔ＾＋（Ｊ、−Ａ）Ｔ
（ω／ω）（ただし、１を越えない） この実施例では、第７図のブロック図は、次の三つの変
更を除いて第５図の場合と類似している。

（１）ブロック２７はその出力３０が（１−Δ）Ｉｐｕ
／ωｌに等しくなっており、加算器Ｓ２への基準はＩ＝
ωＩｐｕでｌｐｕの限度に達しているものである。

（２）ｆｌＩＡ路１６の基準信号Ｖｄｃ　＊は、１／ω
、の利得（その特性の線分ＡＣ）及びｌｐｕでの出力限
界（速度０５以上の線分ＣＢ）を有する関数ブロック５
０に、線路５４からの速度基準ω＊を与えることにより
得られる。

（３）ブロック２４についての限流ループは特性Ｉ＝ｆ
（Ｔ、ω）（第１０Δ図）に追従するよう′に考えられ
ている。このため、電流信号１ｐｕ（ＣＴ、から線路″
！、６に出力されたもの）は線路２８を経て減算器Ｓ、
で線路５１からの可変「限流基準値」と比較される。後
者の限流基準値は、ステアリング・ダイオードＤ、、Ｄ
２を、線路５２のωｕｌｕに等しい一定信号、または線
路５３のω１）ｕ（ω〉ω、）にそれぞれ等しい可変信
号で競い合わせることによって得られる。これら二つの
大きい方は線路５１からの限流基準値として作用する。

従って、ω１より低い電動機速度では、ブロック２４の
限流値は、線路２８からの電流１ｐｕがたまたま線路５
２からのωｕｌｕ信号を越えすこときにはいつでも線路
２３によって出力される。電ａＪｍ速度が０１以上では
、線路２８からの電流１ｐｕが線路１０及び加算器Ｓ、
から線路５３への信号、即ち限界値ωｐｕを越えたとき
はいつでも限流回路２４が働く。限流回路２４の出力Δ
Ｖｄｃ　木は線路５５から加算器Ｓ４に送られて直流リ
ンク電圧基準値Ｖｄｃ　＊を減少させることにより、電
流Ｉを減少させている。また、限流回路２４の出力（ｍ
第２２からの信号Δω＊）は、線路１１からのω、従っ
てインバータ点弧パルスの周波数、を減少させることに
よって減少した電動機速度での同期を維持するためにも
用いられる。

第１０八図には、八＝０．７及びω１＝０，８ｐｕを選
択したときの、第９図の制御装置の制御特性（Ｖｄｃ／
ω）ｐｕｌ（Ｅ／ω）ｐｕ及びＩｐｕが示されている。

ターンオフ余裕角δ特性が、ω＝１．０、ω＝０．９、
及びω≦ω、について第１０［１図にそれぞれ示されて
いる。これかられかることは、ω１＝０．８ｐｕより大
きい速度では、δ及びＥ／ωはトルク及び速度両者の関
数である（第１０八図及び第１０Ｂ図の曲線群参照）。

速度ω、　＝　０．８ｐｕ以下では、ターンオフ余裕角
δの単一の曲線がある。たとえδが２０’　を下っても
、δ／ωに比例しているためターンオフ余裕角δは依然
安全である。これは第８図に示されるように、入力線路
力率に対しては明らかに利点である。既に述べた如く、
例１及び２による制御モードは１１〕ｕ速度でのみ最大
入力線路力率を与える。ｌｐｕ速度（線分へＢ）以下で
は、力率は速度に比例して減少する。

今述べた制御モードでは、最大入力＃Ｉｗｒ力率はω１
＝０．８ｐｕ速度にまで下がって維持（線分ＢＣ）され
る。後者の値以下では、力率は速度に比例して減少（線
分ＡＣ）するが、上記二つのモードで得られた線分ＡＣ
に沿った値より２５％だけ大きい値に留とまる。この好
ましい特性は、そのような状態下で得られる大きな余裕
角によって暗示された高速度及び部分負荷において何等
かのより大きな励磁損失を犠牲にして達成される。しか
しながら、固定子損失は例１及び２のモードのものより
小さい。例えば、０．６ｐｕ　）ルクでは、例１及び２
の（１２に比例した）固定子損失は０．３６ｐｕである
。例３で用いられている考え方では、固定子損失は、１
ｐｕｓ　Ｏ，９ｐｕ。

及び０．８ｐｕ以下の速度においてそれぞれ０．３６ｐ
ｕ。

０．２９ｐｕ及び０．２３ｐｕであることを示している
。

例３の制御モードは特に遠心ポンプ、圧縮器、及びプロ
ア駆動装置などの流量制御に適している。

このような駆動装置においては、定常状態トルクは速度
の自乗（Ｔ＝ω２）に比例している。このようなトルク
対速度特性の場合、計算されたδ及びＥ／ωが第１０八
図及び第１０Ｂ図の点線で示されている。

このように、０，８１ｐｕ　）ルク（または０．９ｐｕ
速度）以下では、励磁損失は減少速度とともに速く下降
し、駆動装置は依然１ｐｕ　）ルク性能を有していて高
速設定値に速く加速することができる。

本発明の詳細な説明は、本！装置によって提供される自
由度を十分活かすためにある駆動装置変数に機能的な関
係がどのように課され得るかを示すためのものである。

インバータ点弧パルスを角度位相調整する屹」欠（全動
作範囲にわたって安全な転流余裕角δを保証することに
加えて、この方法により駆動装置特性を所定の用途にぴ
ったり適合させることが可能となる。これはデジタル制
御式の制御装置に特有の利点である。なぜなら、制御モ
ードの選択は単に適当な制御アルゴリズムを選ぶことに
より為されるからである。色々なアルゴリズムをこのよ
うにしてうまくマイクロプロセッサ制御とともに実行す
ることによりソフトウェアを標準のハードウェアに適合
できる利点がある。

第１１図及び転流余裕角δを決定する式（２）において
、所望の余裕角δ、所定の角速度ω、及び現在のトルク
Ｔの値を式（２）に代入すると、式（２）はＥについて
解くことができ、従って、関数Ｅ＝ｆ（Ｔ）となる。こ
の関数が、δ＝２０°、ω＝０．８ｐｕ、及び１’＝０
．７ｐｕの仮の場合について第１１図に示されている。

この関数はＥとＩの総ての対の値を表しており、点弧パ
ルスの位相調整なしに、所定の角速度０．８ｐｕ及び０
．７ｐｕ）ルクで所望の余裕角δ＝２０°になる動作点
間の対応奇跡（Ｃ）を表している。所定の電動機の場合
、Ｅ＝ｆ（Ｔ）の多くの値を、特定の駆動装置が動作す
るように設計されている全ω及びＴの範囲で計算できる
。別の曲線（ｃ）がω及び′ｒのあらゆる値に対応して
いる。

ここで、界磁電流■ｒを制御することにより、励磁電圧
Ｅの値が制御されるということが分かる。

次に、入力電流ｌは直流リンク電流Ｉｄｃに比例してお
り、リンク電流１ｄｃは更に直流リンク電圧Ｖｄｃによ
って制御されることもわかる。従って、Ｉｆ及びＶｄｃ
を制御する制御装置は、この制御装置が、（ａ）人力信
号ω及びＴに応答しくｂ）かかる所定のω及びｒに関連
した特定の計算された（Ｅ、１．）対を要求するように
なっているものとして、所望の余裕角δ＝２０゛　をも
たらす（Ｅ、Ｉ）対を与えることができる。

第三に、所定のω及びＴに対して、多くのＥと１の対が
δ＝２０°の条件を満たすことができることがわかる。

言い替えると、この装置は余分な自由度を持っている。

この余分なところは、電動機駆動装置に課せられた別の
基準を満足する特定の（Ｅ、■）対をその多くの対から
選べるように制御装置をプログラムすることにより実際
の制御アルゴリズムで取り除ける。従って、δ＝２０°
　を保証することに加えである所定の要件が課される。

この別の要件は、特定の電動機駆動装置用途に望ましい
と考えられる特定の性能特性を得るために望ましい。

次の三つの特徴がこれを示している。

（ｉ）所定のω及びＴでδ＝２０°　と両立できる最も
低イ可能なレベルにＥＩ：ｍ持できるような制御がプロ
グラムされる。

（ｉｉ）所定のω及びＴでδ＝２０°　と両立で各るよ
うに上記ＥとＩの対を維持できるとともに固定子及び回
転子の銅損を表わす和（Ｉｆ２Ｒｆ＋３Ｉ２Ｒｓ）が最
小となるような制御がプログラムされる。

（ｉｉｉ）＃Ｘ路側コンバータが所定のω及びＴで最大
の許容できる励磁損失を発生できるとともにこれを越え
ないように、δ＝２０°及び最大のＶｄｃと両立できる
最大可能レベルにＥを維持できる制御がプログラムされ
る。この結果、駆動装置は最大の入力線路力率で動作す
ることとなる。

制御装置を上記の原則によって実行させるため、ω及び
゛［を表す入力信号に応答して特定の（Ｅ、Ｉ）対を得
るように制御しなければならない。これら二つの入力変
数のうち、ωは回転速度計によって容易に得られる。電
動機で発生されるＴは、次の関係式から計算して得られ
る。

□＝漿炙友−１壓友−護吐組 ω　−ω　−ω （この式では、電動機損失を無視しているが制御目的と
してはこれで十分正確である。）アナログ処理の代わり
に一１Ｖｄｃ、　Ｉｄｃ及びωを表す入力信号を用いて
Ｔを計算するためにプログラムされたマイクロプロセ・
ンサを使用したデノタル制御装置を設計することができ
る。この場合、そのデノタル制御装置は、メモリに記憶
されたルックアップテーブルを用いて、所定のω及び′
ｒで、δ＝２０°を満足する対応した特定の（Ｅ、Ｉ）
対並びに選択された特別の特徴を得るために必要な情報
を有していることとなる。ルックアップテーブルはＥ＝
ｆ（Ｔ）を得るための所定の式を用い、定義された動作
基準を満たす（ＥＳＩ）対を選択することによって計算
される。

本発明は、アナログ装置の実施例について説明した。既
に説明した如く、このような装置では、■の計算は、（
ａ）Ｖｄｃ／ω比を一定に保つことにより（この場合、
ＩｄｃＳ従って１は、Ｔの大きさである）、又は（ｂ）
Ｖｄｃを（ある速度範囲にわたって）一定にＭｔ持する
ことにより（この場合、Ｉｄｃ、従って１は、積ωＴの
大軽さである）、省くことができる。ルックアップテー
ブルに頼る代わりに、このアナログ装置は線形関係式Ｅ
／ω＝Δ＋（１−Δ）Ｉを維持しており、この場合、定
数＾は、所定ω及びＴでの選択された特定の特徴及びδ
＝２０°の要件をほぼ満たす（Ｅ、Ｉ）対を得るように
計算することにより決定される。これは、アナログ形式
で示された同じ動作を実行するようにプログラムされた
デジタル装置によっても達成できる。

更に一般的には、所定角速度ω及びトルクＴに対し、Ｔ
及びωの所定関数としてのＩ（１＝ｆ（’ｒ、ω））を
制御することにより、かつ、■及びωの所定関数として
のＥ（Ｅ＝　ｇ（Ｔ、ω））を制御することにより、も
し関数ｆ（Ｔ、ω）及びｇ（Ｔ、ω）が、１）δが所定
安全制限値より大きく維持され、２）Ｔの値が電＃Ｊ　
機駆動装置におけるトルクの現在値に従っており、３）
電動機駆動装置の動作の所定基準が満たされる、ように
選択されるなら、電動機駆動装置の動作点は（第１１図
に示されるような）決まった曲線上に在り、選択した基
準はかかる動作点を好ましい部分上に（例えば励磁損失
を特徴づける下部上に、又はより大きな力率を特徴づけ
る上部上に）位置づけることとなる。

「発明の効果１ 以」二のように、本発明によれば、電動機側コンバータ
の転流余裕角がほぼ一定に保てるため、低負荷時の力率
が向上し、励磁損失、固定子損失が小さく、トルクリッ
プルが減少する特有の効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は駆動装置のインバータ同期機の等価回路図、第
２図は第１図の回路図に関連した線路電流及び線路電圧
の波形図、第３図は第１図の装置のベクトル図、第４図
はインバータ同期電動機駆動装置の回路略図、第５図は
本発明の好ましい一実施例によるインバータ同期電動機
駆動装置の制御装置のブロック図、第６八図及び第６Ｂ
図は第５図の電動機駆動装置の一制御動作モードを示す
特性曲線図で第６八図は動作特性を示し第６Ｂ図はかか
る制御モードでのβ、β゛、及びδを示すもの、第７八
図及び第７Ｂ図は第６八図及びｔｔｒＪ６Ｂ図と同様、
第５図の電動機駆動装置の別の制御動作モードについて
の特性曲線図、第８図は本発明の第２の実施例の特性曲
線図、第９図は第８図に基づくインバータ同期電動機駆
動装置の制御装置のブロック図、第１０八図及び第１０
１１図は第８及び９図に示された一実施例において電動
機駆動装置の動作特性を比較するためにβ、β゛及びδ
の相関的な値を示した特性曲線図、そして第１１図は転
流余裕角δ、角速度ω、及びトルクＴの選択された値に
ついて、電動機駆動装置の励磁電圧と入力電流との対の
軌跡を示す曲線図、である。 Ｍ−１を動ｆｉ、ＬＣ−線路：Ｉ　ンハ−ｙ、ＭＣ−’
ｆｌｉ　？１　側コンバータ、ＤＣＬ−直流ＩＪ　ンク
、１２−ＶＣＯ分配器、１８−ＶＤＣ調整器、２４−限
流回路、２７−比例微分器、３３−界磁調整器、Ｓ１〜
Ｓ、−加算器向、図中、同一符号は同−又は相当部分を
示す。 特許出願人代理人 ＦＩＧ、　２ ＦＩＧ、４ ’Ｐ”　ＦＩＧ、　６Ｂ ら蟹 ＦＩＧ、　８ ＦＩＧ、　９

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. （１）角速度ω及びトルクＴで動作する可変速度同期電
   動機駆動装置であって、 交流電源、この交流電源に応答して直流電圧Ｖｄｃを発
   生する交流／直流線路コンバータ、上記電圧Ｖｄｃの下
   で電流１ｄｃを供給する直流リンク、この直流リンクに
   応答して交流電流Ｉを上記電動機に供給するインバータ
   、上記線路コンバータ及び上記インバータを一方は上記
   交流電源で使方は上記電動機の起電力で自然伝流制御す
   る手段、所望の電動機角速度ω本に比例した速度で上記
   インバータに点弧パルスを発生する手段、上記角速度ω
   に関連して動作し上記電圧Ｖｄｃを制御して上記交流電
   流ＩとトルクＴとの間に第１の関係を確立する第１手段
   、及び、上記交流電流Ｉに関連して動作し上記電動機の
   界磁電流Ｉｆを制御し、て上記電動機の励磁電圧Ｅを上
   記角速度ωで割っｈＥ／ωと上記トルクＴとの間に第２
   の関係を確立する第２手段、を俯え、上記第１及び第２
   の関係は、上記トルクＴ及び角速度ωの各位に対して、
   特性関数δ＝ｒ２（Ｅ、■、ω、■）で定義される上記
   インバータの転流余裕角δが上記インバータの安全限界
   値より大、きくなるものであることを特徴とした可変速
   度同期電動機駆動装置。
2. （２）上記交流電流ＩとトルクＴ及びＥ／ωとＴとの関
   係が電動機駆動装置の動作の所定基準を満たすものであ
   る特許請求の範囲第１項に記載の可変速度同期電動機駆
   動装置。
3. （３）上記基準が最小励磁損失である特許請求の範囲第
   ２項に記載の可変速度同期電動伝駆動装置。
4. （４）上記基準が上記電動機駆動装置の入力側における
   最大力率である特許請求の範囲第２項に記載の可変速度
   同期電動機駆動装置。
5. （５）上記第２手段は上記線路コンバータを制御してＩ
   ｐｕ＝Ｔｐｕの関係を確立し維持するものであり、上記
   Ｉｐｕ及びＴ　Ｉ）ｕは上記電流Ｉ及びトルクＴの対応
   する一方の正規化された単位法による値である特許請求
   の範囲第１項に記載の可変速度同期電動機駆動装置。
6. （６）上記第２手段は、（Ｅ／ω）ｐｕ＝＾＋（１−八
   ）Ｉｐｕを確保するためへ十（１−八）Ｉｐｕで表され
   る基準信号に応答する閉ループ界磁電流調整器を含んで
   おり、（Ｅ／ω）ｐｕはＥ／ωの正規化された単位法に
   よる値であり、八は電動機励磁損失を最小にするために
   選択された係数である特許請求の範囲第５項に記載の可
   変速度同期電動機駆動装置。
7. （７）上記インバータ用に点弧パルスを発生する手段は
   、ＩｐｕがＩｐｕを越えた分に関連した６０本だけ減少
   した上記所望の角速度０本に応答する特許請求の範囲第
   ６項に記載の可変速度同期電動機駆動装置。
8. （８）上記Δω＊は、Ｉｐｕがｌｐｕを越えたとき限流
   回路によって発生される特許請求の範囲第７項に記載の
   可変速度同期電動機駆動装置。
9. （９）上記第２手段は、（Ｅ／ω）ｐｕ＝八十へ１−Δ
   ）Ｉｐｕ／　ｔａｒを保つためへ十（１−八）Ｉｐｕ／
   ωで表わされた基準信号に応答する閉ループ界磁調整器
   を含み、＾はＶｄｃをｌｐｕでω、まで保ちω、より小
   さな角速度に対しては、Ｖｄｃを一大にするように選択
   された係数であり、上記ω１はｌｐｕより小さな選択さ
   れた角速度である特許請求の範囲第２項に記載の可変速
   度同期電動機駆動装置。
10. （１０）上記インバータ用に点弧パルスを発生する手段
    は、Ｉｐｕが上記ω及びω１の値の大きい方を越えた分
    に関連して６０本だけ減少した上記所望の角速度０本に
    応答する特許請求の範囲第９項に記載の可変速度同期電
    動機駆動装置。
11. （１１）上記第１手段は、上記直流リンクに上記電圧Ｖ
    ｄｃを発生するため上記線路コンバータを制御するため
    の所望電圧Ｖｄｃ　＊に応答するものであり、このＶｄ
    ｃ　＊はＩｐｕが上記ω及びω、の大きい方を越えた分
    に関連したΔＶｄｃ　＊だけ減少した値である特許請求
    の範囲第１０項に記載の可変速度同期電動機駆動装置。
12. （１２）上記ΔＶｄｃ本及びΔω＊は、上記１ｐｕがｌ
    ｐｕを越えたときに応答して限流回路によって発生され
    る特許請求の範囲第１１項に記載の可変速度同期電動機
    駆動装置。