JPS60148377A - Dc/dc変換器 - Google Patents
Dc/dc変換器Info
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- JPS60148377A JPS60148377A JP59263703A JP26370384A JPS60148377A JP S60148377 A JPS60148377 A JP S60148377A JP 59263703 A JP59263703 A JP 59263703A JP 26370384 A JP26370384 A JP 26370384A JP S60148377 A JPS60148377 A JP S60148377A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 28
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 2
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- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
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- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- RFHAOTPXVQNOHP-UHFFFAOYSA-N fluconazole Chemical compound C1=NC=NN1CC(C=1C(=CC(F)=CC=1)F)(O)CN1C=NC=N1 RFHAOTPXVQNOHP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
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- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
- H02M3/33546—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(1)発明の技術分野
本発明はl)C/DC変換器に関するものである。
スイッチモード電源(8MPS)として周知のこの種の
変換器は、電源で内部的に発生される周波数でオンした
りオフしたシするパワースイッチと直列になっている変
圧器(パワートランス)の−次巻線に与えられる直流入
力を有しており、核パワー変圧器の二次巻線における信
号は整流されかつフィルタされて、必要な直流出力を与
える。該出力は、パワースイッチのオンオフ比率の変化
によって、すなわちパルス幅変調(PWM)によって、
調整される。
変換器は、電源で内部的に発生される周波数でオンした
りオフしたシするパワースイッチと直列になっている変
圧器(パワートランス)の−次巻線に与えられる直流入
力を有しており、核パワー変圧器の二次巻線における信
号は整流されかつフィルタされて、必要な直流出力を与
える。該出力は、パワースイッチのオンオフ比率の変化
によって、すなわちパルス幅変調(PWM)によって、
調整される。
パワースイッチを作動する各種の技術が考えられる。例
えば、それは、ラッチ回路と共働する固定周波数発振器
によって制御されるゲート回路の出力によって作動され
ることもできて、該ラッチ回路は調整情報の固定情報と
の比較結果に応答して、前記固定周波数内でパワースイ
ッチのオンオフ比率を変化させる。
えば、それは、ラッチ回路と共働する固定周波数発振器
によって制御されるゲート回路の出力によって作動され
ることもできて、該ラッチ回路は調整情報の固定情報と
の比較結果に応答して、前記固定周波数内でパワースイ
ッチのオンオフ比率を変化させる。
(2ン 発明の目的
本発明の目的は、その構成要素を利用する上で、簡単な
かつ経済的にパワースイッチを作動するD C/D C
変換器を提供することである。
かつ経済的にパワースイッチを作動するD C/D C
変換器を提供することである。
(3)発明の概要
本発明によって提供されるD C/D C変換器におい
て、感知変圧器の一次巻線はパワー変圧器の一次巻線お
よびパワー変圧器iと直列になっておシ、該パワースイ
ッチのオンオフ比率は、抵抗容量発振器の整流パルス出
力によって決定され、前記パルス出力におけるパルスの
幅およびパルス間の時間は、それぞれ、該発振器内のコ
ンデンサがそれぞれの第1と第2の電圧基準値に充電し
たり放電したシするのに要する時間に対応し、該感知変
圧器の二次巻線における感知電流はパワースイッチの各
オン期間中単極性感知電圧を発生するのに利用され、さ
らに前記感知電圧はコンデンサに印加されるので、該コ
ンデンサが第1基準電圧値に充電するに要する時間、従
ってパワースイッチのオン期間の持続時間は、前記各オ
ン期間中の感知電流に依存して可変であシ、一方、該コ
ンデンサが第2の基準電圧値に放電するに要する時間は
一定である。
て、感知変圧器の一次巻線はパワー変圧器の一次巻線お
よびパワー変圧器iと直列になっておシ、該パワースイ
ッチのオンオフ比率は、抵抗容量発振器の整流パルス出
力によって決定され、前記パルス出力におけるパルスの
幅およびパルス間の時間は、それぞれ、該発振器内のコ
ンデンサがそれぞれの第1と第2の電圧基準値に充電し
たり放電したシするのに要する時間に対応し、該感知変
圧器の二次巻線における感知電流はパワースイッチの各
オン期間中単極性感知電圧を発生するのに利用され、さ
らに前記感知電圧はコンデンサに印加されるので、該コ
ンデンサが第1基準電圧値に充電するに要する時間、従
ってパワースイッチのオン期間の持続時間は、前記各オ
ン期間中の感知電流に依存して可変であシ、一方、該コ
ンデンサが第2の基準電圧値に放電するに要する時間は
一定である。
パワー変圧器の一次巻線と直列になっている一次巻線を
有する感知変圧器を利用することによって、これら二つ
の巻線におけるスイッチ電流は該感知変圧器の二次巻線
における感知電流によって監視され、該感知電流は変換
器出力の電流調整を可能にするのであるが、それ自体は
周知である。上昇する感知電流を利用して一定レベル基
準信号と比較する方法は、「電流モード制御」と称され
ることもあシ、パルス幅を変調する一つの技術として提
案されてはいるが、通常は採用されていない。
有する感知変圧器を利用することによって、これら二つ
の巻線におけるスイッチ電流は該感知変圧器の二次巻線
における感知電流によって監視され、該感知電流は変換
器出力の電流調整を可能にするのであるが、それ自体は
周知である。上昇する感知電流を利用して一定レベル基
準信号と比較する方法は、「電流モード制御」と称され
ることもあシ、パルス幅を変調する一つの技術として提
案されてはいるが、通常は採用されていない。
本発明の基本的な着想は、感知電流を利用することによ
って発振器に変調機能を組み込み、よってその出力が直
接パワースイッチを制御できるようにするというもので
ある。
って発振器に変調機能を組み込み、よってその出力が直
接パワースイッチを制御できるようにするというもので
ある。
前述の本発明の1特徴によれば、感知変圧器の一次巻線
における電流は、変換器の直流出力電流に依存しており
、よって該変換器出力の電流調整は前記感知電流を介し
て行なわれ、該感知変圧器の別の巻線ならびに整流器は
パワー変圧器の二次巻線と並列になっている直列通路に
接続されるので、前記別の巻線における単極性電流は、
感知変圧器の一次巻線における電流と同期してスイッチ
され、かつ、前記感知電流は、感知変圧器の一次巻線に
おける電流のほかに前記別の巻線における電流にも依存
しているのであシ、さらに、変換器の直流出力電圧から
電圧エラー信号を発生し、かつ、該電圧エラー信号に応
答する前記別の巻線を含む前記直列通路におけるスイッ
チ電流の振幅を変えるための装置が備えられておシ、よ
って発換器出力の電圧調整もまた、前記感知電流を介し
て行なわれる。
における電流は、変換器の直流出力電流に依存しており
、よって該変換器出力の電流調整は前記感知電流を介し
て行なわれ、該感知変圧器の別の巻線ならびに整流器は
パワー変圧器の二次巻線と並列になっている直列通路に
接続されるので、前記別の巻線における単極性電流は、
感知変圧器の一次巻線における電流と同期してスイッチ
され、かつ、前記感知電流は、感知変圧器の一次巻線に
おける電流のほかに前記別の巻線における電流にも依存
しているのであシ、さらに、変換器の直流出力電圧から
電圧エラー信号を発生し、かつ、該電圧エラー信号に応
答する前記別の巻線を含む前記直列通路におけるスイッ
チ電流の振幅を変えるための装置が備えられておシ、よ
って発換器出力の電圧調整もまた、前記感知電流を介し
て行なわれる。
前述の本発明の特徴において、感知変圧器の別の巻線は
、該感知変圧器を電流加算変圧器として利用する、出力
電圧エラー信号の隔絶フィードバック全発生するための
信頼できる経済的な装置として備えられている。従って
、効率の良いことに2つのフィードバックルーズ、すな
わち電流調整フィードバックループと電圧調整フィード
バックループは一方が他方に埋め込まれて備えられてい
る。
、該感知変圧器を電流加算変圧器として利用する、出力
電圧エラー信号の隔絶フィードバック全発生するための
信頼できる経済的な装置として備えられている。従って
、効率の良いことに2つのフィードバックルーズ、すな
わち電流調整フィードバックループと電圧調整フィード
バックループは一方が他方に埋め込まれて備えられてい
る。
(4)発明の実施例
次に、本発明によるDC/DC不平衡順方向変換器につ
いて図面を参照しながら詳細に説明する。
いて図面を参照しながら詳細に説明する。
図面において該回路は、不平衡順方向変換器型のスイッ
チモード電源から成る基本的な構成を有しており、#電
源は電話システムから発生される一50ボルト直流入力
電源からコンピュニタ回路用の+5ボルト直流出力電源
を生成するのに好適である。この基本的な構成は、パワ
ースイッチTRI (電界効果トランジスタとして図示
)および−50ボルト直流入力電源に直列で接続される
一次巻線WP1’ii有するパワー変圧器TX1から成
っておシ、該変圧器TX1の二次巻線WP2は、整流ダ
イオードD1とD2および濾波平滑インダクタL1さら
にコンデンサCVC接続されて、+5ボルト直流出力電
源VOi発生する。パワースイッチTR1は、比較器C
OMを有する抵抗容量発振器の方形パルス出力電圧VG
によってオンされたシオフされたシするが、該オンオフ
率は変換器の出力からフィードバックされた情報に以下
に述べるような態様で応答する。
チモード電源から成る基本的な構成を有しており、#電
源は電話システムから発生される一50ボルト直流入力
電源からコンピュニタ回路用の+5ボルト直流出力電源
を生成するのに好適である。この基本的な構成は、パワ
ースイッチTRI (電界効果トランジスタとして図示
)および−50ボルト直流入力電源に直列で接続される
一次巻線WP1’ii有するパワー変圧器TX1から成
っておシ、該変圧器TX1の二次巻線WP2は、整流ダ
イオードD1とD2および濾波平滑インダクタL1さら
にコンデンサCVC接続されて、+5ボルト直流出力電
源VOi発生する。パワースイッチTR1は、比較器C
OMを有する抵抗容量発振器の方形パルス出力電圧VG
によってオンされたシオフされたシするが、該オンオフ
率は変換器の出力からフィードバックされた情報に以下
に述べるような態様で応答する。
抵抗容量発振器の基本的構成は下記の通りである。2つ
の抵抗器R1とR2は電位VAUXと一50ボルトの間
の電源電圧に接続されている。抵抗器R1とR2の接合
点は比較器COMの1人力に接続され、抵抗器R3は前
記入力と比較器COMの出力の間に接続され、そして抵
抗器R4は比較器COMの出力と電源電圧の1端VAU
Xの間に接続されている。抵抗器R5は比較器COMの
出力とその別の入力の間に接続され、さらにコンデンサ
CTは前記別の入力上電源電圧のもう1端である一50
Vとの間に接続されている。
の抵抗器R1とR2は電位VAUXと一50ボルトの間
の電源電圧に接続されている。抵抗器R1とR2の接合
点は比較器COMの1人力に接続され、抵抗器R3は前
記入力と比較器COMの出力の間に接続され、そして抵
抗器R4は比較器COMの出力と電源電圧の1端VAU
Xの間に接続されている。抵抗器R5は比較器COMの
出力とその別の入力の間に接続され、さらにコンデンサ
CTは前記別の入力上電源電圧のもう1端である一50
Vとの間に接続されている。
VAtJXは都合のよいことに一50ボルトに対シて+
12ボルトとなっており、該電圧は例えば、主電源に接
続される12ボルトツエナダイオードおよび抵抗器、ト
ランジスタ緩衝器ならびに局部減結合コンデンサなどに
よって、−50ボルト直流入力電源から発生される。V
AuxThAu中るこれらの構成要素は図示されていな
い。
12ボルトとなっており、該電圧は例えば、主電源に接
続される12ボルトツエナダイオードおよび抵抗器、ト
ランジスタ緩衝器ならびに局部減結合コンデンサなどに
よって、−50ボルト直流入力電源から発生される。V
AuxThAu中るこれらの構成要素は図示されていな
い。
上述のように抵抗容量発振器を形成する構成要素の大き
さは、その基本出力電圧波形■Gf。
さは、その基本出力電圧波形■Gf。
決定する。上位電圧基準値VAと下位電圧基準値VBが
確立される。該出力VGが実質的に電位−にあシハワー
スイツテTRIがオンされるようなハルス幅社、キャパ
シタC’Tにかかる電圧VC’rが上位電圧基準値VA
に充電するに要する時間に対応する。出力電圧VGが実
質的に一50ボルトで、かつ゛パワースイッチTR1が
オフされるようなパルス間の時間は、コンデンサCTに
かかる電圧VCTが下位電圧基準値VBに放電するに要
する時間に対応する。ダイオードD6を介して比較器C
OMに与えられる情報が無い場合には、出力■Gによっ
て決定されるパワースイッチTR1の1−オン」と1オ
フ」の時間は等しくなり、かつ、発振器は、例えば10
0KH2のような、その基本周波数で作動するようにな
るが、該基本周波数は変換器の基本動作周波数を決定す
る。
確立される。該出力VGが実質的に電位−にあシハワー
スイツテTRIがオンされるようなハルス幅社、キャパ
シタC’Tにかかる電圧VC’rが上位電圧基準値VA
に充電するに要する時間に対応する。出力電圧VGが実
質的に一50ボルトで、かつ゛パワースイッチTR1が
オフされるようなパルス間の時間は、コンデンサCTに
かかる電圧VCTが下位電圧基準値VBに放電するに要
する時間に対応する。ダイオードD6を介して比較器C
OMに与えられる情報が無い場合には、出力■Gによっ
て決定されるパワースイッチTR1の1−オン」と1オ
フ」の時間は等しくなり、かつ、発振器は、例えば10
0KH2のような、その基本周波数で作動するようにな
るが、該基本周波数は変換器の基本動作周波数を決定す
る。
感知変圧器TX2は、パワー変圧器TX1の一次巻線W
P1、パワースイッチTR1および一50ボルト直流入
力電源に直列で接続された一次巻線WDを有する。図示
したように、該巻線WDとWPlおよびスイッチTR1
は電流1Dを流す。感知変圧器TX2の二次巻線WSは
感知電流l8=i流すが、該Isは、整流ダイオードD
3(i−介して、感知抵抗器R8にかかつて、該抵抗器
R8の1端に接続される一50ボルトに関して、単極性
電圧VSを発生する。
P1、パワースイッチTR1および一50ボルト直流入
力電源に直列で接続された一次巻線WDを有する。図示
したように、該巻線WDとWPlおよびスイッチTR1
は電流1Dを流す。感知変圧器TX2の二次巻線WSは
感知電流l8=i流すが、該Isは、整流ダイオードD
3(i−介して、感知抵抗器R8にかかつて、該抵抗器
R8の1端に接続される一50ボルトに関して、単極性
電圧VSを発生する。
感知電圧■SはダイオードD6ff介してコンデンサC
Tに印加される。パワースイッチTR1がオンされる場
合、電流IDはオンされて回路のインダクタンスによっ
て決定されたある率で上昇する。電流I’Sの初期値、
従って各1オン」期間の開始における電圧VSは、コン
デンサC′vの電圧VC’rf、、2つの電圧基準値V
AとVBの間になるよう構成されている初期値に直ちに
充電する。
Tに印加される。パワースイッチTR1がオンされる場
合、電流IDはオンされて回路のインダクタンスによっ
て決定されたある率で上昇する。電流I’Sの初期値、
従って各1オン」期間の開始における電圧VSは、コン
デンサC′vの電圧VC’rf、、2つの電圧基準値V
AとVBの間になるよう構成されている初期値に直ちに
充電する。
次いでコンデンサCTの電圧vCTは、電圧V8の上昇
する率ならびに、抵抗容量発振器の構成要素によって決
定されるようにコンデンサCTが通常充電するであろう
率の両方によって決定される率で上昇する。電圧VCT
が電圧基準値VAに達する場合、比較器の出力VGはス
イッチ切換してパワースイッチTR1をオフにし、従っ
て感知電圧■Sをもオフにする。次いでコンデンサCT
ハ電圧基準値VBに放電して、ダイオードD6は抵抗容
量発振器要素だけによって決定される率で逆バイアスさ
れる。パワースイッチTR1の1オン」期間の持続時間
は、従って、各「オン」期間中、感知電流に依存して可
変であるが、一方、パワースイッチTR1の1オフ」期
間は感知電流によって影響されることなく、一定である
。
する率ならびに、抵抗容量発振器の構成要素によって決
定されるようにコンデンサCTが通常充電するであろう
率の両方によって決定される率で上昇する。電圧VCT
が電圧基準値VAに達する場合、比較器の出力VGはス
イッチ切換してパワースイッチTR1をオフにし、従っ
て感知電圧■Sをもオフにする。次いでコンデンサCT
ハ電圧基準値VBに放電して、ダイオードD6は抵抗容
量発振器要素だけによって決定される率で逆バイアスさ
れる。パワースイッチTR1の1オン」期間の持続時間
は、従って、各「オン」期間中、感知電流に依存して可
変であるが、一方、パワースイッチTR1の1オフ」期
間は感知電流によって影響されることなく、一定である
。
感知変圧器TX2の別の巻線WCおよび整流ダイオード
D4は電界効果トランジスタTR2と直列通路で接続さ
れ、該直列通路はパワー変圧器TX1の二次巻線WP、
2と並列で接続されているので、該別の巻線WCは単極
性電流ICを流し、該電流ICは感知変圧器TX2の一
次巻@WDにおける電流IDと同期してスイッチされる
。
D4は電界効果トランジスタTR2と直列通路で接続さ
れ、該直列通路はパワー変圧器TX1の二次巻線WP、
2と並列で接続されているので、該別の巻線WCは単極
性電流ICを流し、該電流ICは感知変圧器TX2の一
次巻@WDにおける電流IDと同期してスイッチされる
。
調整器RGは、1.2ボルトの一定電圧を供給する電圧
基準装置ならびにエラー増幅器を備えているが、該エラ
ー増幅器は前記一定電正金5ボルト変換器出力電圧VO
の一部分と比較して電圧エラー信号を発生し、該信号は
トランジスタTR2’i介してスイッチ電流ICの振幅
を変化させる。該電圧エラー信号は、変換器出力電圧■
。
基準装置ならびにエラー増幅器を備えているが、該エラ
ー増幅器は前記一定電正金5ボルト変換器出力電圧VO
の一部分と比較して電圧エラー信号を発生し、該信号は
トランジスタTR2’i介してスイッチ電流ICの振幅
を変化させる。該電圧エラー信号は、変換器出力電圧■
。
の振幅が増加する場合に、電流ICの振幅もまた増加す
るような位相に構成されている。ダイオードD5は、別
の巻線WCにおける電流ICの「オフ」期間中、トラン
ジスタTR2を介して電流を与えて、スイッチ効果が調
整器RGの出力に与えられないようにする。
るような位相に構成されている。ダイオードD5は、別
の巻線WCにおける電流ICの「オフ」期間中、トラン
ジスタTR2を介して電流を与えて、スイッチ効果が調
整器RGの出力に与えられないようにする。
感知変圧器TX2は下期の式による電流加算変圧器とな
っている。
っている。
lNxN5= IDxND+ ICxNC但し、NS、
Nl)およびNCは巻線WS、WDおよびWCの巻線で
あり、該巻線は図面に示されるようにドツト表記法によ
る関係において極性化される。
Nl)およびNCは巻線WS、WDおよびWCの巻線で
あり、該巻線は図面に示されるようにドツト表記法によ
る関係において極性化される。
図示された電流と電圧の波形は回路動作の定常状態、す
なわち一定の入力電圧と一定負荷がある場合、を示す。
なわち一定の入力電圧と一定負荷がある場合、を示す。
このような条件の下では、電流ICおよびパワースイッ
チTRIのオンオフ比は、変換器の必要出力電圧を維持
するに必要ないかなる値にも調整できる。
チTRIのオンオフ比は、変換器の必要出力電圧を維持
するに必要ないかなる値にも調整できる。
先に定めたアンペア回数、従って電流加算式および図示
された定常状態波形によって、回路によシ発生される「
電流モード」制御の本質が理解できる。従って、パワー
スイッチ゛H<1の与えられたサイクルの1オン」期間
の開始時に、電流IDの振幅あるいは電流ICの振幅の
いずれかが、先行サイクルでのその値に比較して増加し
ている場合、電流Isの初期振幅、従って電圧VSは対
応的に増加し、電圧VCTは対応的にやや早く基準電圧
VAに到達し、かつパワースイッチTR1の1オン」期
間の持続時間は対応的に低減される。
された定常状態波形によって、回路によシ発生される「
電流モード」制御の本質が理解できる。従って、パワー
スイッチ゛H<1の与えられたサイクルの1オン」期間
の開始時に、電流IDの振幅あるいは電流ICの振幅の
いずれかが、先行サイクルでのその値に比較して増加し
ている場合、電流Isの初期振幅、従って電圧VSは対
応的に増加し、電圧VCTは対応的にやや早く基準電圧
VAに到達し、かつパワースイッチTR1の1オン」期
間の持続時間は対応的に低減される。
変換器の出力電侃I OlすなわちインダクタLを介す
る電流は、パワースイッチTR1の「オン」期間中上昇
し、該パワースイッチTR1の1オフ」期間中に下降す
る。従って、本質的に直流電流出力であるものの中に僅
かに交流成分が存在する。パワースイッチTR1を介す
る電流IDは出力電流■0に比例している。従って、電
流IOが、先行サイクルにおけるその値に比較して、パ
ワースイッチの所定サイクルの「オン」期間の開始にお
いて、よシ高い振幅で、突然、開始する場合、その時に
は、電流IDの振幅は比例的に上昇し、従って、電流I
sは次のような結果を有する、すなわち、この「オン」
期間は先行サイクルにおけるよシも早く終結し、かつ、
出力電流IOのピーク値、従って平均直流値が直ちに修
正される。従って、変換器出力についての電流保饅なら
びに調整は、感知変圧器TX2((介する電気的隔絶を
有する第1フイードバツクループによって、高速サイク
ルベースで行なわれる。
る電流は、パワースイッチTR1の「オン」期間中上昇
し、該パワースイッチTR1の1オフ」期間中に下降す
る。従って、本質的に直流電流出力であるものの中に僅
かに交流成分が存在する。パワースイッチTR1を介す
る電流IDは出力電流■0に比例している。従って、電
流IOが、先行サイクルにおけるその値に比較して、パ
ワースイッチの所定サイクルの「オン」期間の開始にお
いて、よシ高い振幅で、突然、開始する場合、その時に
は、電流IDの振幅は比例的に上昇し、従って、電流I
sは次のような結果を有する、すなわち、この「オン」
期間は先行サイクルにおけるよシも早く終結し、かつ、
出力電流IOのピーク値、従って平均直流値が直ちに修
正される。従って、変換器出力についての電流保饅なら
びに調整は、感知変圧器TX2((介する電気的隔絶を
有する第1フイードバツクループによって、高速サイク
ルベースで行なわれる。
本願の冒頭に述べたように、該不平衡順方向変換器の基
本的構成は、パワースイッチTR1の1オフ」期間中、
出力電流工0は零に下降することはなく、該変換器は非
常に低い開ループ直流出力インピーダンス、従って本質
的に良好な電圧調整を示すようなものとなっている。従
って、負荷の変化によってパワースイッチTR1(7)
オンオフ比における大きなまたは急速な変化を生ずるこ
とはない。しかし、出力電圧の微調整は調整器RGによ
って発生された電圧エラー信号における変化によって、
幾サイクルにもわたってゆつくシと行なわれ、電流IC
における小さい変化、従ってサイクルあたシのオンオフ
比における小さい変化を生ずる。従って、変換器出力に
ついてこの微調整電圧調整は、感知変圧器TX2を介す
る電気的隔絶を廟する第2フイードバツクルーズによっ
て行なわれる。
本的構成は、パワースイッチTR1の1オフ」期間中、
出力電流工0は零に下降することはなく、該変換器は非
常に低い開ループ直流出力インピーダンス、従って本質
的に良好な電圧調整を示すようなものとなっている。従
って、負荷の変化によってパワースイッチTR1(7)
オンオフ比における大きなまたは急速な変化を生ずるこ
とはない。しかし、出力電圧の微調整は調整器RGによ
って発生された電圧エラー信号における変化によって、
幾サイクルにもわたってゆつくシと行なわれ、電流IC
における小さい変化、従ってサイクルあたシのオンオフ
比における小さい変化を生ずる。従って、変換器出力に
ついてこの微調整電圧調整は、感知変圧器TX2を介す
る電気的隔絶を廟する第2フイードバツクルーズによっ
て行なわれる。
このように、2つのフィードバックループが効率のよい
ことに一方が他方に埋め込J、れて設けられている。
ことに一方が他方に埋め込J、れて設けられている。
前述の全変換器回路は電圧制御による電流源と考えるこ
とができる。換言すれば、それは本質的には定電流を発
生するのであるが、該電流は、定電圧を発生するために
電圧エラー信号によって調整されるのである。
とができる。換言すれば、それは本質的には定電流を発
生するのであるが、該電流は、定電圧を発生するために
電圧エラー信号によって調整されるのである。
上記の構成とは別の簡単な構成においては、調整器RG
によって発生された電圧エラー信号の非隔絶フィードバ
ックを備えることもできる。 7この場合、感知変圧器
TX2の別の巻@WC,ダイオードD4とD5、および
トランジスタT、R2は除外することもできて、調整器
RGの出力は感知抵抗器R8と直列に直接、接続するこ
とができる。
によって発生された電圧エラー信号の非隔絶フィードバ
ックを備えることもできる。 7この場合、感知変圧器
TX2の別の巻@WC,ダイオードD4とD5、および
トランジスタT、R2は除外することもできて、調整器
RGの出力は感知抵抗器R8と直列に直接、接続するこ
とができる。
この場合、感知電圧■Sはなお単極性電圧であるが、電
流IDに対してだけ応答的であって、電圧エラー信号は
連続電圧となって、感知電圧■Sに加算される。従って
、図示された構成によって感知電圧VSはコンガンサC
Tに印加されるので、該コンデンサCTが基i¥!電圧
VAに充電するに要する時間、従ってパワースイッチT
R1の1オン」期間の持続時間は、各1オン」期間中の
感知電流i8に依存して可変である。しかし、この別措
成における感知電ME I 8への該応答は、変換器出
力の電がL調整に対してのみ有効である。
流IDに対してだけ応答的であって、電圧エラー信号は
連続電圧となって、感知電圧■Sに加算される。従って
、図示された構成によって感知電圧VSはコンガンサC
Tに印加されるので、該コンデンサCTが基i¥!電圧
VAに充電するに要する時間、従ってパワースイッチT
R1の1オン」期間の持続時間は、各1オン」期間中の
感知電流i8に依存して可変である。しかし、この別措
成における感知電ME I 8への該応答は、変換器出
力の電がL調整に対してのみ有効である。
変換器出力の電圧調整は、パワースイッチTR1の各「
オン」期間中、出力電圧エラー信号をコンデンサCTに
追加的に印加することによって達成される。コンデンサ
CTが基準電圧VBに放電するに要する時間、すなわち
パワースイッチTR1の「オフ」期間は再び一定になる
のである。
オン」期間中、出力電圧エラー信号をコンデンサCTに
追加的に印加することによって達成される。コンデンサ
CTが基準電圧VBに放電するに要する時間、すなわち
パワースイッチTR1の「オフ」期間は再び一定になる
のである。
第1図は本発明の変換器の回路図、第2図は定常状態条
件における第1図の回路のさまざまな部分における電流
ならびに電圧の波形を示し。 ている。 図中、TXlはパワー変圧器、WIJは一次巻線、WF
2は二次巻線、D1〜1)61よダイオード。 Lはインダクタ、CとCTはコンデンサ、TR1とTR
2は電界効果トランジスタ、R1〜1(5は抵抗器、C
OMは比較器、TX2は感知変圧器、WDはその一次巻
線、WSはその二次薄線、R8は感知抵抗器、RGはy
A整器、を・それぞれ示す。 特許 出 願人 ザゼネラルエレクトリック カンノヒ
ー。
件における第1図の回路のさまざまな部分における電流
ならびに電圧の波形を示し。 ている。 図中、TXlはパワー変圧器、WIJは一次巻線、WF
2は二次巻線、D1〜1)61よダイオード。 Lはインダクタ、CとCTはコンデンサ、TR1とTR
2は電界効果トランジスタ、R1〜1(5は抵抗器、C
OMは比較器、TX2は感知変圧器、WDはその一次巻
線、WSはその二次薄線、R8は感知抵抗器、RGはy
A整器、を・それぞれ示す。 特許 出 願人 ザゼネラルエレクトリック カンノヒ
ー。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、DC/DC変換器において、感知変圧器(TX 2
)の−次巻線(WD)はパワー変圧、器(TXl)の−
次巻@ (WP 1 )およびパワづスイッチ(TRI
)と直列になっておシ、該パワースイッチのオンオフ比
は抵抗容量発振器(COM、R1−R5,CT)の方形
パルス出力(VG)によって決定され、前記パルス出力
におけるパルス幅およびパルス間の時間は、該発振器内
のコンデンサ(CT)がそれぞれの第1と第2の電圧基
準値(それぞれVAとVB)に充電したシ放電したシす
るのに要する時間にそれぞれ対応し、該感知変圧器の二
次巻線(−WS)における感知電流(1,S)は、づワ
ースイッチ(’I’R1)の各オン期間中単極性感知電
圧(VS) t−発生するのに利用され、さらに前記感
知電圧(VS)はコンデンサ(CT)に印加さ、れ、よ
ってコンデンサ(CT)が第1の基準電圧値(VA)に
充電するに要する時間、従ってパワースイッチのオン期
間の持続時間は前記各オン期間中の感知電流(Is)に
依存して可変であシ、かつ、コンデンサ(CT)が第2
の基準電圧値(VB)に放電するのに要する時間は一定
になっていることを特徴とする前記DC/DC変換器。 2、特許請求の範囲第1項記載のD C/D C変換器
において、感知変圧器(TX2)の−次巻線(WD)に
おける電流(ID)は該変換器の直流出力電流(■0)
に依存しておシ、よって変換器出力の電流調整は前記感
知電流(IS’)を介して行なわれ、感知変圧器の別の
巻線(WC)と整流器(D4)はパワー変圧器の二次巻
線(W’P2)と並列になっている直列通路で接続され
ているので、前記別の巻線における単極性電流(IC)
は、感知変圧器の一次巻線における電流(ID)と同期
してス・イツテされ、かつ、前記感知電流(I S)は
、感知変圧器の一次巻線における電流(ID)のほかに
前記別の巻線の電流(IC)にも依存しておシ、さらに
、変換器の直流出力電圧(yo)から電圧エラー信号を
発生し、かつ、該電圧エラー信号に応答する前記別の巻
線を含む前記直列通路におけるスイッチ電流(IC)の
振幅を変化さぜる装置(RG)が備えられており、よっ
て変換器出力(■0)の電圧調整もまた前記感知電流(
Is)を介して行なわれることを特徴とする前記D C
/D C変換器。 & 特許請求の範囲第1項あるいは第2項記載のDC/
DC変換器であって不平衡JFj方向変換器構成1−+
−することを特徴とする前記D C/D C変換器。 4、特許請求の範囲第1項から第6項までのいずれか1
項に記載のD C/D C変換器であって、電話システ
ム電源電圧をコンピュータ回路電源電圧に変換するに好
適な前記D C/D C変換器。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
GB838334373A GB8334373D0 (en) | 1983-12-23 | 1983-12-23 | Dc-dc converter |
GB8334373 | 1983-12-23 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60148377A true JPS60148377A (ja) | 1985-08-05 |
JPH0534905B2 JPH0534905B2 (ja) | 1993-05-25 |
Family
ID=10553779
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59263703A Granted JPS60148377A (ja) | 1983-12-23 | 1984-12-13 | Dc/dc変換器 |
Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4628428A (ja) |
EP (1) | EP0147040B1 (ja) |
JP (1) | JPS60148377A (ja) |
CA (1) | CA1227534A (ja) |
DE (1) | DE3470107D1 (ja) |
GB (2) | GB8334373D0 (ja) |
NZ (1) | NZ210186A (ja) |
ZA (1) | ZA849145B (ja) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2242764A (en) * | 1990-04-07 | 1991-10-09 | Fortronix Systems Limited | Electric converter |
US5457620A (en) * | 1993-07-30 | 1995-10-10 | At&T Ipm Corp. | Current estimating circuit for switch mode power supply |
GB2294164A (en) * | 1994-10-03 | 1996-04-17 | Thomson Consumer Electronics | Switch mode power supply circuit |
US5687067A (en) * | 1995-05-30 | 1997-11-11 | Philips Electronics North America Corporation | Low noise controller for pulse width modulated converters |
ES2392645T3 (es) | 2004-09-30 | 2012-12-12 | Becton,Dickinson And Company | Método para reducir o eliminar residuos en una recipiente médico de vidrio y recipiente hecho de acuerdo con el mismo |
TWI285468B (en) * | 2005-07-07 | 2007-08-11 | Delta Electronics Inc | DC-AC converter and controlling method thereof |
EP2604095B8 (en) * | 2010-08-12 | 2018-04-25 | eldoLAB Holding B.V. | Interface circuit for a lighting device |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3486070A (en) * | 1968-04-29 | 1969-12-23 | Westinghouse Electric Corp | Solid-state constant power ballast for electric discharge device |
JPS5226587Y2 (ja) * | 1973-04-13 | 1977-06-17 | ||
DK141060B (da) * | 1976-06-10 | 1979-12-31 | Rovsing As Christian | Spændingsreguleringskreds for en jævnstrømsomformer. |
US4124884A (en) * | 1977-03-07 | 1978-11-07 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | DC to DC converter with regulated input impedance |
GB1602173A (en) * | 1978-02-24 | 1981-11-11 | Gould Advance Ltd | Electric power supply apparatus |
GB2028549A (en) * | 1978-08-23 | 1980-03-05 | Astec Int Ltd | Regulated dc power supply |
DE2902463A1 (de) * | 1979-01-23 | 1980-07-24 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zur regelung der ausgangsspannung eines eintakt- durchflussumrichters |
GB2079014A (en) * | 1980-05-12 | 1982-01-13 | Electrotech Instr Ltd | Variable electrical power supplies |
DE3019906C2 (de) * | 1980-05-23 | 1982-05-27 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schaltungsanordnung zur Begrenzung und Regelung des Kollektorstromes des Stellgliedtransistors eines Schaltnetzteiles |
US4504776A (en) * | 1980-11-12 | 1985-03-12 | Bei Electronics, Inc. | Power saving regulated light emitting diode circuit |
DE3139987A1 (de) * | 1981-10-08 | 1983-04-28 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Steuereinrichtung fuer einen elektromagnetischen verbraucher in einem kraftfahrzeug, insbesondere ein magnetventil oder ein stellmagnet |
-
1983
- 1983-12-23 GB GB838334373A patent/GB8334373D0/en active Pending
-
1984
- 1984-11-07 GB GB08428101A patent/GB2151821B/en not_active Expired
- 1984-11-07 DE DE8484307666T patent/DE3470107D1/de not_active Expired
- 1984-11-07 EP EP84307666A patent/EP0147040B1/en not_active Expired
- 1984-11-12 NZ NZ210186A patent/NZ210186A/en unknown
- 1984-11-14 US US06/671,451 patent/US4628428A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-11-23 ZA ZA849145A patent/ZA849145B/xx unknown
- 1984-12-06 CA CA000469493A patent/CA1227534A/en not_active Expired
- 1984-12-13 JP JP59263703A patent/JPS60148377A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB8334373D0 (en) | 1984-02-01 |
DE3470107D1 (en) | 1988-04-28 |
GB2151821A (en) | 1985-07-24 |
CA1227534A (en) | 1987-09-29 |
US4628428A (en) | 1986-12-09 |
EP0147040B1 (en) | 1988-03-23 |
NZ210186A (en) | 1987-11-27 |
JPH0534905B2 (ja) | 1993-05-25 |
GB8428101D0 (en) | 1984-12-12 |
ZA849145B (en) | 1985-07-31 |
GB2151821B (en) | 1987-01-28 |
EP0147040A1 (en) | 1985-07-03 |
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