JPS60141186A - 無整流子電動機の界磁制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は無整流子電動機の界磁制御装置に係り、特に電
機子反作用の影響を補正し、同期機の空隙磁束を指令値
に保つのに好適な界磁制御装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

無整流子電動機の適用分野の拡大に伴ない、要求される
性能や特性も高度なものとなっている。

これに対応するため、自動弱め界磁制御や転流余裕角一
定制御などが実施されているが、このような高度な制御
においては、その制御特性に与える電機子反作用の影響
は大きく、空隙磁束の減少による速度制御系の応答低下
をきたし、特に自然転流形無整流子電動機では端子電圧
の低下による転流失敗を引き起こす。

このような電機子反作用の悪影響を補正するため、従来
は空隙磁束を検出し、空隙磁束指令値との偏差を増幅し
て界磁電流を制御する閉ループ制御を行なったり、簡単
な非突極同期機のモデルから空隙磁束と界磁電流、電機
子電流などの関係式をめ、この関係式から電機子電流の
変化に応じて界磁電流を制御して空隙磁束を指令値に保
つ開ループ制御を行なっていた。

これらの制御方式の中で空隙磁束を閉ループ制御する方
式では、他の制御系、例えば電機子電流制御ループや速
度制御ループとの相互干渉があるため応答が上げられず
、連応性に問題がある。したがって、この方式を電機子
反作用の変化が速い用途に用いた場合、過渡的に空隙磁
束が指令値から大きくはずれる恐れがあった。

これに対して、空隙磁束を開ループ制御する方式は制御
応答が優れているため、連応性を要求される用途に適し
ている。

この開ループ制御方式を第１図のベクトル図及び第′２
図のブロック図に従って説明する。なお、第１図は同期
電動機の定常ベクトル図であり、第２図は従来の界磁制
御装置のブロック図である。

第１図において、ＷＧは空隙磁束、１ｄは直軸反作用磁
束、Ｗ、は横軸反作用磁束、Ｗｏは界磁極磁束、■８は
電機子電流、Ｅは端子電圧、Ｅｏは公称逆起電圧、ψは
力率角、δは内部相差角である。なお、空隙磁束Ｖ。は
界磁極磁束Ｖ１０と直軸反作用磁束ｖｄ、横軸反作用磁
束１．を合成したベクトル和である。一方、直軸反作用
磁束ｖｄ、横軸反作用磁束ｖｑは電機子電流■３により
変化する磁束であるから、電機子電流１ａの変化にあわ
せて界磁極磁束ｖ１０を制御すれば空隙磁束Ｖ′ｏの大
きさを制御することが可能である。非突極機では直軸イ
ンダクタンスＬｄ、横軸インダククンスＬ、は等しいか
ら磁束Ｗｄ、Ｗ、は一般に Ｗｄ−に−Ｌｄ・１１ａ１ｓｉｎ（δ十ψ）　・・・・
・・−（１）Ｆｑ−に−ＬｑｆｌＩａｌｃｏｓ（δ＋９
’　）　＝に−Ｌｄ−ｌ　Ｉ　、ｌ　ｃｏｓ（δ十ψ）
・・・・・・・・・（２） で表わすことができる。ただし、Ｋは定数、絶対値符号
はベクトルの大きさを示す。したがって、第１図から１
！／’ｏｌ、Ｆ、ｌ　、　ＩＩａ＋　の関数は簡単に ｌｖ’ｏｌ＝（ｌｔ’、＋十に−Ｌｄ−ｕ：ａＩｓｉｎ
ψ）／ωＳδ・・・・・・・・・（３） と表わせる。ここで無負荷時に１１６１を発生する界磁
電流を磁化電流■、Ｌとすると、空隙磁束指令値１’：
ｌはＩＸで置き換えることかできるので、（３）式は磁
化電流指令値ＩＸ、界磁電流Ｉｆ、電機子電流ＩＩａｌ
　、力率角ψ、内部相差角δの関係を示す次式に変形さ
れる。

１（＝ＣＩ、、”＋に’−Ｌｄｊ　ＩＩａｌｓｉｎψ）
　／ｃｏｓδ　・川・・（４）但し、Ｋ′は定数である
。

第２図のブロック図に示した界磁制御装置は（４）式を
用いた自然転流式無整流子電動機の制御に適用した場合
を例示するものである。同図に於いて、同期電動機２の
電機子は電力変換器１から電力の供給を受ける。同期電
動ＰＡ２の回転位置は位置検出器３で検出され、速度演
算回路１０及び内部相差角検出回路１５に送出される。

同期電動機２の界磁は界磁電流調節器４によって制御さ
れる。速度指令器１１は速度指令信号を発生し、これを
速度制御増幅器５に与える。速度制御増幅器５は速度演
算回路１０からの速度信号と蓮度指令信号を突き合せて
電機子電流制御信号を発生し、これを電機子電流制御増
幅器６、インバータ制御角演算回路７、乗算器１６に送
出する。電機子電流増幅器６は電機子電流制御信号に基
いて電力変換器１の電流を制御する。インバータ制御角
演算回路７の出力信号はパルス発生器８及びｓｉｎψ演
算器１３に送出される。

パルス発生器８は磁束位相検出回路９によって検出した
電力変換器１の出力位相とインバータ制御角演算口ｗｔ
７の出力に基いて、電力変換器１のインバータに対して
制御パルスを送出する。−方、ｓｉｎψ演算器１３の出
力信号は乗算器１６に送出される。

磁化電流パターン発生器１２は速度演算回路１０からの
速度信号に基いて磁化電流パターンを発生するが、この
磁化電流パターンは乗算器１６の出力信号に係数乗算器
１７で一定の係数を乗算して得られる値を加算され、割
算器１８に送出され、ＣＯ３１５演算器１４の出力信号
で割算される。割算器１８の出力信号は界磁電流制御増
幅器１９に界磁制御信号として与えられる。そして、界
磁電流制御増幅器１９は界磁制御信号に基いて界磁電流
調整器４を制御する。

なお、内部相差角検出回路１５は位置検出器３及び磁束
位相検出回路９の各出力信号に基いて内部相差角δを検
出し、ｃｏｓδ演算器１４を介して、割算器１８にｃｏ
ｓδを与える。

かかる構成に於いて、界磁電流■ｆは（４）式に従って
制御されることとなるが、（４）式中ＩＩａｌは速度制
御増幅器５からの電機子電流指令値、ψはインバータ制
御角演算回路７からの制御角指令値を、δは内部相差角
検出回路１５からの信号を用いており、乗算器１６の出
力信号としてＩＩａｌ・ｓｉｎψを得、係数乗算器１７
の出力信号としてに′・Ｌｄ・ＩＩａｌ・ｓｉｎψを得
ている。一方、磁化電流指令値工Ｉは磁化電流パターン
発生器１２から送出される力瓢これは（３）式に基いて
発生される。

このような構成を通じて、割算器１９の出力信号として
は、（４）式の右辺に示す演算式の結果が得られ、同期
電動機２の界磁電流Ｉｆは（４）式に従って制御される
こととなる。しかも、この方式によれば、電機子反作用
を補正する界磁電流■ｆは瞬時に計算されるため、空隙
磁束の大きさを検出して閉ループ制御する方式と比較し
て速い応答を得ることが可能である。

〔背景技術の問題点〕

ところが、上述の制御方式を実現するためのベースとな
っている（３）式は非突極機のモデルから得たものであ
るため、この制御方式を直軸インダクタンスと横軸イン
ダクタンスの異なる非突極機に適用した場合には、制御
に誤差を生じる。（３）式において突極性を考慮した場
合、１ｏとＦＧとＩａの関係式は Ｆｏ＋＝（ＩＶへ、１　＋Ｉぐ−ＩＩａｌ　・　（Ｌｄ
ｓｉｎψ＋　（Ｌｄ−Ｌｑ）ｃｏｓ（ψ十δ）　ｓｉｎ
δ）〕／ＣＯ５δ　−・・−（５）となる。突極機では
Ｌｄ＞Ｌ、であるので、（３）式。

（５）式を比較してわかるように、（３）式を基にした
制御を突極機に適用した場合の誤差は電機子反作用の補
正項が／Ｊ’ｌさくなる方向である。このため負荷がか
かったときは補正不足で空隙磁束が減少し、端子電圧が
低下して転流失敗する危険が生まれる。

一方、（４）式におけるに′を調整して、どこか１点で
空隙磁束指令値に一致するような調節を行なっても、本
質的に突極機の動作は（３）式とは異なるので、誤差は
残つ℃しまり。

また、さらに速い空隙磁束の制御応答が望まれる場合や
、ダンパ効果の大きな同期機では、界磁電流の変化に対
する界磁極磁束の追従の遅れを補正しなげればならない
が、（４）式を基にした従来の開ループ制御方式ではそ
れが難しい。界磁電流により制御可能なのは磁束の直軸
成分のみであり、同期機はダンパ効果により磁束の過渡
変化に対してこれを一定に保とうとするので、直軸反作
用の増減を補正して磁束の直軸成分を一定に保つための
界磁電流の変化に対しては、補正の磁束は遅れなく追従
する。

しかし、横軸反作用磁束による空隙磁束の変化を補正す
るため、または空隙磁束指令の変化のために磁束の直軸
成分を変えようとしても、界磁極磁束は界磁電流に追従
して発生せず遅れを持ってしまう。この遅れを精度良く
補償するためには、界磁電流を直軸反作用磁束を補正す
る成分と磁束の直軸成分を変化させようとする成分とに
分けて、後者にのみ遅れ補償を施さねばならない。しか
し、従来の空隙磁束開ループ制御の基本となっている（
４）式では、直軸反作用成分を補正する成分と横軸反作
用成分を補正する成分の両方かに′・Ｌｄ・ＩＩａ１ｓ
ｉｎψの項に含まれているため突極機、非突極機のどち
らであっても精度の良い遅れ補償を施すことはできない
。

〔発明の目的〕

したがって、本発明の目的は上記従来技術の欠点を解消
し、使用される同期電動機の突極形、非突極形にかかわ
らず、精度良く空隙磁束を指令値に保つ連応性の高い無
整流子電動機の界磁制御装置を提供することにある。

〔発明の概要〕

上記目的を達成するために、本発明は電機子電流が空隙
磁束と所定の関係となるように制御される同期電動機の
界磁電流を調節する電流制御手段と、同期電動機の界磁
極位置と空隙磁束位相の位相差を検出する内部相差角検
出手段と、内部相差角検出手段の出力信号と同期電動機
定数及び横軸電機子反作用に基いて第１の界磁電流成分
を演算する手段と、内部相差角検出手段の出力信号と電
機子電流と空隙磁束位相差角及び同期電動機定数に基い
て、直軸電機子反作用を補正する第２の界磁電流成分を
演算する手段と、第１及び第２の界磁電流成分の和を電
流指令として電流制御手段に送出する演算制御手段とを
備えた無整流子電動機の界磁制御装置を提供するもので
ある。

〔発明の実施例〕

以下、図面を参照しながら本発明の詳細な説明する。

第３図は本発明の一実施例に係る界磁制御装置のブロッ
ク図である。同図に於いて、ｓｉｎ　（ψ＋δ）演算器
１３０はインバータ制御角演算回路７からの制御角指令
値である力率角ψ及び内部相差角検出回路１５からの内
部相差角δに基いてｓｉｎ　（ψ峠δ）を演算し、これ
を乗算器１６に送出する。一方、乗算器１８０は磁化電
流パターン発生器ルからの磁化電流指令値１／、′とω
Ｓψ演算器１４からのｃｏｓψを乗算し、１１！：１・
ｃｏｓψを発生し、遅れ補償器２００を介して界磁電流
制御増幅器１９に送出する。なお、遅れ補償器２００は
磁束変化の遅れ補償のために設げられる。

さて、第１図のベクトル図から、直軸反作用磁束を補正
する項と磁束の直軸成分を決める項とに分け、同期機の
突極性を考慮ｌまた場合、界磁極磁束Ｗ。、空隙磁束１
゜、電機子電流■８、力率角ψ、内部相差角δの関係式
は、（５）式を変形して１ｙｔ、　ｌ　＝　１（７７Ｇ
ｌ　、　ｃｏｓδ＋に−Ｌｄ・　ＩＩａｌ　・５ｉｎ（
ψ十δ）・・・・・・（６） となる。（６）式を界磁電流１ｆと磁化電流指令値ＩＩ
：ｌ、電機子電流１−１の関係式に変形するとＩｆ＝ｌ
Ｉ、、１ｃｏｓδ十に’・Ｌｄ・ＩＩａｌｓｊｎ（ψ＋
δ）・・・・・・・・・（７） となる。（７）式の第１項が磁束の直軸成分の大きさを
決める項であり、第２項が直軸反作用磁束を補正する項
である。しｊこかつて、第１項の成分にのみ遅れ補償を
施すことによって、所期の目的を達成することができる
。なお、本実施例は（７）式を用いた制御ブロックを例
示するもので、（７）式第１項にしたがい磁極位置検出
器３と磁束位相検出回路９の信号から検出した内部相差
角δにより、横軸反作用を補正して空隙磁束を指令値に
保つ磁束の直軸成分をめている。このため、突極機、非
突極機によらず正確な横軸反作用の補正を行なうことが
できる。

なお、Ｋ−Ｌｄ・１ｉａｌｓｉｎ（ψ十δ）は（１）式
に示される通り、直軸反作用磁束の計算値上のも、ので
ある。

一方、（７）式の第１項に示す界磁電流成分に対する磁
束の直軸成分の関係は（８）式に示すようになり、その
応答は第５図の特性図に示すような周波数特性となる。

（磁束直軸成分） −（Ｓ＋■（２／ｌ□）／（Ｓ→−Ｒ２／（１２＋１３
））Ｘ（ＩＩ、、’ＩｃＯ３δ）・・・・・・・・・（
８）ただし、Ｓは微分演算子である。

したがって、第６図の特性図に示すような周波数特性と
なるよう、第４図の回路図に例示されるような構成を有
する遅れ補償器２００の回路定数を選定することによっ
て、磁束制御の遅れを補償することができる。ちなみに
、第２図の構成と第３図の構成を比較しても解るように
、本実施例の適用に当って、構成及び制御方式が複雑化
することはない。

第７図は本発明の他の実施例に係る界磁制御装置のブロ
ック図で、第３図の構成と異なる点は遅れ補償器を省略
したことである。本構成は、磁束制御が多少遅れをもっ
ても良い場合に、回路の簡略化を計る上で効果的である
。

なお、上記各実施例に於いては、（６）式を基本とした
制御を行なう場合を例示したが、磁束の直軸成分を決め
る項と直軸電機子反作用を補正する項に分けて界磁極磁
束を制御する方式であれば、例えば、 なる式を基本とした制御系を構成してもよい。

さらに、定常磁束制御に高い精度が要求される場合には
、さらに外側ループとして、空隙磁束検出器を設け、空
隙磁束指令値と実測値の偏差を増幅して界磁電流指令値
に加算する構成とすることによって所期の目的を達成す
ることができる。

なお、本発明に用いられる各種演算手段はアナログ的に
構成することもできるが、マイクロコンピュータを用い
たディジタル的な演算制御手段で構成しても良く、低価
格化、無調整化の上で効果的である。

〔発明の効果〕

以上述べたように本発明によれば、界磁電流を、横軸反
作用磁束を補正して空隙磁束を指令値に保つべく磁束の
直軸成分を決める項と直軸反作用磁束を補正する項とに
分け、前者の項に界磁電流変化に対する磁束の直軸成分
の変化の遅れを補償するべく遅れ補償を施し、電機子電
流の変化に応じて界磁電流を制御するような構成とする
ことにより、同期機の突極形、非突極形を問わず、空隙
磁束を精度良く指令値に保つことを可能とした連応性の
高い無整流子電動機の界磁制御装置を実現することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は同期電動機の定常ベクトル図、第２図は従来の
界磁制御装置のブロック図、第３図は本発明の一実施例
に係る界磁制御装置のブロック図、 第４図は遅れ補償器の一例を示す回路図、第５図は界磁
電流に対する磁束の遅れの特性図、第６図は遅れ補償器
の周波数特性を示す特性図、第７図は本発明の他の実施
例に係る界磁制御装置のブロック図である。 １・・・電力変換器、２・・・同期電動機、４・・・界
磁電流調節器、７・・・インバータ制御角演算回路、１
５・・・内部相差角演算回路、２００・・・遅れ補償器
。 出願人代理人　猪　股　清 帛２図 范３図 帛４図 第５図 范６図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）電機子電流が空隙磁束と所定の位相関係となるよう
   に制御される同期電動機の界磁電流を調節する電流制御
   手段と、前記同期電動機の界磁極位置と空隙磁束位相の
   位相差を検出する内部相差角検出手段と、この内部相差
   角検出手段の出力信号と同期電動機定数及び横軸電機子
   反作用に基いて第１の界磁電流成分を演算する手段と、
   前記内部相差角検出手段の出方山号と電機子電流と空隙
   磁束位相差角及び同期電動機定数に基いて、直軸電機子
   反作用を補正する第２の界磁電流成分を演算する手段と
   、第１及び第２の界磁電流成分の和を電流指令として電
   流制御手段に送出する演算制御手段とを備えたことを特
   徴とする無整流子電動機の界磁制御装置。 ２）演算制御手段が界磁電流の変化に対する空隙磁束の
   遅れを補償するべく、第１の界磁電流成分を遅延させる
   補償手段を備えていることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項に記載の界磁制御装置。