JPS6012813A - 弾性表面波フイルタ - Google Patents
弾性表面波フイルタInfo
- Publication number
- JPS6012813A JPS6012813A JP12067883A JP12067883A JPS6012813A JP S6012813 A JPS6012813 A JP S6012813A JP 12067883 A JP12067883 A JP 12067883A JP 12067883 A JP12067883 A JP 12067883A JP S6012813 A JPS6012813 A JP S6012813A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- electrode
- oscillation source
- zero
- component
- oscillation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/02—Details
- H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
- H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
- H03H9/14544—Transducers of particular shape or position
- H03H9/1455—Transducers of particular shape or position constituted of N parallel or series transducers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/02—Details
- H03H9/02535—Details of surface acoustic wave devices
- H03H9/02818—Means for compensation or elimination of undesirable effects
- H03H9/02913—Measures for shielding against electromagnetic fields
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/02—Details
- H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
- H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
- H03H9/14517—Means for weighting
- H03H9/1452—Means for weighting by finger overlap length, apodisation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/02—Details
- H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
- H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
- H03H9/14517—Means for weighting
- H03H9/14526—Finger withdrawal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/02—Details
- H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
- H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
- H03H9/14544—Transducers of particular shape or position
- H03H9/14552—Transducers of particular shape or position comprising split fingers
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、中心周夜数に対し非対称の周波数応答特性を
得るだめの電極パターンの改良に関する。
得るだめの電極パターンの改良に関する。
従来、学−のインターディジタルトランスジューサーで
非対称の周波数応答特性を得る方法の１つとし”〔は、
隣接する電極フィンガーの中心間の距離（以下電極ピッ
チという）および電属の交差幅を弾性表面波伝播方向に
沿つ“Ｃ変化さｌる手法が知られている。いわゆる可変
ピッチ形インターディジタル電１盈で、次に述べるよう
なものである。
非対称の周波数応答特性を得る方法の１つとし”〔は、
隣接する電極フィンガーの中心間の距離（以下電極ピッ
チという）および電属の交差幅を弾性表面波伝播方向に
沿つ“Ｃ変化さｌる手法が知られている。いわゆる可変
ピッチ形インターディジタル電１盈で、次に述べるよう
なものである。
すなわち、周波数応答特性をフーリエ逆変換すると、例
えば、第１図に示すようなインパルス応答が得られる。
えば、第１図に示すようなインパルス応答が得られる。
このインパルス応答は、周波数応答特性が非対称である
ため、フーリエ逆変換の結果虚数部を含み、虚数部が零
となる各ピーク点間の時間間隔が不均一となる。そし”
Ｃ１得られたインパルス応答に対応させ′Ｃインターデ
ィジタル電極を形成すれば、この電極で所期の周波数応
答特性が実現できる。その対応のさせ方は、隣接する電
極フィンガー間の交さ幅（表面波動受振領域）を、イン
パルス応答における各ピーク点（矢印で示す）の大きさ
に比例させ、かつ電極ピッチを、インパルス応答におけ
るピーク点間の時間に比例させて行えばよい。ところが
、ピーク点間の時間が不均一であるから、インターディ
ジタル電極の成極ピッチも不均一となり、この結果イン
ターディジタル成極は可変ピッチ形となる。
ため、フーリエ逆変換の結果虚数部を含み、虚数部が零
となる各ピーク点間の時間間隔が不均一となる。そし”
Ｃ１得られたインパルス応答に対応させ′Ｃインターデ
ィジタル電極を形成すれば、この電極で所期の周波数応
答特性が実現できる。その対応のさせ方は、隣接する電
極フィンガー間の交さ幅（表面波動受振領域）を、イン
パルス応答における各ピーク点（矢印で示す）の大きさ
に比例させ、かつ電極ピッチを、インパルス応答におけ
るピーク点間の時間に比例させて行えばよい。ところが
、ピーク点間の時間が不均一であるから、インターディ
ジタル電極の成極ピッチも不均一となり、この結果イン
ターディジタル成極は可変ピッチ形となる。
上述した従来の手法は、所期の特性を満足できるが、電
極が不等ピッチであるため、電極パターンの設計が困難
な上に、太い電極と細い電極が出来るため高周波用に設
計すると電極が短絡あるいは断線しやすいという欠点を
有してｂる。
極が不等ピッチであるため、電極パターンの設計が困難
な上に、太い電極と細い電極が出来るため高周波用に設
計すると電極が短絡あるいは断線しやすいという欠点を
有してｂる。
上述の問題点を屏決するため等ピッチのインターディジ
タル電極で非対称のＮ３波数応答特性を得ようとする試
みがなされ、後述する奇−偶関数法ならびにミラー法又
はリフレクション法という手法が提案され°Ｃ層る。
タル電極で非対称のＮ３波数応答特性を得ようとする試
みがなされ、後述する奇−偶関数法ならびにミラー法又
はリフレクション法という手法が提案され°Ｃ層る。
前者の舒−西関数法は、所望周波数応答特性をリニア表
示したものをＨｌ （［１７）とすると、Ｈｌ（ω−ω
。）＝Ｈ２（ω０−ω）なるＨ２（ω）を想定する手法
である。Ｈｚ（ω）とＨ，（ω）との関係は第２図のよ
うになる。ここで偶成分をＨＲ（ω）、奇成分をＨｌ（
（（１）とし、ＨＲ（ω）とＨｒ（ω）を次のように定
義すると、それらの関数は第３図のようになる。
示したものをＨｌ （［１７）とすると、Ｈｌ（ω−ω
。）＝Ｈ２（ω０−ω）なるＨ２（ω）を想定する手法
である。Ｈｚ（ω）とＨ，（ω）との関係は第２図のよ
うになる。ここで偶成分をＨＲ（ω）、奇成分をＨｌ（
（（１）とし、ＨＲ（ω）とＨｒ（ω）を次のように定
義すると、それらの関数は第３図のようになる。
また、Ｈ，（ω）は、式ＩＬ）、 ＋２）よシＨ１（（
ｔ＋） ： ＨＲ（ω）−ｊＨｚ（ω）（３）となる。
ｔ＋） ： ＨＲ（ω）−ｊＨｚ（ω）（３）となる。
そし゛〔、インパルス応答は、式（３）をフーリエ変換
したもので、 ｈ（す＝： ｈＲ（ｔ） −ｊｈＩ・（ｔ ） （４）
”ＪＨＲ、ｐＪ）。ｊ（ｚ７ｆｔ＋ψ）ａｆ−＋−Ｊ−
ｊＨｘ（ｍ）ｅ”””ａｆ屁江白出睡耐 となる。
したもので、 ｈ（す＝： ｈＲ（ｔ） −ｊｈＩ・（ｔ ） （４）
”ＪＨＲ、ｐＪ）。ｊ（ｚ７ｆｔ＋ψ）ａｆ−＋−Ｊ−
ｊＨｘ（ｍ）ｅ”””ａｆ屁江白出睡耐 となる。
式（４）のｈａ（ｔ）と−ｊｈｘ（リ で示すインパル
ス線と破線のようになる。同図のふたつのインパルス応
答曲線はいずれもピーク点間の時間がｉ７（波長で表示
するとλＯ／２）で均一であシ、かつ両曲線のピーク点
が互いに相手側のピーク点間の真中に位置する。実線の
インパルス応答に対応するインターディジタル電極が偶
成分を構成し、破線のインパルス応答が奇成分を構成す
る。
ス線と破線のようになる。同図のふたつのインパルス応
答曲線はいずれもピーク点間の時間がｉ７（波長で表示
するとλＯ／２）で均一であシ、かつ両曲線のピーク点
が互いに相手側のピーク点間の真中に位置する。実線の
インパルス応答に対応するインターディジタル電極が偶
成分を構成し、破線のインパルス応答が奇成分を構成す
る。
第４図のふたつのインパルス応答に基い゛Ｃインターデ
ィジタル電電極２段に分け°Ｃ構成し、蹴気的に並列接
続したのが第６図の電極パターンで、これは、中村、漬
水による［弾性表面波フィルタの一般計法Ｊ （１９７
２年９月２８日発行、東北大学電気通信研究所第１７２
回ｆａｎ工学研究会資料）！／Ｃ開示されている。第６
図１おい・Ｃ１一方のインク−ディジタル電極１が伝播
方向と直角方向に配置された２つのインターディジタル
電極２．５で構成され、電極６が偶成分を、成極２が奇
成分を励受振するように構成され（この逆でもよい）、
２つの電極２．５の伝播路をカバーするように他方のイ
ンターディジタル電極４が形成され°Ｃいる。
ィジタル電電極２段に分け°Ｃ構成し、蹴気的に並列接
続したのが第６図の電極パターンで、これは、中村、漬
水による［弾性表面波フィルタの一般計法Ｊ （１９７
２年９月２８日発行、東北大学電気通信研究所第１７２
回ｆａｎ工学研究会資料）！／Ｃ開示されている。第６
図１おい・Ｃ１一方のインク−ディジタル電極１が伝播
方向と直角方向に配置された２つのインターディジタル
電極２．５で構成され、電極６が偶成分を、成極２が奇
成分を励受振するように構成され（この逆でもよい）、
２つの電極２．５の伝播路をカバーするように他方のイ
ンターディジタル電極４が形成され°Ｃいる。
し小し、上記第６図の電極１では、等ピッチで非対称の
周波数応答特性を実現できるが、インク波の励受振強度
の大きい中心部分が両側に分かね、また電極の中央部が
共通電極となるので、回折損の影響などを受けやすく、
電極パターンとして好ましいものではない。
周波数応答特性を実現できるが、インク波の励受振強度
の大きい中心部分が両側に分かね、また電極の中央部が
共通電極となるので、回折損の影響などを受けやすく、
電極パターンとして好ましいものではない。
上述の問題点を除去し°Ｃ１つの等ピッチのインターデ
ィジタル電極で非対称の周波数応答特性を実現するため
、第４図の２つのインクくルス応答を第５図のように合
成し、この合成したインク（ルス応答に基いて第７図（
ａ）、（１））のように電極・（ターンを構成すること
ができる。同図に訃い゛〔、一方のインターディジタル
電糧５が丁λ０の−ＷＬ画幅をもつ主電極フィンガー６
．７．８．９を−λＯの電（ 極ピッチで配置し、隣接する２個の主電極フィンガー６
および７．８・および９ずつ異電位の共通部で接続しか
つこれら２個の主電極フィンガーの長さを異ならせ、し
かも、各主電極フィンガー６−１７．８．９の遊端と対
峙し、かつ異電位の共通部に接続されるーλ０の幅をも
つ補助電極フィンガー１０．１１．１２．１３を一スＯ
の電極ピッチで配置し°Ｃ形成される。このインターデ
ィジタル電極によれば、隣接する異電位の主電極フィン
ガー７゜８が交さする領域（右上シ斜線領域）で偶成分
が励受振され、隣接する主電極フィンガー６．９と補助
電極フィンガー１１．１２が交さする領域（右下シ斜線
領域）で奇成分が上記偶成分とは杭の距離ずれて励受振
される。このようなインターディジタル電極を用いると
、表面波伝播方向と直角方向の電極幅を狭くでき、表面
波基板を小さくできるが、電極フィンガー６および８．
７および９で交さする領域（クロス斜線）でも表面波が
励受撮されるので、周波数応答特性に誤差が生じ、また
その誤差を予め考慮し”Ｃ設計するのは非常に煩わしい
ものである。また、電極フィンガー６．８間や７．９間
の励受撮による影響を無視できる程度に小さくするため
、それらの間に位置する電極フィンガー７および１１．
８および１２のフィンガー先端を接近させ゛Ｃクロス斜
線の領域を小さくすると、パターン形成時に両フィンガ
ー７および１１．８および１２が先端で短絡し”〔しま
う危険性が生ずる。
ィジタル電極で非対称の周波数応答特性を実現するため
、第４図の２つのインクくルス応答を第５図のように合
成し、この合成したインク（ルス応答に基いて第７図（
ａ）、（１））のように電極・（ターンを構成すること
ができる。同図に訃い゛〔、一方のインターディジタル
電糧５が丁λ０の−ＷＬ画幅をもつ主電極フィンガー６
．７．８．９を−λＯの電（ 極ピッチで配置し、隣接する２個の主電極フィンガー６
および７．８・および９ずつ異電位の共通部で接続しか
つこれら２個の主電極フィンガーの長さを異ならせ、し
かも、各主電極フィンガー６−１７．８．９の遊端と対
峙し、かつ異電位の共通部に接続されるーλ０の幅をも
つ補助電極フィンガー１０．１１．１２．１３を一スＯ
の電極ピッチで配置し°Ｃ形成される。このインターデ
ィジタル電極によれば、隣接する異電位の主電極フィン
ガー７゜８が交さする領域（右上シ斜線領域）で偶成分
が励受振され、隣接する主電極フィンガー６．９と補助
電極フィンガー１１．１２が交さする領域（右下シ斜線
領域）で奇成分が上記偶成分とは杭の距離ずれて励受振
される。このようなインターディジタル電極を用いると
、表面波伝播方向と直角方向の電極幅を狭くでき、表面
波基板を小さくできるが、電極フィンガー６および８．
７および９で交さする領域（クロス斜線）でも表面波が
励受撮されるので、周波数応答特性に誤差が生じ、また
その誤差を予め考慮し”Ｃ設計するのは非常に煩わしい
ものである。また、電極フィンガー６．８間や７．９間
の励受撮による影響を無視できる程度に小さくするため
、それらの間に位置する電極フィンガー７および１１．
８および１２のフィンガー先端を接近させ゛Ｃクロス斜
線の領域を小さくすると、パターン形成時に両フィンガ
ー７および１１．８および１２が先端で短絡し”〔しま
う危険性が生ずる。
後者のりフレクシジン法あるいはミラー法は、所定の周
波数特性の中心周波数をｆ、とすると、２ｆｏに対し°
Ｃ線対称となる中心周波数が５ｆａの虚像を想定する手
法であり、得られるインパルス応答は上述の奇−偶関数
法の場合と同様となり、電極パターンも第６図および第
７図（’）、（１））のものと同じように決定し、上述
したと同様の問題点を有し°Ｃいる。
波数特性の中心周波数をｆ、とすると、２ｆｏに対し°
Ｃ線対称となる中心周波数が５ｆａの虚像を想定する手
法であり、得られるインパルス応答は上述の奇−偶関数
法の場合と同様となり、電極パターンも第６図および第
７図（’）、（１））のものと同じように決定し、上述
したと同様の問題点を有し°Ｃいる。
本発明者は、上述した従来技術の欠点を除去した弾性表
面波フィルタを＃ａｉ（昭５７−１０４３９１号とし”
Ｃ先に出願し′Ｃいる。この内容は、偶成分を構成する
インターディジタル電極の包絡線に沿つ”〔共通成極を
設け、この共通電極の片側あるいは両側に奇成分をもつ
インターディジタル電極を構成するようにしたものであ
る。
面波フィルタを＃ａｉ（昭５７−１０４３９１号とし”
Ｃ先に出願し′Ｃいる。この内容は、偶成分を構成する
インターディジタル電極の包絡線に沿つ”〔共通成極を
設け、この共通電極の片側あるいは両側に奇成分をもつ
インターディジタル電極を構成するようにしたものであ
る。
本発明は、上記先願をさらに改良したもので、先願で得
られる効果にカロえ′Ｃ１基板寸法の縮小ならびに回折
損の抑制を達成できるようにしたものである。
られる効果にカロえ′Ｃ１基板寸法の縮小ならびに回折
損の抑制を達成できるようにしたものである。
以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳述する。
第８図におい”Ｃ１ＬＩＮｂＯ３，ＰｚＴ＃ガラス基板
上のＺｎＯ８１１などからなる表面波基板２０上に、入
出力側インターディジタル電極２１．２２が所定比離隔
゛Ｃて形成されＣいる。一方のインターディジタル電極
２１は、第１および第２のインターディジタル電極２３
．２４で構成されＣいる。第１の電極２５は、第４図の
偶成分を規定するインパルス応答（実線）に基づくもの
であるが、その中に含まれＣいる零根源２３（ｌ電極指
の長さ方向へずらせて分数させ゛〔、包絡線が最大交さ
幅となる根源２５０ （１）左右（図面上］で傾斜する
ように交さ幌型付けが施され゛〔いる。第１の電極２５
の２つの共通電極部２３ａ、２５ｂのうち一方２５ｂは
上記傾斜した包絡線にほぼ沿うように形成され”Ｃいる
。第２の電極２４は、第４図の奇成分を規定するインタ
ーディジタル電極であるが、第１の１・属２３の最大交
さ幅となる根源２．５ Ｑ近傍に位置する根源が零とな
るように予め設定し”Ｃその零根源を構成する電極指を
間引いて省略し、残りの根源の中に含まれＣいる零根源
を構成する電極指も間引い゛〔省略（記号２４ｂで示す
部分）したうえで、零以外の］辰源を、″１極指の長さ
方向におい°Ｃ励振強度の最大となる位置例えば中央部
へ近付け゛Ｃ配置することによシ、第１の電極２６の非
交さ領域であつ゛（を極２３の伝播路上に形成され”〔
いる。このように構成すれば、第２の電極２４の各根源
を、励振強度最大の位置近傍に集中させることができる
。特に、記号２４ｂで示しＣいるように、残った根源と
隣接する位置にあるベキ電極指を間引い゛〔省略しＣい
るので、根源を励振強度最大の位置に自由に配置でき、
その位置への集中が確実に行える。
上のＺｎＯ８１１などからなる表面波基板２０上に、入
出力側インターディジタル電極２１．２２が所定比離隔
゛Ｃて形成されＣいる。一方のインターディジタル電極
２１は、第１および第２のインターディジタル電極２３
．２４で構成されＣいる。第１の電極２５は、第４図の
偶成分を規定するインパルス応答（実線）に基づくもの
であるが、その中に含まれＣいる零根源２３（ｌ電極指
の長さ方向へずらせて分数させ゛〔、包絡線が最大交さ
幅となる根源２５０ （１）左右（図面上］で傾斜する
ように交さ幌型付けが施され゛〔いる。第１の電極２５
の２つの共通電極部２３ａ、２５ｂのうち一方２５ｂは
上記傾斜した包絡線にほぼ沿うように形成され”Ｃいる
。第２の電極２４は、第４図の奇成分を規定するインタ
ーディジタル電極であるが、第１の１・属２３の最大交
さ幅となる根源２．５ Ｑ近傍に位置する根源が零とな
るように予め設定し”Ｃその零根源を構成する電極指を
間引いて省略し、残りの根源の中に含まれＣいる零根源
を構成する電極指も間引い゛〔省略（記号２４ｂで示す
部分）したうえで、零以外の］辰源を、″１極指の長さ
方向におい°Ｃ励振強度の最大となる位置例えば中央部
へ近付け゛Ｃ配置することによシ、第１の電極２６の非
交さ領域であつ゛（を極２３の伝播路上に形成され”〔
いる。このように構成すれば、第２の電極２４の各根源
を、励振強度最大の位置近傍に集中させることができる
。特に、記号２４ｂで示しＣいるように、残った根源と
隣接する位置にあるベキ電極指を間引い゛〔省略しＣい
るので、根源を励振強度最大の位置に自由に配置でき、
その位置への集中が確実に行える。
したがり゛Ｃ％第１の゛成極２５の最大交さ幅の根源２
５０の外側には他の根源が配置されず、その分だけ基板
寸法を小さくすることができる。しかも、第２の電極２
４が元々励振強度の大きい中央部に確実に集中させられ
るので回折損などの影響がなく、計算誤差が少なくなる
。
５０の外側には他の根源が配置されず、その分だけ基板
寸法を小さくすることができる。しかも、第２の電極２
４が元々励振強度の大きい中央部に確実に集中させられ
るので回折損などの影響がなく、計算誤差が少なくなる
。
第２の電極２４は、第１の電極２３の共通電極部２３ｂ
と、第１の成＠２３の最大交さ幅の銀源２３０に接近し
て形成された別個の共通電極部２４ａとから電極指を交
互に突出させて構成されている。第２の電極２４の共通
電極部２４ａと第１の電極２３の共通電極部２３ａとは
、シールド電極２５により°〔結合され′Ｃいる。端子
電極２６゜２７．２８．２９は基板２０の各隅に形成さ
れ、それぞれ所定の共通電極部に接続され・〔いる。
と、第１の成＠２３の最大交さ幅の銀源２３０に接近し
て形成された別個の共通電極部２４ａとから電極指を交
互に突出させて構成されている。第２の電極２４の共通
電極部２４ａと第１の電極２３の共通電極部２３ａとは
、シールド電極２５により°〔結合され′Ｃいる。端子
電極２６゜２７．２８．２９は基板２０の各隅に形成さ
れ、それぞれ所定の共通電極部に接続され・〔いる。
次に、第２電極２４における第１鑞極２６の最大交さ幅
の銀源２５０近傍に位置する振源を零にする方法につい
て簡単に述べる。
の銀源２５０近傍に位置する振源を零にする方法につい
て簡単に述べる。
前述したように、所望の周波数特性を式（３）であられ
すと、そのインパルス応答は、 ｈ（す＝＝ ｈＲ’ｔ）−ｊ ま１工１１）２加に）。
すと、そのインパルス応答は、 ｈ（す＝＝ ｈＲ’ｔ）−ｊ ま１工１１）２加に）。
ｊ （２”ｔ＋ψ） ａｒ−Ｊｊａ徊、ｊ Ｇｌ！７ｒ
ｆｔ−＋４９，７４）とな）、第１１図に示すような特
性となる。第１１図ニオ・説明の便宜上ｍ１．４．５図
とは必ずしも一致させＣいない。す７レクシヨン法など
の手法によれば、第１１図におい゛（ｔ＝＝ Ｉの時間
間陥で４ｆ。
ｆｔ−＋４９，７４）とな）、第１１図に示すような特
性となる。第１１図ニオ・説明の便宜上ｍ１．４．５図
とは必ずしも一致させＣいない。す７レクシヨン法など
の手法によれば、第１１図におい゛（ｔ＝＝ Ｉの時間
間陥で４ｆ。
デーぞ勿サンプリングしく笑線天印）、偶数番目に相当
するデータに基い′〔偶成分のインターディジタル電極
２６を構成し、奇数番目に相当するデータに基い′ＣＣ
酸成分インターディジタル電量２４を育成し°Ｃいる。
するデータに基い′〔偶成分のインターディジタル電極
２６を構成し、奇数番目に相当するデータに基い′ＣＣ
酸成分インターディジタル電量２４を育成し°Ｃいる。
奇−偶関数法につい・Ｃも同じ電極構成となる。しかし
７、本実施例では、サンプリングの時間間＠金わずかに
変えることによシ、偶成分や奇成分を変え、例えば偶成
分の最大値近傍で９奇数分の銀源を小さくする。すなわ
ち、ｔ’＝＝１１図の破線のように奇成分の銀源が小さ
くなり°Ｃい〈。さらに、励振強度（１）最大値を相対
尺度で１とすると、例えば０．０２以下の銀源を強制的
に零に設定する。もらろん、強制的に銀源を零にした場
合には他の銀源で補正し−ＣＤ＜。このように構成する
ことにより、従来の「「他パターンから第８図の電極構
成となシ、これが上述した一実施例である。
７、本実施例では、サンプリングの時間間＠金わずかに
変えることによシ、偶成分や奇成分を変え、例えば偶成
分の最大値近傍で９奇数分の銀源を小さくする。すなわ
ち、ｔ’＝＝１１図の破線のように奇成分の銀源が小さ
くなり°Ｃい〈。さらに、励振強度（１）最大値を相対
尺度で１とすると、例えば０．０２以下の銀源を強制的
に零に設定する。もらろん、強制的に銀源を零にした場
合には他の銀源で補正し−ＣＤ＜。このように構成する
ことにより、従来の「「他パターンから第８図の電極構
成となシ、これが上述した一実施例である。
第９図は他の実施例を示し、上記実施例との相違点は、
ＴＴＩ除去の効果をもたせるために、電極２３．２４
ｋスプリット１極形に構成した仁とにある。この実施例
によれば、スプリット′）！極の対の電極指を同一長さ
で構成でき、従来のミラー法（又はり７レクシヨｙ法）
と比較し′Ｃ計算誤差が少なくなる。このスゲリット電
極を用いた実施例では、零根源の数が少ない場合、ある
いはｆｇ、４函を大きくずらせたい場合には、対のスプ
リット電極指の長さを反対−から出°Ｃいる電極指と交
さしないようにしＣ変えることにより、電極を大幅にず
らせることができ、実際上非常に有効な手段である。
ＴＴＩ除去の効果をもたせるために、電極２３．２４
ｋスプリット１極形に構成した仁とにある。この実施例
によれば、スプリット′）！極の対の電極指を同一長さ
で構成でき、従来のミラー法（又はり７レクシヨｙ法）
と比較し′Ｃ計算誤差が少なくなる。このスゲリット電
極を用いた実施例では、零根源の数が少ない場合、ある
いはｆｇ、４函を大きくずらせたい場合には、対のスプ
リット電極指の長さを反対−から出°Ｃいる電極指と交
さしないようにしＣ変えることにより、電極を大幅にず
らせることができ、実際上非常に有効な手段である。
第１０図はさらに他の実施例を示し、第８図１の実施例
との相違点は、′４憑源を構成する電極指２４Ｃｔ−１
間引くことなくそのまま残し、電極共通部２５ｂ、２４
Ｌなどから電気的に絶縁しＣ浮かすようにしたことにあ
る。この電気的に浮かした電ＩＭ指２４０によシ、表面
波の音速の均一化をはかることができる。
との相違点は、′４憑源を構成する電極指２４Ｃｔ−１
間引くことなくそのまま残し、電極共通部２５ｂ、２４
Ｌなどから電気的に絶縁しＣ浮かすようにしたことにあ
る。この電気的に浮かした電ＩＭ指２４０によシ、表面
波の音速の均一化をはかることができる。
上記各実施例における電極は非常にシンプルな包絡線を
もつものを例示し・〔いるが、本発明はいかなる包絡線
をもつ電極であつＣも適用可能なものである。また、本
明細書でいうところの偶成分および奇成分は、奇−偶関
数法における偶成分および奇成分、リフレクション法に
おける対称成分および非対称成分などを総称しＣいる。
もつものを例示し・〔いるが、本発明はいかなる包絡線
をもつ電極であつＣも適用可能なものである。また、本
明細書でいうところの偶成分および奇成分は、奇−偶関
数法における偶成分および奇成分、リフレクション法に
おける対称成分および非対称成分などを総称しＣいる。
さらに、位相が補正され゛〔設計される場合には、交差
幅の最大値が奇関数側にある場合もあり、その場合には
ｊｐＪ関数の方で上述の手法をとればよい。
幅の最大値が奇関数側にある場合もあり、その場合には
ｊｐＪ関数の方で上述の手法をとればよい。
以上説明したように、本発明によれば、ミラー法と同程
度又はそれ以下の基板寸法でもつ・Ｃ１所望周波数特性
が誤差なく確実に得られ、また設計時の煩雑な計算も軽
減され、しかもシングル電極でもスゲリット電極でも構
成でき、さらには回折１員の影響も極力小さくすること
ができる。
度又はそれ以下の基板寸法でもつ・Ｃ１所望周波数特性
が誤差なく確実に得られ、また設計時の煩雑な計算も軽
減され、しかもシングル電極でもスゲリット電極でも構
成でき、さらには回折１員の影響も極力小さくすること
ができる。
第１図は従来の可変ピッチａｔ極におけるインパルス応
答特性図、第２〜５図は従来例及び本発明の説明に用い
る図で、第２図はＨｌ（ω）とＨ，（ω）の周波数特性
図、第３図はＨＲ（りとｊＨｚ（ωンの周波数特性図、
第４図はＨＲ（ω）とｊＨｘ（ω）のインパルス応答特
性図、第５図はｎｕ（ω）とｊＨｚ（ω）とを合成した
インパルス応答特性図、第６図は従来のフィルタを示す
図、第７図（ａ）は池の従来フィロ、第１千図は本発明
の説明に用いるインパルス応答特性図である。 特許出願人 株式会社村田裏作所 −かｕ ２冒 今 第４図 第８図 第？図
答特性図、第２〜５図は従来例及び本発明の説明に用い
る図で、第２図はＨｌ（ω）とＨ，（ω）の周波数特性
図、第３図はＨＲ（りとｊＨｚ（ωンの周波数特性図、
第４図はＨＲ（ω）とｊＨｘ（ω）のインパルス応答特
性図、第５図はｎｕ（ω）とｊＨｚ（ω）とを合成した
インパルス応答特性図、第６図は従来のフィルタを示す
図、第７図（ａ）は池の従来フィロ、第１千図は本発明
の説明に用いるインパルス応答特性図である。 特許出願人 株式会社村田裏作所 −かｕ ２冒 今 第４図 第８図 第？図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 中心周波数に対し非対称の周波数応答特性を得るための
、少なくとも入出力側電極を有する弾性表面波フィルタ
であつ゛〔、 少なくとも一方の電極は、交さ幅員付けを施し゛Ｃ周波
数応答特性の偶成分（または奇成分）を規定する第１の
インターディジタル電極と、主とし°Ｃ上記第１のイン
ターディジタル電−〇非交さ領域に配置される、交さ幅
員付けを施し＼て周波数応答特性の奇成分（または偶成
分）を二；二る第２のインターディジタル電極とで構成 前記第２のインターディジタル成極敲、前記第１のイン
ターディジタル電極の最大交さ幅となる根源近傍に存す
る、少なくとも１個の根源が零となるように設定され、
残りの根源が、その中に含まれる零根源を構成する電楓
指を電気的に浮かすかもしくは間引いて配置されたこと
を特徴とする弾性表面波フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12067883A JPS6012813A (ja) | 1983-07-01 | 1983-07-01 | 弾性表面波フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12067883A JPS6012813A (ja) | 1983-07-01 | 1983-07-01 | 弾性表面波フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6012813A true JPS6012813A (ja) | 1985-01-23 |
| JPH0563961B2 JPH0563961B2 (ja) | 1993-09-13 |
Family
ID=14792230
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12067883A Granted JPS6012813A (ja) | 1983-07-01 | 1983-07-01 | 弾性表面波フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6012813A (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5539933A (en) * | 1978-09-13 | 1980-03-21 | Nissan Motor Co Ltd | Process control device |
| JPS56149818A (en) * | 1980-04-23 | 1981-11-19 | Hitachi Ltd | Elastic surface wave device |
-
1983
- 1983-07-01 JP JP12067883A patent/JPS6012813A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5539933A (en) * | 1978-09-13 | 1980-03-21 | Nissan Motor Co Ltd | Process control device |
| JPS56149818A (en) * | 1980-04-23 | 1981-11-19 | Hitachi Ltd | Elastic surface wave device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0563961B2 (ja) | 1993-09-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6414414B1 (en) | Unidirectional transducer etched with surface acoustic waves | |
| US6710683B2 (en) | Surface acoustic wave filter and communications apparatus using the same | |
| US5698927A (en) | Surface acoustic wave device | |
| GB2123637A (en) | Surface acoustic wave device | |
| JPS6012813A (ja) | 弾性表面波フイルタ | |
| JPS598417A (ja) | 弾性表面波装置 | |
| JPS5847090B2 (ja) | 弾性表面波フイルタ | |
| JPS59123305A (ja) | 弾性表面波フイルタ | |
| JPH03204212A (ja) | 弾性表面波デバイス及び弾性表面波フィルタ | |
| JP3436246B2 (ja) | 弾性表面波フィルタ及びこれを用いた通信機器 | |
| JPH07122965A (ja) | 弾性表面波フィルタ | |
| JPS6012812A (ja) | 弾性表面波フイルタ | |
| GB2044569A (en) | Surface acoustic wave device having asymmetrical amplitude characteristics | |
| JPS58220517A (ja) | 弾性表面波フイルタ | |
| JP5053616B2 (ja) | 弾性表面波フィルタ | |
| JP2714189B2 (ja) | 弾性表面波フィルタとそれを用いた通信装置 | |
| JPS60246115A (ja) | 表面波フイルタ | |
| JPH08265091A (ja) | Ｓａｗデバイス | |
| JPH08204492A (ja) | 弾性表面波トランスデューサ | |
| JPH02260908A (ja) | 弾性表面波装置 | |
| JPH03270309A (ja) | 多電極構成型弾性表面波素子 | |
| JPS62286305A (ja) | 弾性表面波装置 | |
| JPS61181216A (ja) | 弾性表面波フイルタ | |
| JPH01225211A (ja) | 弾性表面波素子 | |
| JPH033408B2 (ja) |