JPS60103717A - 電圧・周波数変換回路 - Google Patents
電圧・周波数変換回路Info
- Publication number
- JPS60103717A JPS60103717A JP58211933A JP21193383A JPS60103717A JP S60103717 A JPS60103717 A JP S60103717A JP 58211933 A JP58211933 A JP 58211933A JP 21193383 A JP21193383 A JP 21193383A JP S60103717 A JPS60103717 A JP S60103717A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- signal
- input
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/023—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of differential amplifiers or comparators, with internal or external positive feedback
- H03K3/0231—Astable circuits
Landscapes
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、主として電子式電力量計に用いられる電圧
・周波数変換回路Ｇこ関するものである。
・周波数変換回路Ｇこ関するものである。
電子式電力量計では、配電線の負荷７Ｊ、圧と消費電流
とを乗算器で乗障して瞬時′１ｉ＋力に比例した′電圧
信号を作り出し、この’４圧信号を′電圧・周波数変換
回路に入力して、その電圧、すなわち瞬時電力に比例し
た周波数の矩形波信号を出力はせ、この矩形波列信号を
カウンタ回路で計数して、電力量を算出し、表示部でそ
の電力量を積算表示している。
とを乗算器で乗障して瞬時′１ｉ＋力に比例した′電圧
信号を作り出し、この’４圧信号を′電圧・周波数変換
回路に入力して、その電圧、すなわち瞬時電力に比例し
た周波数の矩形波信号を出力はせ、この矩形波列信号を
カウンタ回路で計数して、電力量を算出し、表示部でそ
の電力量を積算表示している。
ここで、上記′−圧・周波数変換回路は、布力瓜計のｎ
４度を高めるために、数ｍＶから数十Ｖまでの極めて広
い電圧領域において入力電圧に対する出力周波数の直線
性が要求される。
４度を高めるために、数ｍＶから数十Ｖまでの極めて広
い電圧領域において入力電圧に対する出力周波数の直線
性が要求される。
ところが、この種の電圧・周波数変換回路では、高い周
波数領域において、回路素子の作動遅れにより誤作を生
じ、上記直線性が損なわれてしまう。
波数領域において、回路素子の作動遅れにより誤作を生
じ、上記直線性が損なわれてしまう。
これを第１図に示す従来の電圧・周波数変換回路に基づ
いて詳しく説明する。
いて詳しく説明する。
第１図において、ｔｉｏ） 、 ＋１０）は１対の入力
端子で、この入力端子１１０） 、 ＋ｌＯ）において
上記した乗算器からの瞬間電力に比例した入力電圧信号
とを受け、演算増幅器（１」）および抵抗体ｏ２）、（
至）を有する大刀回路０４）を経て、絶対値が等しく極
性の異なる１対の直流電圧信号ｅｐＩ：、ｅｎを取り出
す。（１５）はアナログスイッチからなる反転スイッチ
ング回路−（ｉ６）は抵抗体・α乃は演算増幅器（至）
）の負帰還回路にコンデンサ（１１１）を接続してなる
積分器、に）は演算増幅器娑０およヒ抵抗体（社）ｌに
）からなるヒステリシスコンパレータを構成する出力回
路で、上記積分器（１７）の出力電圧Ｅ。が第２図（Ａ
）に示す所定の上限値＋ｖＨおよび下限値−ＶＲに達す
るごとに反転する矩形波信号ａ（第２図（Ｂ））を出力
するものである。この矩形波信号ａは上記反転スイッチ
ング回路＋１５）を駆動する信号としても用いられる。
端子で、この入力端子１１０） 、 ＋ｌＯ）において
上記した乗算器からの瞬間電力に比例した入力電圧信号
とを受け、演算増幅器（１」）および抵抗体ｏ２）、（
至）を有する大刀回路０４）を経て、絶対値が等しく極
性の異なる１対の直流電圧信号ｅｐＩ：、ｅｎを取り出
す。（１５）はアナログスイッチからなる反転スイッチ
ング回路−（ｉ６）は抵抗体・α乃は演算増幅器（至）
）の負帰還回路にコンデンサ（１１１）を接続してなる
積分器、に）は演算増幅器娑０およヒ抵抗体（社）ｌに
）からなるヒステリシスコンパレータを構成する出力回
路で、上記積分器（１７）の出力電圧Ｅ。が第２図（Ａ
）に示す所定の上限値＋ｖＨおよび下限値−ＶＲに達す
るごとに反転する矩形波信号ａ（第２図（Ｂ））を出力
するものである。この矩形波信号ａは上記反転スイッチ
ング回路＋１５）を駆動する信号としても用いられる。
つぎに、上記構成の作動Ｑこついて説明する。反転スイ
ッチング回路１Ｊ５）が図示の作動状態にあるとき・積
分器（１７）の負入力部（ハ）に直流′ｄ圧信号θｐが
入力され、コンデンサ胡）が充電される。これにより積
分がなされ、積分器（１７）の出力′１４１圧Ｅ。が第
２図（Ａ）の右下りの直線Ｌ２で示すように下降する。
ッチング回路１Ｊ５）が図示の作動状態にあるとき・積
分器（１７）の負入力部（ハ）に直流′ｄ圧信号θｐが
入力され、コンデンサ胡）が充電される。これにより積
分がなされ、積分器（１７）の出力′１４１圧Ｅ。が第
２図（Ａ）の右下りの直線Ｌ２で示すように下降する。
上記出力電圧ｇｏが所定の下限値−ＶＲに達すると、ヒ
ステリシスコンパレータ（社）から出力される矩形波信
号ａｔ／ｉ第２図（Ｂ）に示すように論理レベｌし亀Ｏ
Ｉとなる。
ステリシスコンパレータ（社）から出力される矩形波信
号ａｔ／ｉ第２図（Ｂ）に示すように論理レベｌし亀Ｏ
Ｉとなる。
この矩形波信号ａにより反転スイッチング回路Ｌ１５１
が反転作動し、直流電信号＠ｅｎが積分器α７）の負入
力部（ハ）に入力される。これによりコンデンサθ９）
が放電され、積分回路αηの出力電圧１１ｉｏが第２図
（Ａ＞の右上りの直線り、で示すように上昇する。この
出力電圧Ｅｏか所定の上限値＋ＶＲに達すると、第１図
のヒステリシスコンパレータに）からの矩形波信号ａが
第２図（Ｂ）のように論理レベ／１．’ ％ Ｉ Ｎと
なり、この矩形波信号ａにより反転スイッチング回路Ｕ
５）が再び反転作動し、元の状態に戻る。
が反転作動し、直流電信号＠ｅｎが積分器α７）の負入
力部（ハ）に入力される。これによりコンデンサθ９）
が放電され、積分回路αηの出力電圧１１ｉｏが第２図
（Ａ＞の右上りの直線り、で示すように上昇する。この
出力電圧Ｅｏか所定の上限値＋ＶＲに達すると、第１図
のヒステリシスコンパレータに）からの矩形波信号ａが
第２図（Ｂ）のように論理レベ／１．’ ％ Ｉ Ｎと
なり、この矩形波信号ａにより反転スイッチング回路Ｕ
５）が再び反転作動し、元の状態に戻る。
こうして得られた第２図ｃＡ）の積分電圧ｌ。は、第１
図の入力電圧信号ｅが大きい程急勾配となり、第２図（
４）の周期Ｔが短くなる。この周期Ｔは第２図（Ｂ）の
矩形波信号＆の周期と同一であるから一理論上この矩形
波信号ａの周波数が入力電圧信号ｅの大きさに比例する
。
図の入力電圧信号ｅが大きい程急勾配となり、第２図（
４）の周期Ｔが短くなる。この周期Ｔは第２図（Ｂ）の
矩形波信号＆の周期と同一であるから一理論上この矩形
波信号ａの周波数が入力電圧信号ｅの大きさに比例する
。
ところが、実際には、第１図のヒステリシスコンパレー
タ（ハ）の入出力の遅れ、反転スイッチング回路ｕ５）
の切替時間等、いわゆる回路素子の遅れがあるために、
第２図（Ａ）に示すオーバシュー）Ｅｒおよびアンダー
シュー）−ＩＣｒが生じ、積分゛電圧Ｅ。の周期Ｔが貞
の値Ｔ。よりも４ｔａだけ長くなり、上記した入力電圧
信号ｅと矩形波信号ａの周波数との間の比例関係−すな
わち、直線性が損なわれる。
タ（ハ）の入出力の遅れ、反転スイッチング回路ｕ５）
の切替時間等、いわゆる回路素子の遅れがあるために、
第２図（Ａ）に示すオーバシュー）Ｅｒおよびアンダー
シュー）−ＩＣｒが生じ、積分゛電圧Ｅ。の周期Ｔが貞
の値Ｔ。よりも４ｔａだけ長くなり、上記した入力電圧
信号ｅと矩形波信号ａの周波数との間の比例関係−すな
わち、直線性が損なわれる。
これを数式を用いて説明するとつぎのようになる。
抵抗体α６）の抵抗値を馬−コンデンサＣ１ｏ）の容量
を０とすると−オーバシュートによる電荷蓄積量は馬
ＯＲ３ したがって−一周期Ｔにおける電荷量は一ｐ となり、ｔａ＝Ｑ 、つまりオーバシュートがなけれる
が、ｔｄＮＯなることにより、前述の比例関係が成立し
なくなる。
を０とすると−オーバシュートによる電荷蓄積量は馬
ＯＲ３ したがって−一周期Ｔにおける電荷量は一ｐ となり、ｔａ＝Ｑ 、つまりオーバシュートがなけれる
が、ｔｄＮＯなることにより、前述の比例関係が成立し
なくなる。
この発明は上記従来の欠点を解消するためになされたも
ので、簡単な構成で入力電圧に対する出力周波数の直線
性を確保し得る１に圧・周波数変換回路を提供すること
を目的としている。
ので、簡単な構成で入力電圧に対する出力周波数の直線
性を確保し得る１に圧・周波数変換回路を提供すること
を目的としている。
第６図はこの発明に係る電圧・周波数変換回路の一例を
示すものである。同図において、入力回路０４）、反転
スイッチング回路ｌ１５）、積分器（１７）は第１図の
構成と同一であり、説明を省略する。この発明の特徴は
ヒステリシスコンパレータを構成する出力回路（ハ）と
反転スイッチング回路（１５１との間に抵抗体に）を接
続して出力回路（ロ）における抵抗体（社）。
示すものである。同図において、入力回路０４）、反転
スイッチング回路ｌ１５）、積分器（１７）は第１図の
構成と同一であり、説明を省略する。この発明の特徴は
ヒステリシスコンパレータを構成する出力回路（ハ）と
反転スイッチング回路（１５１との間に抵抗体に）を接
続して出力回路（ロ）における抵抗体（社）。
（財）とともに分圧回路を構成するフィードフォワード
回路＠０友彫成した点にある。
回路＠０友彫成した点にある。
すなわち、上記フィードフォワード回路０］）は抵抗体
−からなり、反転スイッチング回路１１５１と演算増幅
器＠めの正入力部に）に接続されて、上記直流電圧信号
ｅｎ、ｅｐを交互に、また出力信号上Ｅｒを交互に受け
、この信号ｅｎ、ｅｐ、±Ｅｒを入力電圧信号ｅに対す
る出力周波数ｆの直線性が保持されるように分圧する。
−からなり、反転スイッチング回路１１５１と演算増幅
器＠めの正入力部に）に接続されて、上記直流電圧信号
ｅｎ、ｅｐを交互に、また出力信号上Ｅｒを交互に受け
、この信号ｅｎ、ｅｐ、±Ｅｒを入力電圧信号ｅに対す
る出力周波数ｆの直線性が保持されるように分圧する。
これを数式を用いて説明するとつぎのようになる。
抵抗体に）、（財）の各抵抗値をそれぞれＲ４ｈ ”５
とし、フィードフォワード回路偽りの抵抗体−の抵抗値
をＲ６トスると一反転スイツチング回路ＩＪ５）により
直流電圧信号ｅｐが選択されている状態では、出力回路
に）のスレシホールド′「１イ圧を決定する演算増幅器
＠υの正入力部に）の電圧ｖｔは− 前記（２）式の−ＶＲに（３）式のＶｔを代入すると、
・・・（５） を選ぶことにより、 となり、出力周波数ｆ全人力゛屯圧ｏｐ（＝ｅ）に比例
させることができる。つまり、両者の関係に直線性をも
たせることができる。このことは第４図に示すように周
期Ｔが真の周期Ｔ。と一致することからも容易に理解さ
れる。
とし、フィードフォワード回路偽りの抵抗体−の抵抗値
をＲ６トスると一反転スイツチング回路ＩＪ５）により
直流電圧信号ｅｐが選択されている状態では、出力回路
に）のスレシホールド′「１イ圧を決定する演算増幅器
＠υの正入力部に）の電圧ｖｔは− 前記（２）式の−ＶＲに（３）式のＶｔを代入すると、
・・・（５） を選ぶことにより、 となり、出力周波数ｆ全人力゛屯圧ｏｐ（＝ｅ）に比例
させることができる。つまり、両者の関係に直線性をも
たせることができる。このことは第４図に示すように周
期Ｔが真の周期Ｔ。と一致することからも容易に理解さ
れる。
このように直線性の良い電圧・周波数変換回路を電子式
の電力量計に用いると、電力量計の精度が向上する。
の電力量計に用いると、電力量計の精度が向上する。
上記実施例においては、入力回路Ｈにおいて、２つの絶
対値の等しい極性の電圧を発生させているが、入力電圧
として、この条件が満されるものであれば、この入力回
路０４１が不要となることは言うまでもない。
対値の等しい極性の電圧を発生させているが、入力電圧
として、この条件が満されるものであれば、この入力回
路０４１が不要となることは言うまでもない。
以上説明したように、この発明によれば、反転スイッチ
ング回路と出力回路との間に・抵抗体で構成されて分圧
回路の一部を構成するフィードフォワード回路を設ける
ことにより、回路素子の作動遅れがあっても、入力電圧
に対する出力周波数の直線性を確実に保持することがで
き、しかもフィードフォワード回路は抵抗体で構成され
たものであるから、全体の構成の複雑化を招くことがな
く、消費電力も低減できる。とくに、反転スイッチング
回路を介して受ける直流電圧信号を分圧して積分器に入
力するようものとは、該積分器を構成する演算増幅器の
入力オフセラ） ’ｔＨ圧の影響が少なく、高精度のも
のが得られる利点がある。
ング回路と出力回路との間に・抵抗体で構成されて分圧
回路の一部を構成するフィードフォワード回路を設ける
ことにより、回路素子の作動遅れがあっても、入力電圧
に対する出力周波数の直線性を確実に保持することがで
き、しかもフィードフォワード回路は抵抗体で構成され
たものであるから、全体の構成の複雑化を招くことがな
く、消費電力も低減できる。とくに、反転スイッチング
回路を介して受ける直流電圧信号を分圧して積分器に入
力するようものとは、該積分器を構成する演算増幅器の
入力オフセラ） ’ｔＨ圧の影響が少なく、高精度のも
のが得られる利点がある。
第１図は従来の電圧・周波数変換回路を示す電気回路図
、第２図は同従来例の動作説明用の信号波形図、第６図
はこの発明Ｏこ係る電圧・周波数変換回路の一例を示す
゛１１気回路図、第４図は同実施例の動作説明用の信号
波形図である。 す４）・・・入力回路、（２）・・・反転スイッチング
回路、θ７）・・・積分器、α８）・・・演算増幅器、
（１９）・・・コンデンサ、（２４） 。 に）・・・入力部、優υ・・・フィードフォワード回路
、ａ・・・矩形波信号、ＶＲ・・・上限値、−ＶＲ・・
・下限ｉ。 なお、図中、同−符一号は同一もしくは相当部分を示す
。 代理人 大 岩 増 雄
、第２図は同従来例の動作説明用の信号波形図、第６図
はこの発明Ｏこ係る電圧・周波数変換回路の一例を示す
゛１１気回路図、第４図は同実施例の動作説明用の信号
波形図である。 す４）・・・入力回路、（２）・・・反転スイッチング
回路、θ７）・・・積分器、α８）・・・演算増幅器、
（１９）・・・コンデンサ、（２４） 。 に）・・・入力部、優υ・・・フィードフォワード回路
、ａ・・・矩形波信号、ＶＲ・・・上限値、−ＶＲ・・
・下限ｉ。 なお、図中、同−符一号は同一もしくは相当部分を示す
。 代理人 大 岩 増 雄
Claims (1)
- （１）入力信号を受けて絶対値が等しく、極性の異なる
１対の直流電圧信号を出力する入力回路と、演算増幅器
の負帰還回路にコンデンサ金接続してなり、一方の入力
部に反転スイッチング回路を介して上記１″Ａの直流電
圧信号を交互に受け、所定の上限値および下限値まで積
分する積分器と、この積分器の出力信号が上限値および
下限値に達するごとに反転する矩形波信号を出力する出
力回路と、上記出力回路の他方の入力部に接続され、上
記入力回路からの信号のうち・反転スイッチング回路を
介して上記出力回路の直流電圧信号とは異なる極性の直
流電圧信号を受けるフィードフォワード回路と、このフ
ィードフォワード回路を含み、このフィードフォワード
回路からのこの直流電圧信号と前記出力回路の直流電圧
信号とを、入力電圧に対する出力周波数の直線性が保持
されるように合成１分圧して上記出力回路に入力させる
分圧回路とを具備し、上記矩Ｊ１ぞ波信号により上記反
転スイッチング回路を駆動するように構成してなる電圧
・周波数変換回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58211933A JPS60103717A (ja) | 1983-11-09 | 1983-11-09 | 電圧・周波数変換回路 |
| KR2019900000715U KR900006664Y1 (ko) | 1983-11-09 | 1990-01-22 | 전압, 주파수 변환회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58211933A JPS60103717A (ja) | 1983-11-09 | 1983-11-09 | 電圧・周波数変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60103717A true JPS60103717A (ja) | 1985-06-08 |
| JPH0228927B2 JPH0228927B2 (ja) | 1990-06-27 |
Family
ID=16614081
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58211933A Granted JPS60103717A (ja) | 1983-11-09 | 1983-11-09 | 電圧・周波数変換回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60103717A (ja) |
| KR (1) | KR900006664Y1 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7206062B2 (ja) * | 2018-06-19 | 2023-01-17 | 新電元工業株式会社 | 発振回路および発振回路の制御方法 |
-
1983
- 1983-11-09 JP JP58211933A patent/JPS60103717A/ja active Granted
-
1990
- 1990-01-22 KR KR2019900000715U patent/KR900006664Y1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0228927B2 (ja) | 1990-06-27 |
| KR900006664Y1 (ko) | 1990-07-26 |
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