JPS596147B2 - シユウハスウデンアツヘンカンソウチ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は半導体制御整流素子（以下サイリスタという）
を強制転流し、多相交流電源電圧の相を変換することに
よつてその周波数および電圧および位相を所定のものに
変換し、その出力を負荷に供給する周波数電圧変換装置
に関するもので、これまでの転流方式の電圧転流方式よ
り、さらに電流転流方式に改善することによつて、相数
の多い多相交流の相変換に適した、インピーダンス素子
の少ない、小形で、軽量な、回路動作の安全性と信頼性
の一層すぐれた、効率のよい、周波数および電圧および
位相を同時に適当に制御できる周波数電圧変換装置を提
供するのが目的であります。

従来、サイリスタを強制転流することによつて多相交流
の相を変換して多相交流電源の周波数、電圧、位相を変
換する方式には、多相の変圧器の電圧の相をサイリスタ
によつて次々切換える方式があります。これは変圧器の
２次側に切換の相数に応じた巻線が必要であり、これに
よつて変換装置の重量は重くなり、また形も大きくなり
、さらにこれは切換の過渡時の電力損失も多い。この変
圧器を使用しない方式では、サイリスタを使用して多相
交流の相を切換える作用効果をもたせたものがあります
。これは小形軽量であり、切換の過渡時の電力損失は少
なくなり実用的であります。従来のこの方式では後述す
るように相切換用のサイリスタ（以下これを主サイリス
タということにします）にそれぞれインピーダンス素子
が直列に接続されていて、これに転流コンデンサの逆電
圧を加えて、その逆電圧によつて主サイリスタを非導通
とし、転流するもので、転流時は転流回路でこのインピ
ーダンス素子がすべて並列になるので、ますますその合
成インピーダンス素子の値が小さくなり、回路の転流時
間もそれによつて短くなります。それで相数を増すほど
、各インピーダンス素子の値を大きくするか、転流コン
デンサの値を大きくして、回路の転流時間を所定の値に
せねばなりません。また切換の相を多くすると、それに
従つてインピーダンス素子の数も多くせねばなりません
。またこの各インピーダンス素子には負荷電流も流れる
ので、負荷電流が大きくなるとそれに応じて巻線の太さ
も大きくなります。また転流時の主サイリスタの電圧は
転流ワンデンサの放電・反転・充電電圧に等しく変化が
急峻なので、過渡的な安定性、信頼性が良くありません
。本発明は、この転流回路の改良によつて、従来の電圧
転流方式に対して、転流コンデンサの電流を単相全波半
導体整流素子ブリツジ（以下ダイオードブリツジという
ことにします）に流し、それに接続された主サイリスタ
を転流する電流転流方式にて多相交流の切換を行なうも
ので、従米のように各主サイリスタにそれぞれ直列に接
続された転流用インピーダンス素子を必要とせず、出力
波形を良好にするための相数を増加してもインピーダン
ス素子の数は増加せず、小数のインピーダンス素子を用
いて、充分良好な多相交流の切換が可能であります。

また転流時の主サイリスタの過渡電圧においても、負電
圧はほとんど零に等しく従来のような大きな過渡変化は
なく、また転流時間は従来の大体２倍となります。それ
で装置は可及的に小形、軽量となり、変換効率のよい安
全性、信頼性の一層すぐれた、負荷変動時の電圧変動も
少ない、周波数制御範囲も電源周波数の上下に広く、位
相、相順、電圧も同時に制御できる種々の特徴をもつた
周波数電圧変換装置を提供するものであります。以下、
本発明の周波数電圧変換装置の基本原理、回路構成、そ
の動作原理について説明します。

一般にＮ相で周波数Ｆ。の交流電源を毎秒ｆ回その相を
切換えると、出力の基本波の周波数ＦはＦ＝Ｉ（ｆ／Ｎ
）−ＦＯＩで表わされます。また切換を瞬時にせず出力
の出ない休止期間を作ると出力電圧を制御することもで
きます。この出力の基本波の電圧の最大値ＥはＥ二〔Ｎ
−ＥＯ−Ｓｌｎ（πａ／Ｎ）〕／πとなります。こ＼で
Ｅ。は電源電圧の最大値、αは相変換装置の導通周期を
相の切換周期で割つたもので主サイリスタの導通率であ
ります。またπは円周率であります。また出力電圧の位
相は電源電圧と相切換周期の位相の差に比例しています
。それゆえ、相切換周波数ｆを制御すると出力周波数を
広範囲に変えることができ・、また相切換周波数ｆが（
ｆ／Ｎ）〉ＦＯと（ｆ／Ｎ）くＦ。の場合で相順が変り
ます。また出力電圧はαを変えることによつて制御する
ことができます。そして出力電圧の位相は電源電圧に対
する相切換周期の位相を変えて制御することができます
。第１図は本発明の周波数電圧変換装置の一実施例を示
す回路図であり、こ＼では一例として３相交流電源につ
いて説明しているが相数の多い場合も同様に説明するこ
とができます。第１図で１は交流電源、２はスイツチ、
３は負荷、４は転流用のコンデンサ、５は転流用のコイ
ルでコンデンサ４と共振作用をします。

６，７，８，９はそれぞれ転流用のサイリスタで６ａ，
７ａ，８ａ，９ａはそれぞれの陽極、６ｂ，７ｂ，８ｂ
，９ｂはそれぞれその陰極、６ｃ，７ｃ，８ｃ，９ｃは
それぞれその制御電極であります。

そしてこの６，７，８，９の転流用サイリスタは単相全
波サイリスタブリツジチヨツパ１０４を構成していて、
その交流端子ＣＤ間にコンデンサ４とコイル５が直列に
接続されています。そしてこのブリツジチヨツパ１０４
の直流端子の陽極端子をＡ１陰極端子をＢとしています
。そしてサイリスタ６とサイリスタ７は同時に点弧され
、またサイリスタ８とサイリスタ９が同時に点弧されま
す。１０，２０，３０，４０，５０，６０，７０，８０
，９０はそれぞれ相切換用の主サイリスタであります。

１０ａ，２０ａ，３０ａ，４０ａ，５０ａ，６０ａ，７
０ａ，８０ａ，９０ａはその陽極であり、１０ｂ，２０
ｂ，３０ｂ，４０ｂ，５０ｂ，６０ｂ，７０ｂ，８０ｂ
，９０ｂはその陰極であります。

また１０ｃ，２０ｃ，３０ｃ，４０ｃ，５０ｃ，６０ｃ
，７０ｃ，８０ｃ，９０ｃはその制御電極であります。
またサイリスタ１０，２０，３０で一組の相切換プロツ
ク１０１を構成し、サイリスタ４０，５０，６０で一組
の相切換プロツク１０２を構成し、サイリスタ７０，８
０，９０で一組の相切換プロツク１０３を構成していま
す。そして各プロツク内のサイリスタは同時に点弧する
ものであります。また１１，１２，１３，１４，および
２１，２２，２３，２４および３１，３２，３３，３４
および４１，４２，４３，４４および５１，５２，５３
，５４および６１，６２，６３，６４および７１，７２
，７３，７４および８１，８２，８３，８４および９１
，９２，９３，９４はそれぞれダイオードで、その各４
個はそれぞれダイオードブリツジ１５，２５，３５，４
５，５５，６５，７５，８５，９５を構成しており、１
５ｃ，１５ｄ，２５ｃ，２５ｄ，３５ｃ，３５ｄ，４５
ｃ，４５ｄ，５５ｃ，５５ｄ，６５ｃ，６５ｄ，７５ｃ
，７５ｄ，８５ｃ，８５ｄ，９５ｃ，９５ｄ，はそれぞ
れダイオードブリツジの交流端子でそのｃは電源側、ｄ
は負荷側であります。また１５ａ，１５ｂ，２５ａ，２
５ｂ，３５ａ，３５ｂ，４５ａ，４５ｂ，５５ａ，５５
ｂ，６５ａ，６５ｂ，７５ａ，７５ｂ，８５ａ，８５ｂ
，９５ａ，９５ｂはそれぞれダイオードブリツジの直流
端子であり、そのａは陽極側、そのｂは陰極側でありま
す。１６，２６，３６，４６，５６，６６，７６，８６
，９６はそれぞれダイオードで、前記各ダイオードブリ
ツジ直流端子の陽極端子より転流用サイリスタブリツジ
チヨツパ１０４の直流端子の陰極端子Ｂにそれぞれ並列
に接続しています。

（以下これを陽極側並列ダイオードといいます）１７，
２７，３７，４７，５７，６７，７７，８７，９７はそ
れぞれダイオードでサイリスフブリツジチヨツパ１０４
の直流端子の陽極端子Ａより、前記各ダイオードブリツ
ジ直流端子の陰極端子に接続しています（以下これを陰
極側並列ダイオードといいます）。１０５，１０６，１
０７はインピーダンス素子であります。

またＵ，，Ｗは周波数電圧変換装置の入力端子であり、
文字はその相に対応しています。Ｒ，Ｓ，Ｔ．はその出
力端子であります。１００は周波数電圧変換装置のサイ
リスタを点弧する制御信号発生装置であります。

その１００ａは基本パルス発生回路であり、１００ｂは
その分配器でリングカウンタであり、切換相数が３相の
場合は３進のリングカウンタであります。１００ｃは基
本パルスより適当に遅延したパルスを発生する遅延パル
ス発生回路であります。

１００ｄは遅延パルスを分配する分配器で、この場合は
フリツプフロツプ回路を使用できます。

第２図のＰ。は基本パルス発生回路１００ａのパルスで
あります。このパルスの周波数は多相交流切換周波数ｆ
に等しく、またＰａ，Ｐｂ，Ｐｃ，はリングカウンタ１
００ｂのパルスで、基本句レスＰ。はＰａ，Ｐｂ，Ｐｃ
の３つの制御信号パルスに分配されています。制御信号
パルスＰａはプロツク１０１の主サイリスタを同時に点
弧し、制御信号パルスＰｂはプロツク１０２の、制御信
号パルスＰｃはプロツク１０３の主サイリスタをそれぞ
れ点弧するものであります。ＰＯは遅延パルス発生回路
１００ｃのパルスで、基本パルスＰ。より適当な時間遅
延されています。ＰＡ，ＰＢは分配器１００ｄのパルス
で遅延パルスＰＤはＰＡ，ＰＢの２つの遅延制御信号パ
ルスに分配されています。遅延制御信号パルスＰＡは転
流用サイリスタ６と同サイリスタ７を同時に点弧します
。

遅延制御信号パルスＰＢは同サイリスタ８と同サイリス
タ９を同時に点弧します。第３図のａ図は本発明の第１
図に示す周波数電圧変換装置の主サイリスタの電圧波形
図を示しています。

そのｂ図は転流コンデンサ４の電流波形図を示していま
す。この第２図、第３図を参照比較しながら第１図の本
発明の周波数電圧変換装置の動作を説明します。先ずス
イツチ２を投入し、第２図に示すパルスＰＡまたはＰＢ
のどちらか、たとえばパルスＰＡによつて転流用サイリ
スタブリツジ１０４のサイリスタ６およびサイリスタ７
を同時に点弧するとコンデンサ４は交流電源１より各ダ
イオードブリツジを通つた整流電流によつて・印の付い
た側が正となるように充電されます。

このように始動時、転流用サイリスタを点弧してコンデ
ンサ４を充電しておき、次にパルスＰａによつてプロツ
ク１０１の主サイリスタ１０，２０，３０を同時に点弧
すると、電源電圧のＵ相の端子Ｕは出力端子Ｒに、相の
端子は出力端子Ｓに、Ｗ相の端子Ｗは出力端子Ｔに接続
され、負荷３にそれぞれ交流電圧を印加します。

これは第３図のａ図の時間ａ点に対応します。

次に同図の６点で遅延パルスＰＢにてサイリスタブリツ
ジ１０４のサイリスタ８およびサイリスタ９が導通する
と、サイリスタ６および７はコンデンサ４とコイル５の
逆電圧によつて非導通となり、このコンデンサ４の電流
はサイリスタ９→陰極側並列ダイオード→ダイオードブ
リツジ→陽極側並列ダイオード→サイリスタ８→コイル
５の順序で、９つの並列なダイオード回路を通つて●印
のついていない側が正となるように反転・充電されます
。このようにサイリスタ８および９が導通と同時にコン
デンサ４、コイル５の反転電流が各ダイオードブリツジ
に流れるので、第３図のａ図の時間Ｂｄ間のように、プ
ロツク１０１の主サイリスタ電圧はほとんど零に近い負
電圧となります。この主サイリスタに印加する負電圧の
時間を主サイリスタのターンオフタイムより大きくして
おくと、導通していた主サイリスタはすべてこの負電圧
によつて非導通となり転流が行なわれます。こ＼でイン
ピーダンス素子１０５，１０６，１０７は電源電圧がダ
イオードブリツジのダイオードに直接逆バイアス電圧を
印加しないためのもので、これがないと、例えば、電源
端子Ｕの電位が電源端子より高い時は電源端子Ｕ→ダイ
オードブリツジ４５の交流端子４５ｃ→ダイオード４２
→ダイオード４４→交流端子４５ｄ→ダイオードブリツ
ジ２５の交流端子２５ｄ→ダイオード２４→ダイオード
２２→交流端子２５ｃ→電源端子の回路においては、ダ
イオード４２とダイオード２４に逆バイアス電圧が加わ
り、端子Ｕの電位より端子の電位が高いと、例えば前記
の逆通路では、ダイオード２２とダイオード４４に逆バ
イアス電圧が加わりそれでダイオードブリツジ４５と２
５は転流時短絡しません。電源１に１０５，１０６，１
０７と同等のインピーダンス素子を含む時はインピーダ
ンス素子１０５，１０６，１０７は省略できます。また
遅延パルスＰＢの基本パルスからの遅延時間はプロツク
１０１の主サイリスタの導通時間に等しいことがわかり
ます。次にパルスＰｂによつてプロツク１０２の主サイ
リスタ４０，５０，６０が導通すると電源電圧のＵ相の
端子Ｕは出力端子Ｓに、ｖ相の端子は出力端子Ｔに、Ｗ
相の端子ｗは出力端子Ｒに接続されることになり、交流
電源１の相がプロツク１０１の導通時より一つずつ変つ
たことになります。以下同様にして、リングカウンタ１
００ｂの制御信号パルスと次の遅延制御信号パルスによ
つて電源端子の交流電圧の相は次々と切換ることになり
、それで基本パルスの周波数によつて定まる切換の周波
数を適当な値に決めると、所定の出力の周波数を得るこ
とができます。また各主サイリスタの導通期間は遅延パ
ルスＰＯの遅延時間に等しいので、遅延時間を制御する
と、各主サイリスタの導通期間を制御でき、これによつ
て出力電圧をも出力周波数と同時に制御することができ
ます。

また交流電源１の電圧と基本パルスとの相対的な位相を
変えると出力電圧の位相を制御することができます。第
４図に参考のために従来の周波数電圧変換装置の一実施
例の回路図を示しています。

１１１，１１２，１１３，１１４，１１５，１１６，１
１７，１１８，１１９はインピーダンス素子であります
。

そしてそれ以外の第１図の実施例の回路図と同じ記号で
示すものは第１図と同様の素子または回路であります。
またこの従来の周波数電圧変換装置の制御信号パルスも
第２図に示すパルス波形図と同じであります。第５図の
ａ図は第４図に示す従来の周波数電圧変換装置の主サイ
リスタの電圧の波形図を示すものであり、そのｂ図は転
流コンデンサ４の電流の波形図を示すものであります。
この第２図および第５図を比較しながら第４図の従来の
周波数電圧変換装置の転流動作について説明します。先
ずスイツチ２を投入後、第２図の制御信号パルスによつ
て第１図の場合と同様に装置は始動します。

今、転流用サイリスタブリツジ１０４のサイリスタ６と
サイリスタ７が導通しコンデンサ４が・印のついた側が
正に充電されていて、プロツク１０１の主サイリスタが
導通の状態、すなわち第５図のｂ点で示す時点において
、遅延制御信号パルスＰＢによつて転流用サイリスタ８
および９が導通した時の転流を考えます。この時コンデ
ンサ４の電流はサイリスタ９→陰極側並列ダイオード→
インピーダンス素子→ダイオードブリツジ→陽極側並列
ダイオード→サイリスタ８→コンデンサ４の順序で流れ
、９つの並列回路を通り放電します。それゆえ転流回路
のサイリスタ８および９と各ダイオードは短絡同様であ
りますので、この転流回路はコンデンサ４の電流が９つ
の並列なインピーダンス素子に分れて放電・反転する回
路と等価となります。それでコンデンサ４の電圧は並列
の各インピーダンス素子の電圧に等しく、また各インピ
ーダンス素子に並列の主サイリスタの電圧とも等しく、
このコンデンサ４の電圧は主サイリスタに対しては第５
図のａ図の時間Ｂｃ間のように逆電圧であり、これによ
つて主サイリスタは非導通となります。そしてコンデン
サの放電と共に主サイリスタの電圧は第５図のｃ点のよ
うに零になり、インピーダンス素子のインダクタンスに
よつてコンデンサ４の電圧は反転し、転流が終ります。
このように、インピーダンス素子に加わるコンデンサ４
の電圧にて主サイリスタを転流する電圧転流方式では各
主サイリスタにそれぞれインピーダンス素子が必要であ
ります。

このインピーダンス素子は転流時に並列となつてコンデ
ンサ４の電流を流すのでコンデンサ４の放電時間はその
並列の数だけ早くなり、すなわち転流時間は短くなりま
す。それで所定の転流時間を保つには、コンデンサの容
量を増すか、インピーダンス素子の値を大きくせねばな
りません。切換の相数を多くして主サイリスタが増すと
、ますます転流時間が短くなります。そしてこのインピ
ーダンス素子には負荷電流が流れるので負荷の電流が多
くなるとそれに応じてインピーダンス素子も大きくせね
ばなりません。また転流時の主サイリスタの電圧は第５
図のａ図のＢｃｄ間で示すように負電圧も大きく、その
ため他の回路への誘導作用や主サイリスタへの過渡電圧
の耐圧などにおいて安定性、信頼性が良くありません。
また回路の転流時間も第５図のａ図のＢｃ間の時間で決
まり、第３図のａ図のＢｄ間の時間できまる回路の転流
時間よりは同じコンデンサ４の電流変化に対してほとん
ど半分であります。このような従来の周波数電圧変換装
置の電圧転流方式に対して、本発明の周波数電圧変換装
置の電流転流方式は、主サイリスタに直列なインピーダ
ンス素子を必要としないので、切換の相数を増して出力
波形を良くする場合に増々有利となります。

また転流コイル５は負荷電流が流れなく、負荷電流の大
きさに直接関係しないので小形、軽量にできます。また
回路の転流時間はコンデンサ４の電流に対して従来のも
ののほとんど２倍であり、転流時間を従米のものに同じ
くすると転流コイル５、またはコンデンサ４の値を小さ
くできます。また主サイリスタの転流時の過渡電圧の負
電圧はほとんど零に近いので誘導作用やサイリスタの過
渡電圧の耐圧などにおいても安定性や信頼性が良好であ
ります。これらのように、本発明の周波数電圧変換装置
の電流転流方式は、多相交流の相変換に適した転流の作
用効果を有するものであり、これは装置を従来より可及
的に小形軽量にするばかりでなく、その動作においても
一層すぐれた安定性と信頼性を有し、インピーダンス素
子１０５，１０６，１０７は低インピーダンス素子で構
成しているので、負荷変動に対する出力電圧の変動は極
めて少なく、また周波数変換時の損失が少ないので変換
効率も良好であり効率もよく、周波数および電圧および
位相を同時に制御できる周波数電圧変換装置を提供する
ものであります。

以上のように本発明の周波数電圧変換装置は、制御信号
発生回路の制御信号パルスの周波数を変えて、出力の周
波数および正逆の相順を変えることができ、制御信号パ
ルスの電源電圧に対する位相差を変えて出力電圧の位相
を変えることができます。

また同時に遅延された制御信号の遅延時間を変えて出力
電圧の制御もできます。また、本発明の実施例は３相交
流電源を用いたが、相数は単相より多相まで必要に応じ
て、どの相にも適用することができます。

また負荷電流に対して主サイリスタの電流容量は相の変
換が多くなればそれだけ小さくすることができます。

また周波数制御、電圧制御、正逆の相順の制御、位相制
卿について、その中の一つのみの制御または２つ以上組
合わせた制御ができます。

また電力を負荷側より電源側に回生することができます
。

また主サイリスタの接続されたグイオードブリツジはこ
れと同等の作用をする他の回路を用いることもできます
。

また第６図のような直流電源１０８、ダイオード１０９
、インピーダンス素子１１０の直列回路を第１図の実施
例の回路図のＡＢ端子間に付加すると、交流電源電圧が
小さい場合でも、また一時停電に対しても転流が可能で
あります。

また第１図の本発明の実施例の回路図の端子Ｒ，Ｓ，Ｔ
に別に３相全波ダイオードブリツジの交流端子を接続し
、その３相全波ダイオードブリツジの直流端子間に直流
チヨツパ回路を接続して、周波数電圧変換装置の主サイ
リスタが導通の時は直流チヨツパ回路を非導通とし、主
サイリスタが非導通の時直流チヨツパ回路を導通さして
、端子Ｒ，Ｓ，Ｔ間を短絡さすことによつて、誘導性負
荷時の効率を一層よくすることができます。

また、負荷として交流電動機を接続すると、電源周波数
に対する同期速度の上下に広範囲の速度制御や正逆の相
順を変えて正転、逆転も可能であり、またそのトルク制
御もできます。

また巻線型誘導電動機の２次励磁に使用して効率のよい
速度制御もできます。このように、本発明の周波数電圧
変換装置は種種のすぐれた特性を有するもので、電動機
の制御ャ、その他低周波数より高周波数までの交流電源
として広い応用の分野をもつた周波数電圧変換装置を提
供するものであります。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の周波数電圧変換装置の一実施例の回路
図であります。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ インピーダンス素子を含んだ交流電源および負荷に
   おいて、直流端子間に半導体制御整流素子を接続した単
   相全波半導体整流素子ブリッジの交流端子の片方を該交
   流電源の端子に、他の片方を該負荷の端子に接続するよ
   うに、該交流電源の各端子と該負荷の各端子の間にそれ
   ぞれ該単相全波半導体整流素子ブリッジを接続し、さら
   に転流用単相全波半導体制御整流素子ブリッジの交流端
   子間にコンデンサとコイルの直列回路を接続し、その直
   流端子の陰極端子と、該各単相全波半導体整流素子ブリ
   ッジの各陽極端子との間に整流素子を接続し、また該転
   流用単相全波半導体制御整流素子ブリッジの直流端子の
   陽極端子と、該各単相全波半導体整流素子ブリッジの各
   陰極端子との間に整流素子を接続して、該単相全波半導
   体整流素子ブリッジに接続の半導体制御整流素子を導通
   させる制御信号と、それより適当な時間遅延した遅延制
   御信号によつて動作する該転流用単相全波半導体制御整
   流素子ブリッジによつて、該半導体制御整流素子を導通
   、非導通とし、該交流電源電圧の相を変換し、その周波
   数および電圧および位相を変換して、その出力を負荷に
   送ることを特徴とする周波数電圧変換装置。