JPS5945380B2 - 絶縁型増幅装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は主に心電盲孔脳波計等で使用される絶縁型増幅
装置に関する。

心電図や脳波のｍ１ｆｆｌにおいては、機器の操作を誤
った場合や機器自体が破壊した場合には、電気的に接続
された生体に対して危害を与える恐れがあった。

そこで、近年になってそれらの機器には絶縁型増幅装置
が使用されるようになった。

この場合、信号源となる生体には従来の接地型増幅装置
を用いた場合の約１０００倍もの同相電位が交流電源か
ら誘起し、混入する雑音が増大するため、従来よりも４
０〜６０ｄＢも高い同相電圧除去率ｒｃｏｍｍｏｎ Ｍ
ｏｄｅ Ｒｅ ｊｅｃ ｔ ｉｏｎ Ｂ ｅ ｔ ｉｏ
以下ＣＭＲＲという）を要求される結果となった。

また、実際に心電図や脳波を測定する方法としては、個
々の導出箇所同志の差電位又は平均電位と個々の導出箇
所との差電位を順次導き測定するものである。

そのために、心電計には誘導切換器が備わっており、脳
波計にあっては、さらに多数の組合せを作るためのパタ
ーンセレクターと称する同種のスイッチが備わっている
。

これらの誘導切換器、あるいは、パターンセレクターは
、機械的スイッチ、あるいは、半導体スイッチのいずれ
で構成するとしても、切換回路数が厖大なため、非常に
大きなものとならざるを得なかった。

従来の変調方式の絶縁型増幅装置にあっては、アイソレ
ータの直線性が悪く、信号伝達特性が不安定であるばか
りか、素子毎のバラツキがあるためアイソレーションし
た後に誘導選択あるいはパターン選択を行うことが困難
であった。

従って、大部分の装置は、アイソレータへ信号を加える
前の段階、すなわち、絶縁部分において誘導切換、ある
いは、パターンの選択を行い、そこで得られた組合せ信
号を高いＣＭＲＲを有する高価な前置増幅器で増幅し′
ｆｃ後にアイソレータへ加える構成となっている。

ところが、前述のように誘導切換器、あるいは、パター
ンセレクターは非常に大きなものであるため、これらが
装置の絶縁部分に入ることば、心電計あるいは脳波計を
大型化、複雑化し製作を困難にするばかりか、絶縁部と
接地間の浮遊容量を増大し、絶縁性能の劣化を沼く。

そこで、浮遊容量を低減するためには、接地との間に絶
縁物を介した十分な間隙をとることが必要となり、コス
トアップの原因となっていた。

本発明は、以上の欠点に鑑みなされたもので、生体情報
を測定する際、測定装置と生体間に重量する同相信号電
圧ｃ以下において同相信号、同相信号成分という場合も
同じ意味）を簡単且つ安価に除去する高性能な絶縁型増
幅装置を提供することを目的としたものである。

以下、本発明の一実施例を図面に基き詳説する。

第１図はパルス巾変調方式の本発明の一実施例゛を心電
計に応用した場合のブロック図である。

同図において、１は本発明の絶縁型増幅装置全体を示し
、また、４個の端子Ｒ，Ｌ、Ｆ、Ｃはそれぞれ被検者の
右手、左手、左足及び胸部に装着された各生体電極から
導出される生体信号の入力端子を示している。

なお、同図には図示されていないが、被検者の右足に装
着された電極にはこの絶縁型増幅装置１の絶縁部分の基
準電位Ｃフローティングアース）が供給され、各部の生
体信号は、この右足に装着された電極を基準として検出
される。

また、本実施例では、説明の便宜上胸部に装着される生
体電極を１個としているが、一般の標準的な心電計では
、心臓の周辺に合計６個の胸部電極を配置するのが通例
である。

２は信号線路のインピーダンスを下げ信号処理を容易に
するためのバッファーアンプ群であり、具体的には、各
信号線路に挿入された増幅率１の増幅器２Ａ〜２Ｄ及び
後述する被変調信号用の増幅器２Ｅより構成されている
。

３はパルス巾変調器であり、前記バッファーアンプ群２
に含まれる増幅器２八〜２Ｄの各出力が抵抗Ｒ１を介し
て一方の入力にそれぞれ供給される比較器３Ａ〜３Ｄよ
り構成されている。

なお、それらの比較器３Ａ〜３Ｄの他力の入力には前記
増幅器２Ｅから出力される被変調信号が共通に供給され
ている。

４はトランス結合によるアイソレータであり、前記パル
ス巾変調器３より信号線路毎に抵抗Ｒ２を介して供給さ
れるパルス信号を非絶縁側へ伝達する絶縁トランス４Ａ
〜４Ｄと、パルス巾変調器３と後述する復調器５との間
を結ぶ周期信号伝達用の絶縁トランス４Ｅ及び非絶縁側
より絶縁側へ電力供給を行うＤＣ−ＤＣコンバータ用の
絶縁トランス４Ｆより構成されている。

５は復調器を示し、その内部には雑音による誤動作を防
止するためのリミッタ回路６、変調信号と同一のパルス
巾を持ったパルス信号を再生するパルス巾変換回路７、
再生されたパルス信号から元の生体信号を得るフィルタ
回路８及び前記リミッタ回路６のレベルを設定するリミ
ッタレベル設定回路９とが具備されている。

さらに具体的には、前記リミッタ回路６には比較器６Ａ
〜６Ｄ及びそれらのうち正方向パルスのみを伝達するダ
イオードＤ及び抵抗Ｒ３からなる回路が前述の各信号線
路毎に設けられ、同様にパルス巾変換回路７にあっても
各信号線路毎に前記正方向パルスによリリセットされる
フリップフロップ７八〜７Ｄが、またフィルタ回路８に
あってもローパスフィルタ。

８Ａ〜８Ｄが設けられている。

なおリミッタレベル設定回路９は抵抗Ｒ４＊ Ｒ５、コ
ンデンサＣ１とからなり、その抵抗Ｒ４とＲ６で定電圧
−■を分圧して比較器６八〜６Ｄへ供給している。

また、フリップフロップ７八〜７Ｄをセットする信号は
クロック発生器１Ｄより得られる１ ００ ＫＨ２〜２
００ ＫＨ２のクロックが用いられている。

１１は前記復調器５において信号線路毎に復調された生
体信号を適宜組合せる誘導切換器である。

１２は絶縁トランス４Ｅを駆動するためのドライバ回路
、１３はアイソレータ４によって絶縁された絶縁部分へ
電力を供給する電源、１４Ａ及び１４Ｂは伝送された電
力を絶縁部分内の各回路へ供給する安定化電源回路をそ
れぞれ示している。

１５は前記クロック発生器１０よりドライバ回路１２及
び絶縁トランス４Ｅを介して伝達されたクロックと同期
して鋸歯状波信号を発生する被変調信号発生器であり、
１６はその鋸歯状波信号に対して同相信号（後述の同相
信号電圧ＶＣＭ）を重畳する加算器である。

さらに、その加算器１６は、十入力端子が端子Ｆと接続
された増幅器１７と、抵抗６，７．８及びコンデンサＣ
２とによって構成され、加算点Ｘから取り出される出力
は、端子Ｆから入力する低周波信号伝達比が１となるよ
うに構成され、実際の被変調信号としてバッファーアン
プ群の増幅器２Ｅへ供給されるようになっている。

次に動作を説明する。

基準電極を基準として各電極から得られる誘動電圧は、
生体信号ＶＲ２ｖＬ。

Ｖ、 ｔ Ｖ、と、これら生体信号に重畳している同相
信号電圧Ｖ。

Ｍ とにより構成される。たとえば、第２図において、
被検者の左手から導出された電圧は同相信号電圧Ｖ。

Ｍが重畳しているため■１十Ｖ。

Ｍ（第２図ｂ）となってパルス巾変調器３の比較器３Ｂ
Ｋ入力されることとなる。

一方入力端子Ｆからの信号電圧ｖＦ＋ｖｃＭは加算器１
６で被変調信号（第２図Ｃ）と加算され、レベルシフト
された被変調波となって比較器３Ｂの他方の入力に印加
される（第２図ｄ）。

従って、比較器３Ｂの両入力は、同一方向に同相信号電
圧ＶＣＭに対応するレベルだけシフトするため、この同
相信号電圧Ｖ。

Ｍが、比較器３Ｂが有する高ＣＭＲＲにより除去され、
あたかも同相信号電圧■。

Ｍが零のときの入力（第２図す、ｃ）と同じ変調を受け
ることになり、比較器３ＢからはＶＣＭが除かれて、■
。

−ＶＦ に比例したパルス巾変調された信号が得られる
（第３図）。

さらにこのパルスの出力は絶縁トランス４Ｂを経て微分
波形となる（第４図ｆ）。

その信号は比較器６Ｂの〔−〕入力へ加えられ、その−
力で〔＋〕大入力はリミッタレベル設定回路９の負電圧
が印加されていること及び、後続のダイオードＤ、抵抗
Ｒ３回路とにより、リミッタ回路６からはパルス巾変調
された信号の立上りと同期した正パルス信号のみが得ら
れる（第５図）。

一方、フリップフロップ７Ｂは、 常Ｃ，タック発生器
１０から出力されるパルスの立上りによってセットされ
、リミッタ回路６からの出力正パルスによってリセット
されるように接続されている。

このため、これらパルスの入力に対応してフリップフロ
ップ７Ｂからは、比較器３Ｂの出力と同じパルス巾を有
する−即ち、生体信号ＶＬ−ＶＦに比例したパルス巾を
有するーパルス出力が得られることになる（第６図）。

次に、このパルス信号は、後続のローパスフィルタ８Ｂ
によって生体信号ＶＬ−ｖＦに比例した信条電圧として
復調される（第７図）。

このように、従来の変調方式ではｖＬ＋ｖｏＭによって
被変調波Ｖがそのまま変調されるため、各変調器、復調
器相互間のバラツキが０．１％以内に設定され、かつ安
定性が得られないと、ＣＭＲＲを６０ｄＢ以上確保する
ことは非常に困難であったが、上述した実施例の回路に
よれば被変調波（鋸歯状波）がちだけ同一方向にレベル
シフトされることとなったため、変調器３０２つの入力
には同一のＶＣＭ電圧が印加されたことになり、変調器
が通常有する７０ｄＢ以上のＣＭＲＲにより抑制されて
、このＶＣＭは変調器出力に影響を及ぼさない。

即ち変調器は、２人力の差信号のみに比例した変調出力
を出力する。

そして、ローパスフィルタを通つ念後のＦＲｅ ＦＬ
＊ ＦＦ ＊ Ｆｙ 点の出力は ＦＲｏｃｃＶＲ十ｖ。

Ｍ）−ｃＶＦ十Ｖ。Ｍ）＝ｖ８−ηＦＬ■（ｖＬ＋ｖｏ
Ｍ）−ｃＶＦ十ｖｃＭ）＝■１−ＶＦＦｖ ＋χ（ＶＦ
十ＶｃＭ）−ｃｖＦ十ＶｃＭ）二〇Ｆｖｃｘ： （Ｖｖ
＋ＶｃＭ） −（ＶＦ＋Ｖ、、 ） ＝Ｖ、−Ｖ。

となる。

このように、変調器３の入力端に於いて同相信号電圧が
、完全に除去されるため、回路定数等が無調整のままで
あっても、変調器３以降復調器５の出力端までの各チャ
ンネル間の信号伝達誤差は、心電計に関するＪＩＳ規格
を十分上まわる１条以内の精度を維持することが容易に
可能となった０次に従来と同様に誘導切換器で、例えば
第１誘導、ａｖＲ誘導、■誘導を選んで差動型の前置増
巾器（図示せず、増幅度は１とする）を接続するとその
出力は 第１誘導； ＦＬ−ＦＲ−（■Ｌ−ＶＦ）−（ＶＲ−ｖ
Ｆ）となって通常と全く同一力法で同一誘導結果を得る
ことができる。

ここで、加算器で加える電圧は、上記の他に入力端子Ｒ
，Ｌ、Ｃの個々から得られる電位、又はそれらの平均電
位を用いても同一結果が得られる。

以上述べたように、本発明によれば変調器のＣＭＲＲＩ
Ｃよって本発明増幅器のＣＭＲＲが決定されるのでアイ
ソレートする為に必要なパルス巾変調器そのものの高い
ＣＭＲＲを用いろことができる。

パルス巾変調器はＩＣを使用することができ、又ＩＣは
開ループで使用できるため複雑な抵抗による調整を必要
とせず、ＩＣそのものの高いＣＭＲＲを用いることがで
きる。

また、被変調波との加算は簡単であり同相信号の伝達が
０．９９ｒ４０ｄＢ）位でも変調器に同一に入力され、
パルス巾変調されるため、復調器迄の各チャンネルの信
号伝達誤差が１％程度であっても、復調後の差動増幅器
で３０〜４０ｄＢのＣＭＲＲのものを用いれば簡単に７
０〜８０ｄＢとなって変調器に使用された比較器が本来
備えているＣＭＲＲそのままに近づけることができる。

また、絶縁部に誘導切換装置を収容する必要がなく、か
つ、高いＣＭＲＲを有する高価な前置増幅器を設置する
必要もなく、装置設計の上で制約が少なくコストダウン
につながるばかりか、絶縁部の小型化により浮遊容量が
減少し、その面からも従来の絶縁型増幅装置に比して２
０〜３０ｄＢもＣＭＲＲを改善できるというすぐれた効
果がある。

尚、前述した実施例では加算器をアンプと抵抗で構成し
たが特にこれに依らず、例えば第８図に示すアンプとト
ランスによる構成のものでもよく、また変調形式もパル
ス中変調に限られるものでもない。

【図面の簡単な説明】 第１図はパルス巾変調方式の本発明の一実施例を心電計
に応用した場合のブロック図である。 第２図〜第７図は第１図の各点における波形を示した図
、第８図は第１図に用いられた加算器の他の実施例の図
。 ３・・・・・・変調器、４・・・・・・アイソレータ、
５・・・・・・復調器、１６・・・・・・加算器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 同相信号成分を含む複数の信号中の１つの信号又は
   前記同相信号成分を含む複数の信号の平均信号と被変調
   信号とを加算する加算器と、該加算器からの出力を前記
   同相信号成分を含む複数の信号の夫々で変調して前記同
   相信号成分が除去された信号を出力する変調器と、該変
   調器の出力を絶縁して伝送するアイソレータと、該アイ
   ソレータの出力を受信して復調する復調器とから成る絶
   縁型増幅装置。 ２ 前記変調器をパルス巾変調器とし、前記復調器がパ
   ルス巾変換器とローパスフィルターから成る特許請求の
   範囲第１項記載の絶縁型増幅装置。