JPS5937892B2 - 選局装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はテレビジョン受像機等の選局装置に関するもの
で、受信を希望する局の送信周波数の近傍周波数を、位
相ロックループ（ＰＬＬ）周波数シンセサイザによって
選び、この周波数を基点として送信波をサーチ（探索）
するとともに、ＰＬＬ系からサーチ同調系に受信系を切
替えることによりＡＰＴ時の周波数のハンティングやデ
ィジタルノイズ妨害の問題を解消することを目的とする
。

第１図は従来のＰＬＬ周波数シンセサイザ方式の選局装
置の１つの例を示すものであり、電圧制御局部発振器１
、プリスケーラ２、プログラマブル分周器１３、位相比
較器４、低域ｐ波器５からなるループを有し、基準発振
器６の出力を標準値にプログラムされたプログラム分周
器■γで分周して、位相比較器４の一方の入力端子に加
えるとともに、チャンネル選択器８によって制御される
コード変換器９の出力コードで、プログラマブル分周器
１３の分周比を決めて、その出力を位相比較器４の他方
の入力とすることにより、まず選局希望の局部発振周波
数を合成する。

つぎに自動微調（ＡＰＴ）を行うときは周波数弁別器１
０の出力および垂直同期信号検出器１１の出力を、比較
および制御論理回路１２で基準電圧と比較し、その結果
を論理演算して、アップ・ダウンカウンタ１３のカウン
ト方向を決めて行う。

手動機］（ＭＦＴ）は自動／手動微調論理回路１４によ
ってアップ・ダウンカウンタ１３のカウント方向とカウ
ント数を決めて実行される。

探局動作のためには、受信放送波が正しいテレビ放送波
か否かを判別するチャンネル認識信号が必要である。

この信号は搬送波検出器１５、周波数弁別器１０および
垂直同期信号検出器１１の各出力が、比較および制御論
理回路１２で基準電圧と比較され、その結果が論理演算
されて得られる。

そして、コード変換器９のアドレス増減を制御して、放
送チャンネルの探局を可能にしている。

なお、１６はチャンネル番号表示器、１Ｔは高周波増幅
器、１８は混合器、１９は中間周波増幅器、２０は映像
増幅器である。

以上の例の詳細は、米国特許第４０２５９５３明細書に
開示されている。

この構成では、位相比較器４の基準入力周波数が離散的
に変化するから、回路および回路定数に特別の考慮を払
わねば、周波数ハンティングを起すおそれがある。

また電圧制御局部発振器１の制御感度は受信しようとす
る局によって異なるから、上記基準入力周波数の離散的
に変化する１ステツプは局によって異なる局部発振周波
数のステップ変化をもたらす。

したがってテレビ放送のように広い周波数帯を使用する
場合、同調周波数の微調の１ステツプが大きく異なり不
都合である。

さらにディジタルＰＬＬを用いているために、ディジタ
ル・ノイズ妨害対策が必要であり、対策をしたとしても
完全に除去するのは困難である。

本発明は以上のような欠点を除去せんとするものであり
、以下その一実施例を説明する。

第２図は本発明の実施例のブロック図を示す。

ここで、ＰＬＬ周波数シンセサイザは局部発振器（電圧
制御発振器）２１、プリスケーラ２２、プログラマブル
分周器２３、位相比較器２４、チャージ／ポンプおよび
３状態切替器２５、低域Ｐ波器２６、電圧加算器ＴＯか
ら成るループを有し、基準発振器２７の出力を基準分周
器２８で分周して、位相比較器２４の一方の入力端子に
加えるとともに、チャンネル選択器２９によって制御さ
れるコード変換器３０の出力コードで、プログラマブル
分周器２３の分周比を決めて、その出力を位相比較器の
他方の入力とする構成をとっている。

一方、サーチ同調系は局部発振器２１、混合器３１、中
間周波増幅器３２、周波数弁別器３３、低域沖波器３４
、電圧加算器３５、電圧積分制御器３６、電圧積分器３
γ、電圧加算器１０なるループを有し、掃引駆動電圧発
生器３８から出力電圧を電圧加算器３５に加え、さらに
高周波増幅器３９からの出力を混合器３１に加える構成
をとっている。

ＰＬＬ期間カウンタ４０は第３図に示すＰＬＬのみ閉ル
ープを構成している期間Ｔ１を決めるためのものである
。

ＰＬＬ／サーチ切替回路４１は、チャンネル選択器２９
の出力または位相ロック検出器４２からの出力ならびに
ＰＬＬ期間カウンタ４０によって制御され、チャージ／
ポンプおよび３状態切替器２５と電圧積分制御器３６を
制御する。

この切替器４１はＴ１の期間、低域Ｐ波器中の容量素子
をチャージまたはポンプさせ、ＰＬＬを閉ループとする
。

Ｔ２の期間も、この切替器４１はＰＬＬを閉ループに保
っている。

一方、電圧積分制御器３６は切替器４１によって、Ｔ１
の期間は電圧積分器３１の出力を掃引開始基準電圧に保
ち、Ｔ２の期間は掃引状態にする。

Ｔ２の期間が終った直後、ＰＬＬ／サーチ切替器４１は
チャージ／ポンプおよび３状態切替器２５を制御して、
低域沖波器２６の入力端を強制的にフローティング状態
になるようにする。

すなわちＰＬＬを開ループにする。

この切替器４１は、またＴ２の期間終了後すなわちＴ３
の期間、サーチ同調系を閉ループに保つように、電圧積
分制御器３６を制御する。

期間Ｔ２のＰＬＬの動作状態を第４図ａおよびｂを用い
て説明する。

この期間ではＰＬＬがロック状態にあって、このループ
に第４図ａに示すよ引′掃引電圧Ｖ“（、）＝７カ化よ
う乱電圧として加わっていることになる。

ここで△Ｖは電圧積分器３Ｔ出力の電圧掃引速度、Ｓは
ラプラス変換のための複素変数、θｉ （ｓ）は位相比
較器４３の基準入力位相、Ｋｄは位相比較器４３の感度
、Ｆ（ｓ）は低域沖波器４４の伝達関数、Ｋｏは電圧制
御発振器４５の感度、θｏ（ｓ）はその出力位相である
。

△ω＝ＫＯ×△Ｖ （１）と
すれば、第４図ａは第４図すのように変換できる。

すなわちθｎ＝△ω／ｓ３なるじよう乱位相が位相比較
器４６の基準入力位相θ１（Ｓ）に加算されたことにな
る。

位相比較器４６、低域ｐ波器４１、電圧制御発振器４８
は、それぞれ第４図ａの４３゜４４．４５と同一特性を
もつ。

いま位相比較器４６の出力θｅ（ｓ）を θｅ（Ｓ）＝θ１（Ｓ）−θｏ （ｓ）
（２）とすれば、第４図すから ここでＫｖ＝ＫｏＫｄ亘０）であり、低域ｐ波器４１に
能動フィルタを使用するならば、Ｋｖは誤差周波数１３
ｉｍ＝ ’！θ□°（“）を無視するのに充分大きな
値を一桓Ｘ） ｄｔ に選べる。

すなわち第３図の期間Ｔ２における、局発周波数は期間
Ｔ１のときの同周波数とほぼ等しい。

このＴ２の期間は電圧加算器１０の電圧積分器３Ｔ側か
らの入力電圧が、第３図の局発周波数ｆｏに対応する電
圧に達するまで続く。

いま、第３図で局部発振周波数軸のｆ、が選局希望の局
の送信周波数の近傍周波数とすれば、以上の説明から第
２図の構成をもつ選局装置が、受信を希望する局の送信
周波数の近傍周波数を選び、この周波数を基点として放
送波をサーチする準備状態に入れたことが分る。

期間Ｔ３とＴ４におけるサーチ同調系の動作状態を第５
図に示すモデルと、第６図に示す周波数弁別器の特性を
用いて説明する。

第２図の局部発振周波数ωＬ（ｔ）と、受信周波数ωＲ
Ｆとの差ω■〆ｔ）を、第５図ａの電圧制御発振器４９
の出力ωｏ（ｔ）Ｃｊｃのラプラス変換をΩｏ（ｓ）と
する）と等価であるとし、これに対応して第２図の周波
数弁別器３３を第５図では基準入力周波ωｉ 数−と電圧制御発振器４９の出力Ωｏ（ｓ）の差を検出
する周波数比較器５０に置き換える。

ｓ 第５図ａの掃引駆動電圧−を系に加える点を、サーチ同
調系のループの基準入力周波数側に移すために、第５図
すの等価モデルを導く。

第５図すから ここでωｉは周波数に対し直線の出力特性をもつ周波数
弁別器の特性上に選ばれたある基準周波数であり、Ｋｄ
ｌは周波数比較器５０の感度、Ｆｌ（ｓ）は低域沖波器
５１の伝達関数、τは電圧積分器５２の積分定数である
。

定常状態での誤差周波数ωｅは最終値定理によいま低域
戸波器として第８図に示すラグ・リードフィルター５３
を用いれば、 ここで、τ１−”ＲｌＣ，τ２＝Ｒ２に のとき第６式は となる。

この式は系の定常周波数誤差が電圧制御発振器４９の感
度Ｋｏ、したがって第２図の局部発振器２１の電圧に対
する感度から独立していることを示す。

また掃引駆動電圧Ｖｓを可変とすることにより、第６図
の周波数ロック範囲内で、中間周波数を変化させること
を示している。

前者は従来例がもっていた同調周波数の微調の１ステツ
プが受信周波数によって異なる問題を解決しており、ま
た後者は手動による受信周波数の微調が可能なことを示
している。

ただし第６図の周波数ロック範囲を充分広くとっておく
ことにする。

期間Ｔ４では上記の動作で、サーチ同調系が到来信号、
すなわち受信信号に同調している。

もし到来信号が正規の送信周波数に対しオフセット周波
数をもっていても、この系は常に到来信号に追随してい
る。

これは従来例の自動微調（ＡＦＴ）に対応している。

本発明によるとこのＡＦＴに相当する動作は、以上のよ
うにアナログ制御されているため、従来例のようにＡＦ
Ｔ時の周波数ハンティングの問題、ディジタル・ノイズ
妨害の問題を解決していることになる。

なお、第３図の期間Ｔ４の右端の時刻に、送信波が断た
れた時、サーチ同調系の中間周波信号が無くなるから、
局部発振器２１の出力周波数は増加して離調してしまい
、再び送信波が入力されても受信を再開することができ
ない。

これを防止するために第２図の構成では、位相比較器２
４からの情報を利用して、位相ロック検出器４２出力を
得、これでコード変換器３０を介してプログラマブル分
周器２３を制御し、また、ＰＬＬ／サーチ切替器４１を
制御する構成が付加されている。

次にこの部分の動作を第１図を用いて説明する。

ここで第１図の位相比較器５４、チャージ／ポンプ回路
用回路５５、位相ロック検出用ゲート５６は公知であり
、その動作もよく知られているので詳しい説明は省略す
る。

ここでは３状態切替回路５１を新しく付加している。

３状態切替制御人力５８が低レベルのとき、位相比較出
力５９はフローティング状態である。

なお位相ロック検出用出力６０からはＰＬＬがロックし
たとき低レベル出力が得られ、それ以外のときはパルス
出力が出るように構成されている。

期間Ｔ２が終了した直後、ＰＬＬ期間カウンタ４０の出
力を利用して、コード変換器３０からの出力を変化して
、プログラマブル分周器２３の分周比を、第３図の局発
周波数１２用に変化させておく。

期間Ｔ５の開局発局波数が増加し、Ｔ２に達すると、位
相ロック検出用出力６０から低レベルの出力が出る。

実際にはこの後に整流器が接続され、ＰＬＬがロック状
態のときは低レベル、離調したときは高レベルが出るよ
うになっている。

この整流器を含めた位相ロック検出器が４２として第２
図に示されている。

位相ロック検出器４２の出力はＰＬＬ／サーチ切替器４
１を制御し、チャージ／ポンプおよび３状態切替器４１
を、フローティング状態から解除する。

すなわちＰＬＬを閉じる。同時に切替器４１は電圧積分
制御器３６を制御し、電圧積分器３１の出力を掃引開始
基準電圧にもどす。

また、位相ロック検出器４２が、コード変換器３０を制
御して、プログラマブル分周器２３を、第３図に示す局
部発振周波数ｆ、を合成するようにプログラムする。

すると上述した期間Ｔ１の動作が再びくり返される。

したがって再び送信波が存在すればサーチ同調系が受信
状態に入る。

同波数ｆ。

とＴ２をｆｌに対しである周波数間隔で決めるように設
計することになるが、この周波数間隔は局部発振器の制
御感度と独立しているからすべてのチャンネルに対して
等しくとっておくことができる。

なおＰＬＬとサーチ同調系を結合する部分の具体構成例
を第８図に示す。

図において、６１は周波数弁別器で第２図の３３に対応
する。

６２は電圧減算器の構成になっているが、これは第２図
の電圧加算器３５に対応する。

６３は電圧積分制御器であり、第２図の３６に対応し、
端子６４はＰＬＬ／サーチ切替器４１の出力端子に接続
される。

６５は積分抵抗、６６は積分容量素子である。演算増幅
器６１は６５．６６とともに電圧積分器を構成する。

６８は第２図のチャージ／ポンプおよび３状態切替器２
５の出力に対応し、６９はＰＬＬの低域Ｐ波器であり、
第２図の２６に対応する。

増幅度１の電圧加算器１０でＰＬＬとサーチ同調系は結
合され、端子１１を介して電圧制御局部発振器（第２図
２１に対応）に接続される。

この１０は第２図の電圧加算器ＴＯに対応する。

前述したように、ＰＬＬ期間Ｔ１の間、電圧積分器３γ
（第８図６５．６６．６７で構成）の出力は掃引開始基
準電圧に保たれていなければならないが、この第８図で
は接地電位がこの電圧になっている。

そのためには積分抵抗６５には電圧減算器６２から接地
電圧に対し正の電圧が加わるべきである。

もしＴｏの期間、第２図のＰＬＬ／サーチ切替器４１か
ら正の電圧が、端子６４に加わっておれば、トランジス
タγ２は導通し、電圧減算器６２の一端子側の電圧が＋
側の電圧よりも低くなるから、このような状態が得られ
る。

ただし、周波数弁別器に入力がない場合その出力電圧は
正であるとする。

例えば６５Ｖに選ぶ。つぎに期間Ｔ２ではＰＬＬ／サー
チ切替器４１から端子６４に、接地電位、すなわちＯＶ
が加わる。

トランジスタＴ２は遮断されるから、電圧減算器６２の
一入力端には可変抵抗γ３と抵抗γ４による電源子Ｂの
分割電圧が加わる。

この電圧は前記の６．５Ｖより高くとっておく、例えば
９Ｖとする。

このようにすると、電圧減算器６２からは６．５ Ｖ
−９Ｖ＝ −２，５Ｖの電圧が、６５．６６゜６１から
なる電圧積分器に加わり、その出力電圧は掃引状態にな
る。

第４図ａ、ｂと第１式〜第４式を用いて説明したように
、上記Ｔ２の期間は掃引電圧が、ＰＬＬに印加されてい
ても、局発周波数は選局希望チャンネルの送信周波数の
近傍周波数ｆ、に対してごく小さな誤差しか持たない。

第２図の位相ロック検出器４２の中には整流器が組み込
まれているが、この小さな誤差に対してはＰＬＬがロッ
クしているものとして、その出力を出すように設計して
おく。

第１図の例ではＯｖである。電圧積分器３１の出力の掃
引状態が続き、局発周波数がｆｏを通した直後、位相ロ
ック検出器４２の出力が正になると、この出力でＰＬＬ
／サーチ切替器４１を制御し、４１の出力はチャージ／
ポンプおよび３状態切替器２５の出力をフローティング
状態になるように制御する。

すなわち、第３図の期間Ｔ３に入ることになる。

期間Ｔ３およびＴ４における動作は、すでに詳述済みで
ある。

その時述べた、中間周波数の手動微調は第８図の可変抵
抗器γ３で行われる。

期間Ｔ、を経て、局発周波数がＴ２に達すると、端子６
４には正の電圧が加わり、その結果、電圧積分器出力は
掃引開始基準電圧に戻る。

すなわち再び期間Ｔ１に入ることになり、上記の動作を
繰り返すことになる。

第９図は本発明の他の実施例のブロック図である。

各ブロックに付した番号は第２図のそれと同一であり、
位相ロック検出器４２の出力が、チャンネル選択器２９
を介してコード変換器を制御している結線だけが異なる
。

第１０図は、第９図に示した第２の実施例の選局装置の
動作を説明するためのものである。

ここで期間Ｔ１．Ｔ２．Ｔ３．Ｔ４における動作は、第
３図で示したＴ１．Ｔ２．Ｔ３．Ｔ４にそれぞれ対応し
、これらの期間における選局装置の動作もすでに述べて
来たとおりである。

この実施例は放送している局を探局するためのもので、
もしあるチャンネルの送信波が存在しない場合、一旦こ
のチャンネルの近傍周波数に対応する局部発振周波数ｆ
′ｏをＰＬＬ周波数シンセサイザで合成はするものの、
期間Ｔ′３を経て送信波に対応する局部発振周波数に掃
引局数発振器出力が達しても、そこで同調状態に入らず
、さらに期Ｔ′、を経て反対側の近傍周波数ｆ／に達す
ると、次のチャンネルの選局を開始するようになってい
る。

第２図の構成では、局部発振周波数がｆ′２に達したと
き、位相ロック検出器４２はコード変換器３０を制御し
て、プログラマブル分周器２３を、局部発振周波数がｆ
′ｏになるように制御するはずであるが、第９図の構成
ではこのようにならない。

代りに、隣接しているチャンネルの近傍周波数に対応す
る局部発振周波数ｆｏ（第１０図参照）を発生できるよ
うになっている。

すなわち、位相ロック検出器４２の出力はチャンネル選
択器２９を制御し、選局を希望する局のチャンネル番号
を１だけ進める。

すると第３図の構成について説明した動作で、送信波の
存在する局の局発周波数１１まで局部発振周波数は掃引
し、ここでサーチ同調系が同調状態に入る。

以上のように本発明によれば受信波に対する同調はサー
チ同調系で行われているから、従来のＰＬＬ周波数シン
セサイザ方式のように、ＡＦＴ動作時の周波数ハンティ
ングのおそれもなくなり、離散的に変化する局部発振周
波数の１ステツプが受信する局によって異なるという問
題を解決できる。

また一般のＰＬＬに対して、本発明の同調系はディジタ
ル・ノイズを発生しない特長をもつ。

さらに掃引駆動電圧Ｖｓを可変とすることにより、手動
による局部発振周波数の微調ができる。

また送信波が断たれて、サーチ同調系が離調したとき、
局発周波数が期間Ｔ２直後にプログラムされた分周比に
対応する周波数１２に達したとき、ＰＬＬ動作に入り、
その後サーチ同調に入るので誤選局しない。

さらに第９図の構成では、局部発振周波数がｆ′２（第
１０図参照）に達したとき、隣接チャンネルの局部発振
周波数の近傍周波数に対してＰＬＬ動作をするから、特
にテレビ放送のように、映像搬送波の他に音声搬送波を
同一チャンネルに含む場合、音声搬送波でサーチ同調系
が同調することがない。

したがって、映像搬送波と音声搬送波の識別回路が不要
となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＰＬＬ周波数シンセサイザ選局装置の構
成を示すブロック図、第２図は本発明の一実施例におけ
る選局装置のブロック図、第３図は同選局装置の動作を
説明するための図、第４図ａ、ｂはＰＬＬの低域ｐ波器
出力に、掃引電圧を加算したときのＰＬＬのモデルを示
すブロック図、第５図ａ、ｂはサーチ同調系のモデルを
示すブロック図、第６図は周波数弁別器特性と、サーチ
同調系の基準入力周波数ωｉおよび定常状態での周波数
誤差−Ｖｓ／Ｋｄの関係を示す図、第１図は本発明の選
局装置における位相比較器、チャージ／ポンプおよびお
よび３状態切替器の一具体構成を示す結線図、第８図は
同ＰＬＬとサーチ同調系の結合部の一具体構成例を示す
結線図、第９図は本発明の他の実施例のブロック図、第
１０図はその実施例の動作を説明するための図である。 ２１・・・・・・局部発振器、２２・・・・・・プリス
ケーラ、２３・・・・・・プログラマブル分周器、２４
・・・・・・位相比較器、２５・・・・・・チャージ／
ポンプ３状態切替器、２１・・・・・・基準発振器、２
９・・・・・・チャンネル選択器、３０・・・・・・コ
ード変換器、３２・・・・・・中間周波増幅器、３３・
・・・・・周波数弁別器、３５・・・・・・電圧加算器
、３６・・・・・・電圧積分制御器、３８・・・・・・
掃引駆動電圧発生器、４０冑・・・ＰＬＬ期間カウンタ
、４１・・・・・・ＰＬＬ／サーチ切替器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 受信希望の局の送信波の近傍周波数に対応する局部
   発振周波数を発生する位相ロックループ（ＰＬＬ）周波
   数シンセサイザと、掃引、駆動電圧発生器を有するサー
   チ同調系を備え、上記シンセサイザＰＬＬ系の低域沖波
   器出力に、上記サーチ同調系の電圧積分器出力を掃引状
   態で加算する手段と、この電圧が前記近傍周波数に対応
   する電圧に達すると、ＰＬＬを開ループとし、それ以降
   サーチ同調系で送信波をサーチ（探索）して同調状態に
   至らしめる手段を有することを特徴とする選局装置。 ２ サーチ同調系の掃引駆動電圧を可変とし、局発周波
   数の微調を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の選局
   装置。 ３ 送信波が断たれてサーチ同調系が離調して、送信周
   波数に対し近傍周波数と反対側の近傍周波数に、局部発
   振周波数が達したとき、再びＰＬＬ周波数シンセサイザ
   で近傍周波数を発生するように プログラマブル分周器
   の分周比を制御するように構成した特許請求の範囲第１
   項記載の選局装置。 ４ 受信希望の局の送信波が存在しない場合、それを検
   出する検出器出力で、チャンネル選択番号を１だけ進め
   、ＰＬＬ周波数シンセサイザがこの番号の局の送信波の
   近傍周波数を発生するように、プログラマブル分周器の
   分周器の分周比を制御するように構成した特許請求の範
   囲第１項記載の選局装置。