JPS592204B2

JPS592204B2 - テレビジョン選局装置

Info

Publication number: JPS592204B2
Application number: JP13757478A
Authority: JP
Inventors: 陽一阪本
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1978-11-07
Filing date: 1978-11-07
Publication date: 1984-01-17
Also published as: JPS5564426A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はテレビジョン受像機等の選局装置に関するもの
で、特に、受信を希望する局の送信周波数の近傍周波数
を、位相ロックループ（ＰＬＬ）周波数シンセサイザに
よつて選び、この周波数を基点として送信波をサーチ（
探索）するとともに、ＰＬＬ系からサーチ同調系に受信
系を切替えることによりＡＦＴ時の周波数のパンチイン
クやディジタルノイズ妨害の問題を解消し、上記送信周
波数が正規の周波数に対し大きなオフセット周波数をも
つとき、これを自動的に補正して受信する装置を提供せ
んとするものである。

第１図に従来のＰＬＬ周波数シンセサイザ方式のテレビ
ジョン選局装置のｌ例を示す。

これを説明すると、電圧制御局部発振器１、プリスケー
ラ２、プログラマブル分周器３、位相比較器４、低域濾
波器５からなるループを有し、基準発振器Ｔで分周して
、位相比較器４の一方の入力端子に加えるとともに、チ
ャンネル選択器８によつて制御されるコード変換器９の
出力コードで、プログラマブル分周器３の分周比を決め
て、その出力を位キ叶ヒ較器４の他方の入力とすること
により、まず選局希望の局部発振周波数を合成する。つ
ぎに自動微調（ＡＦＴ）を行うときは周波数弁別器１０
の出力および垂直同期信号検出器１１の出力を、比較お
よび制御論理回路１２で基準電圧と比較し、その結果を
論理演算して、アップ・ダウンカウンタ１３のカウント
方向を決めて行う手動微調（ＭＦＴ）は自動／手動微調
論理回路１４によつてアップ・ダウンカウンタ１３のカ
ウント方向とカウント数を決めて実行される。

深間動作のためには、受信放送波が正しいテレビジヨン
放送波か否かを判別するチヤンネル認識信号が必要であ
る。この信号は映像搬送波検出器１５″と音声搬送波検
出器１５″から成る搬送波検出器１５、周波数弁別器１
０および垂直同期信号検出器１１の各出力が、比較およ
び制御論理回路１２で基準電圧と比較され、その結果が
論理演算されて得られる。そして、コード変換器９のア
ドレス増減を制御して、放送チヤンネルの探局を可能に
している。なお、１６はチヤンネル番号表示器、１７は
高周波増幅器、１８は混合器、１９は中間周波増幅器、
２０は映像増幅器である。

しかしながら、第１図に示す構成では、位相比較器４の
基準入力周波数が離散的に変化するため回路および回路
定数に特別の考慮を払われば、周波数パンチインクを起
すおそれがある。

また、電圧制御局部発振器１の制御感度は受信しようと
する局によつて異なるから、上記基準入力周波数の離散
的に変化する１ステツプは局によつて異なる局部発振周
波数のステツプ変化をもたらす。したがつてテレビジヨ
ン放送のように広い周波数帯を使用する場合、同調周波
数の微調のｌステツプが大きく異なり不都合である。ま
た、デイジタルＰＬＬを用いているために、デイジタル
・ノイズ妨害対策が必要であり、対策をしたとしても完
全に除去するのは困難である。

さらに、この従来例では映像搬送波に正しく同調したこ
とを認識するために、映像搬送波検出器１５″、周波数
弁別器１０および垂直同期信号検出器１１の各出力とと
もに、音声搬送波検出器１５Ｉの出力を用いているが、
この音声搬送波検出器出力は、弱電界地域では信号対雑
音比が小さく、上記の正しく同調したことを認識するこ
とが困難となつている。本発明は以上のような欠点を除
去せんとするものである。

以下、本発明を図示の実施例に基いて説明する。第２図
は本発明の実施例のプロツク図を示す。

同図において、ＰＬＬ周波数シンセサイザは局部発振器
（電圧制御発振器）２１，プリスケーラ２２、プログラ
マブル分周器２３、位相比較器２４、チヤージ／ポンプ
および３状態切替器２５、低域済波器２６、電圧加算器
７０から成るループを有し、基準発振器２７の出力を基
準分周器２８で分周して、位相比較器２４の一方の入力
端子に加えるとともに、チヤンネル選択器２９によつて
制御されるコード変換器３０の出力コードで、プログラ
マブル分周器２３の分周比を決めて、その出力を位相比
較器の他方の入力とする構成をとつている。一方、サー
チ同調系は局部発振器２１、混合器３１、中間周波増幅
器３２、周波数弁別器３３、低域淵波器３４、電圧加算
器３５、電圧積分制御器３６、電圧積分器３７、電圧加
算器７０を含めてなるループを有し、掃引駆動電圧発生
器３８からの出力電圧を電圧加算器３５に加え、さらに
高周波増幅器３９からの出力を混合器３１に加える構成
をとつている。ＰＬＬ期間カウンタ４０は第３図に示す
ＰＬＬのみ閉ループを構成している期間はＴ１を決める
ためのものである。

ＰＬＬ／サーチ切替回路４１は、チヤンネル選択器２９
の出力または位相ロツク検出器４２からの出力ならびに
ＰＬＬ期間カウンタ４０によつて制御され、チヤージ／
ポンプおよび３状態切替器２５と電圧積分制御器３６な
らびにコード変換器３０を制御する。この切替器４１の
出力８０はＴ，の期間、低域沢波器２６中の容量素子を
チヤージまたはポンプさせ、ＰＬＬを閉ループとする。
Ｔ２の期間も、この切替器４１の出力８０はＰＬＬを閉
ループに保つている。一方、電圧積分制御器３６は切替
器４１の出力７９によつて、Ｔ，の期間は電圧積分器３
７の出力を掃引開始基準電圧に保ち、Ｔ２の期間は掃弓
状態にする。Ｔ２の期間が終つた直後、ＰＬＬ／サーチ
切替器４１の出力８０はチヤージ／ポンプおよび３状態
切替器２５を制御して、低域済波器２６の入力端を強制
的にフローテイング状態になるようにする。

すなわちＰＬＬを開ループにする。この切替器４１は、
また、その出力８０によつでＴ２の期間終了後すなわち
Ｔ３の期間、サーチ同調系を閉ループに保ち、かつ映像
搬送波より高い周波数をもつ近傍周波数から映像搬送波
をサーチするように、電圧積分制御器３６を制御する。
上記映像搬送波および上記近傍周波数に対応する局部発
振周波数を、それぞれＦ，およびＦ。とし、第３図に上
記の動作を図示している。期間Ｔ２のＰＬＬの動作状態
を第４図ａおよびｂを参照して説明する。

この期間ではＰＬＬが口ツク状態にあつて、このループ
に第４図ａに示す．・ Δシように掃引
電圧Ｖｎ（ｓ）−一がじよう乱電圧としＳ２て加わつて
いることになる。

ここでΔシは電圧積分器３７出力の電圧掃引速度、ｓは
プララス変換のための複素変数、θ１（ｓ）は位相比較
器４３の基準入力位相、Ｋｄは位相比較器４３の感度、
Ｆ（ｓ）は低域済波器４４の伝達関数、ＫＯは電圧制御
発振器４５の感度、θｏ（ｓ）はその出力位相である。
とすれば、第４図ａは第４図ｂのように変換できる。す
なわちθ。−Δゐ／Ｓ３なるじよう乱位相が位相比較器
４６の基準入力位相θ１（ｓ）に加算されたことになる
。位相比較器４６、低域淵波器４７、電圧制御発振器４
８は、それぞれ第４図ｓの４３，４４，４５と同一特性
をもつ。いま位相比較器４６の出力θｅ（ｓ）をとすれば、第４図ｂからＤＵｅ（ｔ）定常状態での誤差周波数−一（燥終値定理によＡｔりここでＫｖ＝ＫＯＫｄＦ（０）であり、低域戸波器４７
に能動フイルタ、を使用するならば、Ｋｖは誤差周波数
１１ｍ＝μＣＷを無視するのに充分大きな値ｔ−にり
Ｄｔに選べる。

すなわち第３図の期間Ｔ２における、局発周波数は期間
Ｔ１のときの同周波数の定常値とほぼ等しい。このＴ２
の期間は電圧加算器７０の電圧積分器！７側からの入力
電圧が、第３図の電替？＝Ｚ二＝重？二種゜希望の局の
送信周波数の近傍周波数に対応するとすれば、以上の説
明から第２図の構成をもつ選局装置が、受信を希望する
局の送信周波数の近傍周波数を選び、この周波数を基点
として放送波をサーチする準備状態に入れたことがわか
る。

期間Ｔ３とＴ４におけるサーチ同調系の動作状態を第５
図に示すモデルと、第６図に示す周波数弁別器の特性を
用いて説明する。

第２図の局部発振周波数ωＬ（ｔ）と、受信周波数ωＲ
Ｆとの差ωＩＦ（ｔ）を、第５図ａの電圧制御発振器４
９の出力ωｏ（ｔ）〔そのラプラス変換をΩｏ（ｓ）と
する〕と等価であるとし、これに対応して第２図の周波
数弁別器３３を第５図では基準入力周波ω゜数」と電圧
制御発振器４９の出力Ωｏ（ｓ）の差をＳ検出する周波
数比較器５０に置き換える。

第５図ａの掃引，駆動電圧，−Σを系に加える点を、Ｓ
サーチ同調系のループの基準入力周波数側に移すために
、第５図ｂの等価モデルを導く。

第５図ｂここでω，は周波数に対し直線の出力特性をも
つ周波数弁別器の特性上に選ばれた或る基準周波数であ
り、Ｋｄｌは周波数比較器５０の感度、Ｆ１（ｓ）は低
域済波器５１の伝達関数、τは電圧積分器５２の積分定
数である。定常状態での誤差周波数ω。

は最終値定理によ（フυ１Ｓ′ いま、低域沢波器として第９図に示すラグ・りードフイ
ルタ一５３を用いれば、ここで、τ，−Ｒ，Ｃ，τ２＝
Ｒ２Ｃこのとき前記（６）式はｊとなる。

この式は系の定常周波数誤差が電圧制御発振器４９の感
度ＫＯ、したがつて第２図の局部発振器２１の電圧に対
する感度から独立していることを示す。これは、従来例
がもつていた同調周波の微調の１ステツプが受信周波数
によつて異なる問題を解決していることを示している。
期間Ｔ４では上記の動作で、サーチ同調系が到来信号、
すなわち受信信号に同調している。

もし到来信号が正規の送信周波数に対しオフセツト周波
数をもつていても、この系は常に到来信号に追随してい
る。これは到来例の自動微調（ＡＦＴ）に対応している
。本発明によると、このＡＦＴに相当する動作は、以上
のようなアナログ制御されているため、従来例のような
ＡＦＴ時の周波数パンチインクの問題、デイジタル・ノ
イズ妨害の問題を解決していることになる。なお、第３
図の期間Ｔ４の右端の時亥１に、送信波が断たれた時、
サーチ同調系の中間周波信号が無くなるから、局部発振
器２１の出力周波数は減少して離調してしまい、再び送
信波が入力されても受信を再開することができない。

これを防止するために第２図の構成では、位相比較器２
４からの情報を利用して、位相ロツク検出器４２出力を
得、これでコード変換器３０を介してプログラマブル分
周器２３を制御し、また、ＰＬＬ／サーチ切替器４１を
制御する構成が付加されている。

次に、この部分の動作を第７図を参照して説明する。こ
こで、第７図の位相比較器５４、チヤージ／ポンプ回路
用回路５５、位相ロツク検出用ゲート回路５６は周知の
ものであり、その動作もよく知られているので、ここで
の詳しい説明は省略する。

ここでは３状態切替回路５７を新しく付加している。３
状態切替制御入力５８が低レベルのとき、位相比較出力
５９はフローテイング状１態である。

なお、位相ロツク検出用出力６０からはＰＬＬがロツク
したとき低レベル出力が得られ、それ以外のときはパル
ス出力が出るように構成されている。期間Ｔ２が終了し
た直後、ＰＬＬ／サーチ切替器４１の出力８１を利用し
て、コード変換器３０からの出力を変化して、プログラ
マブル分周器２３の分周比を、第３図の局部発振周波数
Ｆ２用に変化させておく。期間Ｔ５の間、局部発振周波
数が増加し、Ｆ２に達すると、位相ロツク検出用出力端
子６０からは低レベルの出力が出る。実際には、この後
に低域淵波器が接続され、ＰＬＬがロツク状態のときは
低レベル、離調したときは高レベルが出るようになつて
いる。この低域済波器を含めた位相ロツク検出器が２４
として第２図に示されている。位相ロツク検出器４２の
出力はＰＬＬ／サーチ切替器４１を制御し、その出力８
０によつてチヤージ／ポンプおよび３状態切替器２５を
、フローテイング状態から解除する。

すなわちＰＬＬを閉じる。同時に切替器４１の出力７９
は電圧積分制御器３６を制御し、電圧積分器３７の出力
を掃引開始基準電圧にもとす。また、位相ロツク検出器
４２が、コード変換器３０を制御して、プログラマブル
分周器２３を、第３図に示す局部発振周波数Ｆ。を合成
するようにプログラムする。すると上述した期間Ｔ１の
動作が再びくり返される。したがつて再び送信波が存在
すればサーチ同調系が受信状態に入る。周波数Ｆ。

（５ｆ２をｆ１に対してある周波数間隔で決めるように
設計することになるが、この周波数間隔は局部発振器の
制御感度と独立しているからすべてのチヤンネルに対し
て等しくとつておくことができる。テレビジヨン放送の
基準では、映像搬送周波数はチヤンネル下端周波数より
１．２５ＭＨｚ高く、また隣接音声搬送周波数より１．
５ＭＨｚ高い。

したがつて上記周波数間隔を±１．２５ＭＨｚより狭く
とれば、隣接チヤンネルの音声搬送波に対してサーチ同
調することはない。これはサーチの方向がいずれの方向
でも成ら立つ。しかし、ケーブル・テレビジヨン・シス
テム（ＣＡＴＶ）では、送信搬送周波数がテレビジヨン
放送に割り当られた周波数から大きくずれる場合がある
。

例えば１．５ＭＨｚのオフセツト周波数をもつている場
合、これを自動的に補正するためには上記周波数間隔を
±１．５ＭＨｚ以上にとつておかねばならない。このよ
うなテレビジヨン選局装置で、上記オフセツト周波数を
もたないテレビジヨン放送波を受信する場合、上記周波
数Ｆ。

からのサーチ方向を、低い方から高い方へサーチするよ
うにすると、隣接音声搬送波にサーチ同調するおそれが
ある。そこで、本発明では、映像搬送周波数の近傍周波
数に対応する局部発振周波数Ｆ。を、映像搬送周波数に
対応する局部発振周波数ｆ１に対し、隣接音声搬送周波
数に対応する局部発振周波数と反対側に選んで、サーチ
方向を低い方から高い方へとつている。このようにサー
チ方向を決めても映像搬送波が存在しないと隣接音声搬
送波に同調してしまう。

そこで本発明では第２図に示す搬送波検出器８３、同期
信号検出器８４、論理演算器８５を用い、第８図を用い
て説明する動作を実行させて、受信搬送波が映像搬送波
であるか隣接音声搬送波であるかを識別している。第３
図に示すように、サーチ同―系が閉ループの期間は、電
圧積分器３７の出力が増加方向の掃引状態の期間Ｔ２と
、減少方向のサーチ同調期間Ｔ３，Ｔ４およびＴ，から
成つている。

これを実現するために、第２図のＰＬＬ／サーチ切替器
４１の出力７９で電圧積分制御器３６を制御してサーチ
同調系を閉ループにするとともに、出力８０で同じく電
圧積分制御器３６を制御して、ＰＬＬが開ループの期間
サーチ同調の掃引方向を切替えている。すなわちサーチ
方向を周波数の高い方から低い方へ決めている。第８図
ａは受信希望チヤンネルの映像搬送波、音声搬送波、正
規の局部発振出力および隣接音声搬送波の各周波数の関
係を示している。

いま、第３図の局部発振周波数Ｆ。

を正規の周波数より２ＭＨｚ高くとると、第８図ｂに点
線で示す周波数関係の到来信号がなければ、搬送波検出
器８３から同図ｂ″で示すような映像搬送中間周波数Ｆ
ＩＦ出力は得られない。局部発振周波数が低くなつてい
つて、第８図ｃに示すように、正規の周波数ｆ１に達す
ると、搬送波検出器８３から同図ｃに示すＦｌＦ出力が
得られる。さらに局部発振周波数が低くなつて、第８図
ｄのように正規の周波数より１．５ＭＨｚ低くなり、か
つ隣接音声搬送波が存在すると同図ｄ′のようにＦＩＦ
出力が得られる。もし、第２図の局部発振周波数Ｆ２が
、第８図ｅのように正規の周波数より２ＭＨｚ低く、か
つ、この周波数まで到来信号がなければ、同図ｅのよう
なＦＩＦ出力は得られない。同期信号検出器８４からは
、送信信号の映像搬送波が、上記の±２ＭＨｚ以内のオ
フセツト周波数をもつていても、映像搬送波が標準テレ
ビジヨン信号で変調されている限り、垂直同期信号また
は水平同期信号を得ることができる。

ただし、隣接音声搬送波が存在するときは、その周波数
は映像搬送波の周波数より低いものとする。したがつて
論理演算器８５で、上記搬送波検出器８３の出力と同期
信号検出器８４の出力を、次のような論理演算すること
によつて、受信搬送波が映像搬送波か隣接音声搬送波が
識別できる。

すなわち、（イ）搬送波検出器８３が１回搬送波を検出
し、かつ同期信号検出器８４から同期信号を検出した場
合は、サーチ同調系は受信希望チヤンネルの映像搬送波
に同調している。（ロ）同様に搬送波を１回検出し、か
つ同期信号を検出しない場合は、サーチ同調系は受信希
望チヤンネルの映像搬送波に同調しておらず、隣接音声
搬送波に同調している。（ハ）搬送波を２回検出し、か
つ同期信号を検出した場合は、一度受信希望チヤンネル
の映像搬送波にサーチ同調した後、送信信号が断たれた
らして離調し、隣接音声搬送波に同調している。なお、
搬送波検出の回数を計数するための回路を、期間Ｔ２の
終了時にりセツトするために、ＰＬＬ／サーチ切替器４
１の出力８１で論理演算器８５を制御する。ＰＬＬとサ
ーチ同調系を結合する部分の具体溝成例を第９図に示す
。

同図において、６１は周波数弁別器で第２図の３３に対
応する。６２は電圧減算器の構成になつているが、これ
は第２図の電圧加算器３５に対応する。

６３は電圧積分制御器であり、第２図の３６に対応し、
端子６４はＰＬＬ／サーチ切替器４１の出力端子７９に
接続される。

６５は積分抵抗、６６は積分容量素子である。

演算増幅器６７は６５，６６とともに電圧積分器を構成
する。６８は第２図のチヤージ／ポンプおよび３状態切
替器２５の出力に対応し、６９はＰＬＬの低域淵波器で
あり、第２図の２−６に対応する。

増幅度１の電圧加算器７０でＰＬＬとサーチ同調系は結
合され、端子７１を介して電圧制御局部発振器（第２図
２１に対応）に接続される。この７０は第２図の電圧加
算器７０に対応する。前述したように、ＰＬＬ期間Ｔ１
の間、電圧積分器３７（第９図６５，６６，６７で構成
９の出力は掃引開始基準電圧に保たれていなければなら
ないが、この第９図では接地電位がこの電圧になつてい
る。

そのためには積分抵抗６５には電圧減算器６２から接地
電圧に対し正の電圧が加われべきである。もしＴ１の期
間、第２図のＰＬＬ／サーチ切替器４１から正の電圧が
、端子６４に加わつておれば、トランジスタ７２は導通
し、電圧減算器６２の一端子側の電圧が＋側の電圧によ
りも低くなるから、このような状態が得られる。ただし
、周波数弁別器に入力がない場合、その出力電圧は正で
あるとする。例えば６．５Ｖに選ぶ。つぎの期間Ｔ２で
はＰＬＬ／サーチ切替器４１の出力端子７９から端子６
４に、接地電位すなわち０Ｖが加わる。トランジスタＴ
２は遮断されるから、市圧減算器６２の一入力端には可
変抵抗７３と抵抗７４による電源＋Ｂの分割電圧が加わ
る。この電圧は前記の６．５Ｖより高くとつておく。例
えば９Ｖとする。このようにすると、電圧減算器６２か
らは６．５Ｖ−９Ｖ−一２．５Ｖの電圧が、６５，６６
，６７からなる電圧積分器に加わり、その出力電圧は掃
引状態になる。第４図Ａ，ｂと第（１）式〜第（４）式
を用いて説明したように、上記Ｔ２の期間は掃引電圧が
、ＰＬＬに印加されていても、局部発振周波数は選局希
望チヤンネルの送信周波数の近傍周波数Ｆ。

に対してごく小さな誤差しか持たない。第２図の位相ロ
ツク検出器４２の中には低域済波器が組み込まれている
が、この小さな誤差に対してはＰＬＬがロツクしている
ものとして、その出力を出すように設計しておく。第７
図の例では０Ｖである。電圧積分器３７の出力の掃引状
態が続き、局部発振周波数がＦ。を通過した直後、位相
ロツク検出器４２の出力が正になると、この出力でＰＬ
Ｌ／サーチ切替器４１を制御し、その出力端子８．０に
現われる出力はチヤージ／ポンプおよび３状態切替器２
５の出力をフローテイング状態になるように制御する。
すなわた、第３図の期間Ｔ３に入ることになる。出力端
子８０に現われる出力はまた第９図の端子７５に正の電
圧として加えられ、トランジスタ７６を導通させる。

このとき、電圧減算器６２の一端子側の電圧が、十端子
側の電圧より低くなるように可変変抗器７７を調整して
おく。このとき電圧減算器６２の出力は正となるから、
電圧積分器出力は電圧の低い方へ掃引して行く。端子７
８には第２図の論理演算器８５の出力が加えられ、すで
に述べた論理演算の結果に基づいて、サーチ同調した搬
送波が映像搬送波である場合を除き、正の電圧が加わつ
てサーチ同調系を離調する。

期間Ｔ５を経て、局発周波がＦ２に達すると、端子６４
には正の電圧が加わり、その結果、電圧積分器出力は掃
引開始基準電圧に戻る。

すなわち再び期間Ｔ１に入ることになり、上記の動作を
操り返すことになる。第１０図は、論理演算器８５の具
体構成例である。

同図において、端子８６は、第２図のＰＬＬ／サーチ切
替器４１の出力端子８１に接続されている。８１からの
出力電圧は微分回路８９を経てフリツプフロツプ９０を
りセツトし、その出力ＱをＯレベルにする。

端子８７は第２図の搬送波検出器８３の出力端子に接続
されている。８３からの出力が１回あればフリツプフロ
ツプ出力は反転して１レベルに、また、２回あればさら
に反転してＯレベルになる。

端子８８は第２図の同期信号検出器８４の出力端子に接
続されている。同期信号が存在するときは１レベルが加
わる。ＮＡＮＤゲート回路９１にはフリツプフロツプ９
０の出力と端子８８からの人力が加えられ、その出力は
ＡＮＤゲート回路９２の他方の入力端子には、端子８７
が接続され、搬送波検出器出力を検出した時だけ、ＮＡ
ＮＤゲ゛一ト回路９２の出力データが端子９３に出力さ
れる。端子９３の出力は第２図の論理演算器８５を制御
する。

論理演算器８５の具体構成例が第９図の場合は、その出
力は端子７８に加わる。以上のように本発明によれば、
受信波に対する同調はサーチ同調系で行われているから
、従来のＰＬＬ周波数シンセサイザ方式のように、ＡＦ
Ｔ動作時の周波数パンチインクのおそれがなくなり、離
散的に変化する局部発振周波数の１ステツプが受信する
局によつて異なるという問題も解決できる。

また一搬のＰＬＬに対して、本発明の同調系はデイジタ
ル・ノイズを発生しないという特長をもつとともに次の
ような効果をも有している。すなわち、映像搬送波の近
傍周波数に対応する局部発振周波数Ｆ。を、映像搬送周
波数に対応する局部発振周波数ｆ１に対し、隣接音声搬
送周波数に対応する局部発振周波数と反対側に選んで、
周波数の高い方から低い方へ送信波をサーチするので、
隣接音声搬送波の有無にかかわらず、映像搬送波が存在
すれば、サーチ同調系はこの映像搬送波に同調する。更
に、搬送波検出器出力を１回検出し、かつ同期信号検出
器出力を検出したとき、サーチ同調系は映像搬送波に同
調状態にあると認識し、搬送波検出器出力を１回検出し
、かつ同期信号検出器を検出しないとき、または搬送波
検出器出力を２回検出し、かつ同期信号検出器出力を検
出したとき、サーチ同調系は隣接音声搬送波に同調状態
にあると認識する論理演算器を有するので、先述の従来
例のように音声搬送波検出器１ゴ２を必要とすることな
く、弱電界でも安定にチヤンネル認識信号が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＰＬＬ周波数シンセサイザ方式のテレビ
ジヨウ選局装置のプロツク図、第２図は本発明の一実施
例のプロツク図、第３図は同実施例の動作の一部を説明
するための図、第４図Ａ，ｂはＰＬＬの低域涙波器出力
に掃引電圧を加算したときのＰＬＬのモデルを示すプロ
ツク図、第５図Ａ，ｂはサーチ同調系のモデルを示すプ
ロツク図、第６図は周波数弁別器特性とサーチ同調系の
基準入力周波数および定常状態での周波数誤差の関係を
示す図、第７図は本発明の要部具体構成例を示す結線図
、第８図は本発明の実施例の動作を説明するための図、
第９図は同実施例におけるＰＬＬとサーチ同調系の結合
部の具体構成例を示す結線図、第１０図は本発明で使用
し得る論理演算器の構成例を示す図である。２１・・・・・・局部発振器、２２・・・・・・プリス
ケーラ、２３・・・・・・プログラマブル分周器、２４
・・・・・・位相比較器、２５・・・・・・チヤージ／
ポンプ３状態切替器２７・・・・・・基準発振器、２９
・・・・・・チヤンネル選択器、３０・・・・・・コー
ド変換器、３２・・・・・・中間周波増幅器、３３・・
・・・・周波数弁別器、３５・・・・・・電圧加算器、
３６・・・・・・電圧積分制御器、４０・・・・・・Ｐ
ＬＬ期間カウンタ、４１・・・・・・ＰＬＬ／サーチ切
替器、８３・・・・・・搬送波検出器、８４・・・・・
・同期信号検出器、８５・・・・・・論理演算器。

Claims

【特許請求の範囲】１受信希望局の映像搬送波の近傍周波数に対応する局
部発振周波数を発生する位相ロックループ周波数シンセ
サイザとサーチ同調系を備え、前記シンセサイザの位相
ロックループ系の低域濾波器の出力側に、前記サーチ同
調系の電圧積分器出力を掃引状態で加算する手段と、そ
の電圧が前記近傍周波数に対応する電圧に達すると、前
記位相ロックループを開ループとし、それ以降は前記サ
ーチ同調系で映像搬送波を探牽して同調状態に至らしめ
る手段と、映像搬送波の近傍周波数に対応する前記局部
発振周波数を、映像搬送周波数に対応する局部発振周波
数に対し、隣接音声搬送周波数に対応する局部発振周波
数と反対側に選ぶ手段を設けたことを特徴とするテレビ
ジョン選局装置。２特許請求の範囲第１項の記載において、前記サーチ
同調系は、搬送波検出器出力を１回検出しかつ同期信号
検出器出力を検出した場合に映像搬送波に同調した状態
にあると認識し、搬送波検出器出力を１回検出し、かつ
同期信号検出器を検出しない場合と搬送波検出器出力を
２回検出し、かつ同期信号検出器出力を検出した場合の
いずれかの場合には隣接音声搬送波に同調した状態にあ
ると認識する論理演算器を含み、前記論理演算器の出力
の前記電圧積分器を制御する電圧積分制御器を制御して
、前記サーチ同調系が隣接音声搬送波に同調状態になる
と、このサーチ同調系を離調するように構成されている
ことを特徴とするテレビジョン選局装置。