JPS5937886B2 - 電力増巾器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明の第一の目的は増巾器の入力加算点に入力交流純
正弦波電圧、または入力交流ひずみ波電圧を与えて、同
増巾器の出力側には上記入力波と同じ波形の増巾出力電
圧または同電流の所要出力（ボルトアンペア）を得るこ
とである（以下ではこの状態を「定常状態」と呼ぶ）。

また第二の１的は増巾器の入力加算点に先ず入力交流純
正弦波電圧Ｖｉ１０°を連続して与えておき、次にある
時点でこれと周波数は同じだが値および位相の違った他
の入力電圧Ｖｉ２ φ０に急に切換えた場合でも、切換
えによる過渡現象を出来る限り抑止して、入力波の急変
前後の波高値および波形に追随する出力電圧波または同
電流波の所要出力（ボルトアンペア）を得ることである
（以下ではこの状態を１急変状態」と呼ぶ）。

さて、上記を満足する増巾器を得るには、まず増巾器の
波形ひずみを極力押さえねばならぬ。

ブツシュ・プル増巾器を例にとると、入力交流電圧波が
零値をよぎる際にトランジスタのペース〜エミッタ間の
ダイオード特性のために増巾出力電圧波には時間軸に平
行となる部分、即ちクロス・オーバが現われるのは公知
である。

このクロス・オーバを押さえるために、従来からたとえ
ば第１図に示すように、電源電圧Ｖｃｃを抵抗１０３と
ダイオード１０４とで分圧した点１０２の電圧を入力変
圧器１０１の二次の中点を経て、ブツシュ・プルトラン
ジスタ１０５／１０６のベースにプラスのバイアス電圧
を与えて、トランジスタ１０５／１０６のそれぞれに適
当な直流コレクタ電流を流し、入力交流電圧Ｖｉを与え
たとき、出力変圧器１０７の二次出力電圧Ｖ。

からクロスオーバを除こうとする方法である。

この方法を本発明の第二目的である前記の急変状態にも
使おうとすると、即ちある時点で入力電圧Ｖｉの値およ
び位相を、たとえばＶｉｌ ０°からＶｉ２ φ０に
急に切換えると、この切換えの時点で入力変圧器１０１
と出力変圧器１０８で起る過渡現象が重なり、結果とし
て、切換時点で入力電圧Ｖ１２ φ０に追随した出力電
圧Ｖ。

が得られない場合が起る。

そこで、入力変圧器を含まない第２図の公知の直結ブツ
シュ・プル増巾器について考えてみる。

同図の入力点１１０に入力電圧Ｖｌを与えると、この電
圧ｖ１が正半波の期間には、Ｖｉは演算増巾器１１１〜
１１２で極性が二回反転され、線１１γには正半波の増
巾電圧が現われる。

他方向Ｖｉは演算増巾器１１１１１３−１１４で極性が
三回反転され、線１１８には負半波の増巾電圧が現われ
る。

こ＼でドライバ１１５／１１６の出力点１１９／１２０
はそれぞれ抵抗１２４／１２５を経て１１２／１１４の
それぞれの入力側に帰還しているので、演算増巾器１１
２／１１４のそれぞれの増巾器を１０００倍程度以上に
上げてやれば、理論的にはドライバ１１５／１１６のク
ロスオーバは除かれるはずである。

ところが、実際には寄生発振が起りむつかしい。

次に本発明の詳細な説明する。

第３図は本発明の電力増巾器の動作を説明するための接
続図である。

図中１は入力加算点、２〜６ 、２１ 、２２ 、２３
，２４２５は演算増巾器、１〜１０はドライバ用のトラ
ンジスタ（以下ドライバと略称する）、１１／１２は並
列パワートランジス久１３は電力増巾用の直流電源、１
４は出力変圧器、１５は電圧負荷用２インチ、１６は電
流負荷用スイヅチ１γは電圧負荷、１８は電光負荷、１
９は電圧変成器、および２０は、変流器であ４残る２６
〜３３は以下の説明のとζろで述べる。

以下では本発明の特徴とする点、即ち「クロスオーバの
抑止」および「前置増巾器運びにブツシュ・プル・パワ
ートランジスタの不平衡の抑止」の順にそれぞれの作用
を述べ、そのあとこれらの作用が本発明の使用目的であ
る前記の「定常状態」および「急変状態」においてどの
ような効果を与えるかを述べよう。

いま第３図の入力加算点１に一定振嘔、一定周波数の交
流純正弦波電圧Ｖｉ、または交流ひずみ波電圧Ｖｉを与
え、電圧負荷用スイッチ１５を閉じインピーダンスＺＰ
の電圧負荷１１に出力電圧Ｖｏを得る場合についての増
巾器内の作用を考えよう。

この場合入力加算点１には入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖ。

の帰還電圧−βＡＰＶｏ１および並列パワートランジス
タ１１／１２のコレクタ電流の差■Ｄに比例する帰還電
圧−βＤＯＩ。

の三つが加えられるから、同加算点の出力電圧、即ち偏
差電圧ｖ１はこれら三つの電圧の和となる。

このうち帰還電圧−βＡＰＶＯ（ただし、βＡＰは帰還
率）は出力電圧Ｖ。

を先ず電圧変成器１９で（１／ｎ１９）倍に降圧し、つ
づいて増巾器２１で極性反転すると同時にその増巾器Ａ
２１倍だけ増巾して、したがって（−Ａ２．／ｒｉ０．
）ｖｏ二（−βＡＰ、）、”Ｖ。

として得られる。

また帰還電圧−βＩ）ＯＩＤ （ただし、βＤｏは帰還
率）はトランジスタ１１／１２のコレクタ電流Ｉ Ｏｔ
／ Ｉ Ｏ−２に比例した電圧ＲＩＯＩ／ＲＩＯ２を
差動増巾器２４に与え、その差動出力を更に帰還率βＤ
ｏ調整用の増巾器２５を通して得られる。

この偏差電圧Ｖ１が、演算増巾器２を経て半波分離増巾
器（仮称）に入る。

同増巾器３の帰還並列枝路にはダイオードＤ１とＤ２と
が互いに極性が逆となるように挿入しである。

したがって偏差電圧■が正半波である期間中には同増巾
器３の出力正半波電圧はダイオードＤ、を経て線２６に
現われ、つづいて増巾器４および６で極性を二回反転後
、電圧Ｖ１の正半波と同じ極性の正半波増巾電圧となり
、ドライバ８のベース・エミッタ間に加えられる。

この期間中残るダイオードＤ２の枝路では３の正半波増
巾電圧によってダイオードＤ２は逆バイアスされるから
増巾器５に至る２１の電圧は零に保たれ、ドライバには
この期間中は入力は与えられない。

次に上記の偏差電圧Ｖ１が上記とは逆に負半波電圧にな
った期間中には３の出力負半波電圧はダイオードＤ２を
経て線２γに現われ、増巾器５で反転後、Ｖ１負半波と
は逆極性の正半波増巾電圧となり、これがドライバＴに
加えられる。

この期間中残るダイオードＤ１の枝路では３の負の出力
電圧によってダイオードＤ１は逆バイアスされた増巾器
４に至る線２６の電圧は零に保たれ、ドライバ８には入
力は与えられない。

次に、かような動作を行う半波分離増巾回路の途中であ
る増巾器５／６の入力加算点３１ ／３２に、マイナス
直流バイアス電圧−Ｖ２を加え同５／６を経て極性を反
転後にドライバγ／８にクロスオーバ抑止用のプラスバ
イアス電圧を常時連続して与える。

上記マイナス直流バイアス電圧−Ｖ２は分圧器３０をた
とえば一１５Ｖ直流電源に接続して、得た分圧電圧−Ｖ
２をバッファ２３を通し出力抵抗を下げてから出力線２
９を通して与えればよい。

このように半波分離増巾器３を用いて入力偏差電圧Ｖ１
の正半波／負半波を個別に増巾器６１５を経てドライバ
８／γに与えると同時にクロスオーバ抑止用のプラスの
バイアス電圧をもドライバ８／γに与えると、前記引例
間第２図に示すクロスオーバ抑止のための高僧中度の増
巾器を一切必要としないので、本発明では寄生発振を伴
うことなく、容易かつ安定にクロスオーバが除かれる。

つづいて、クロスオーバを除いたドライバ８／γのドラ
イブ電圧を次段のドライバ１０／９を経て並列パワート
ランジスタ１２／１１に与えると、偏差電圧ｖ１の正半
波／負半波期間には同トランジスタ１２／１１は交代に
動作し、それぞれのコレクタ電流Ｉ ０２ ／ Ｉ ０
１は直流電源１３の十端子より出力変圧器１４の一次Ｐ
の中点を経て供給され、同トランジスタ１２／１１のエ
ミッタにつながる低抵抗Ｒ／Ｒを経て同電源１３の接地
端子に向って流れ去る。

こ＼で仮に入力加算点１の入力電圧Ｖｉを零に保ったま
Ｓで、前記クロスオーバ除けの電圧Ｖ２によるコレクタ
電流ＩＯ２／ＩＯＩだけを流してみる。

この場合ドライバ１０／９の対、および並列トランジス
タ１２／１１の対の、それぞれのペース・エミッタ電圧
ｖＢＥ〜温度特性が皆同じで、しかも各部の温度も皆同
じであれば、たとえ温度が同時に上昇または下降しても
、コレクタ電流Ｉ０２／■ｃ１の値は互いに相等しくｌ
０２＝Ｉ。

１に保たれているはずである。

ところが実際には上記のような温度特性の揃ったトラン
ジスタを得ること、および周囲温度上昇を常に各部同一
に保つことはむつかしい。

その結果実際の回路では電流Ｉ Ｏ２／ Ｉ ０１は互
いに同じ値とはならない。

これら値のちがった電流Ｉ ０２ ／ Ｉ ０１が出力
変圧器１４の一次Ｐに差動的に常時連続して流れると、
同変圧器の鉄心には差電流Ｉｃ２ ｌ０ｌ−１１）に
比例した直流バイアス磁界が与えられる。

第４図は上記を証明するために帰還βＤｏ回路の途中に
第３図で点線で示した平滑用コンデンサＣをスイッチ３
３を閉じて入れた場合の出力電圧Ｖｏの過渡状態を示す
オシログラムである。

即ち入力電圧ｖｉの切換により出力電圧Ｖ。

を定常ＯＶから急変３００Ｖに上げた場合を示す。

同図かられかるように上記コンデンサＣにより、同コン
デンサＣと周辺抵抗による時定数により図中包絡線で示
すような過渡現象が起り、本発明の使用目的には副わな
くなることを示したものである。

本発明によるオシログラムは後掲の第５図で示す。

なお上記では述べなかったが、第３図の出力変圧器１４
には動作磁束密度の最大値が極力低いものを使う。

その理由は急変状態で残留磁束による過渡現象を極力さ
けるためである。

以上で本発明の増巾器内の説明を終ったのでつづいて本
発明の電力増巾器を定常および急変状態で使用した場合
の効果を述べる。

まず定常状態から始めよう。

入力電圧Ｖｉが純正弦波電圧の場合を実１験の結果、出
力電圧Ｖ。

または同電流Ｉｏにはクロスオーバはなく、それぞれの
ひずみ率は周波数３０〜１０００ Ｈｚの範囲で１％以
内であった。

また入力電圧ｖｉがひずみ波、たとえば基本波６０Ｈｚ
にこれらの第３，５，７・・・・・・１３調波を重畳し
た場合、入力電圧Ｖ・に対して出力電圧Ｖ。

は基本波６０Ｈｚで位相ずれ０°、１８０１（ｚで１０
°、・・・・・・７８０ Ｈｚで２０°程度であり、そ
れぞれの調波の増中度の変化は１％以内であった。

次に急変状態を述べる。

こ＼では周波数５０ Ｈｚの純正弦波電圧Ｖ・の値およ
び位相をある時点で急変する場合を示す。

第５図■、■は電圧負荷にＺＰ−３７５Ω／仄０をつな
ぎ、最初に出力電圧がＶ。

−５０Ｖ 、ｉｏとなる入力電圧（正弦波電圧）ＶＨｌ
、０−０を入力点１に加えておき、次にこの電圧を他の
入力電圧Ｖ Ｈ２１１シ旦０ にアナログ・スイッチ（
ただし第３図には図示してない）で急に切換えた場合の
出力電圧Ｖｏおよび同負荷電流のオシログラムである。

このうち■は帰還−βＡＰＶＯと−βＤＯＩＤとを入力
点１に帰還しているので、出力電圧波５０Ｖｕ ０と同
１４０Ｖ、、り、２曳０とはひずみ率１％以内、また急
変時点に前記第４図にみるような過渡現象は現われてい
ない。

他方■は帰還−βＤＯＩＤは外して、入力点１には加え
ていないので急変時点で波形ひずみが起っている。

第５図３，４は非直線性の電流負荷Ｚｃ＝０．４６Ω／
ゴ工互０に最初に出力電流が■ｏ３Ａ／旦０となる入力
電圧（純正弦波電圧）Ｖｉｌ１隻０を入力点１に与えて
おき、次にこの電圧を上記同様に他の電圧Ｖｉ２／ニジ
旦０に切換えた場合である。

このうち■は帰還−βＡＯＩｏと一βＤＯＩＤとを加え
であるので出力電流波■。

＝３Ａ ／更０（！：５ＡＺユ旦旦０とはひずみ率１％
以内、また急変時点での過渡現象も現われていない。

他方■は急変前後の電流波が交叉する点で急変している
ので電流波形ひずみは起っていない。

以上に詳述したように、本発明の電力増巾器は出力電圧
Ｖｏ端子につながる電圧負荷ｚＰに、または同電流■。

端子につながる電流負荷Ｚｃのいずれかに、入力電圧Ｖ
１の値並びに波形に追随したひずみの少ない電圧Ｖ。

または電流■。の所要出力を得られるほか、上記入力電
圧が純正弦波電圧の場合、その電圧Ｖｉをある任意の時
点で急に値および位相の違った他の電圧に切換えても、
この急変前後の入力電圧Ｖｉの値および位相に迅速に追
随した出力電圧Ｖ。

または出力電流■。が得られる。

したがって、このような特性の電力増巾器が切望される
電力保護継電器、または計器試験装置の試験電源などに
本発明の電力増巾器を使用した場合の効果は大きいと思
われる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のプッシュツブ１１首巾器でクロスオーバ
を除く方法を説明する図である。 第２図は従来のプッシュプル直結増巾器でクロスオーバ
を余く方法を説明する図である；第３図は本発明の電力
増巾器を説明するための図であ４第４図は第３図中に記
載の差動増巾器２４の出力側にコンデンサＣを挿入し、
また出力変圧器１４の二次側に電圧負荷をつないだ場合
の負荷端子電圧Ｖｏのオシログラムである。 第５図■は本発明の電力増巾器の出力側に電圧Ｖ。 および同負荷電流のオシログラムである。 また同図■は電圧βＤＯＩＤを帰還しない場合のオシロ
グラムである。 第５図■は本発明の電力増巾器の出力側に電流負荷をつ
なぎ、上記■同様に急変した場合の出力電流■。 および同負荷電圧のオシログラムでる。また同図■は電
圧βＤｏＩＤを帰還しない場合のオシログラムである。 次に第１〜５図の記入記号を説明する。 第１図でＶ、は入力交流電圧、Ｖ。はＶｉＯ増巾出力電
圧、１０１は入力変圧器、１０３は抵抗、１０４はダイ
オード、１０２は分圧点、１０５／１０６はブツシュ・
プルトランジシスタ、１０γは出力変圧器、１０８は出
力線である。 第２図でＶｉは入力交流電圧、Ｖｏは出力電圧、１１１
〜１１４は演算増巾器、１１５／１１６はドライバ、１
１７／１１８はドライバの入力点、１１９／１２０はド
ライバの出力点、１２１／１２２はプッシュプルパワー
トランジスタ、１２３は出力変圧器、１２４／１２５は
帰還抵抗である。 第３図でＶｊは入力交流電圧、ｖｌは偏差電圧、Ｖｏは
出力電圧、工０は出力電流、−βＡＰＶＯは帰還電圧、
−βＡｃＩ。 は負荷電流１゜に比例した帰還電圧、βＤＯＩＤはコレ
クタ電流Ｉ０１／ＩＯ２と抵抗Ｒ／Ｒとによるそれぞれ
の電圧降下、即ち■。 １と■。２との差電流■ゎに比例した帰還電圧、１は入
力加算点、２〜６，２１〜２２、および２４〜２５は演
算増巾器、１／８および９／１０はドライバ、１１／１
２はプッシュル並列パワートランジスタ、１３は電力増
巾用の主電源、１４は出力変圧器、１５は電圧負荷用ス
イッチ、１６は電流負荷用スイッチ、１１はインピーダ
ンスＺＰの電圧負荷、１８は同Ｚ。 の電流負荷、１９は電圧変成器、２０は変流器である。 また２６〜２９は線である。 ２８−

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電力増巾器の入力加算点に入力交流電圧Ｖｉ、同増
   巾器出力電圧Ｖ。 の帰還電圧−βＡＰＶＯ（または出力電流Ｔｏに比例し
   た帰還電圧−βＡｃＩ。 ）、およびブツシュ・プル並列パワートランジスタの一
   方のプラス波増中部のコレクタ電流Ｉ０２と他方のマイ
   ナス波増中部の同電流Ｉ０１との差に比例した帰還電圧
   −βＤｃＩＤのそれぞれを加え、ので得られた加算電圧
   波は正／負半波分離増巾器を通して正半波／負半波に分
   離し、このうち一方の正半波分離電圧はつづく二回の極
   性反転の途中でマイナスの直流バイアス電圧を加算して
   正半波担当のドライバにプラス直流バイアス電圧を与え
   、残る他方の負半波分離電圧には上記と同一のマイナス
   の直流バイアス電圧を加算後に極性を反転して負半波担
   当のドライバに上記と同じプラス直流バイアス電圧を与
   えることを特徴とする電力増巾器。