JPS593625Y2 - ディジタル信号疑似アナログ化装置 - Google Patents
ディジタル信号疑似アナログ化装置Info
- Publication number
- JPS593625Y2 JPS593625Y2 JP15750179U JP15750179U JPS593625Y2 JP S593625 Y2 JPS593625 Y2 JP S593625Y2 JP 15750179 U JP15750179 U JP 15750179U JP 15750179 U JP15750179 U JP 15750179U JP S593625 Y2 JPS593625 Y2 JP S593625Y2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- digital signal
- signal
- frequency
- circuit
- voltage difference
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は、パルスの高さの変化で情報を伝送するディジ
タル信号を疑似的なアナログ信号に変換するための変換
装置に関する。
タル信号を疑似的なアナログ信号に変換するための変換
装置に関する。
一般に、FMステレオ復調器の時分割復調ホールド出力
信号とかディジタル・アナログ変換器(DA変換器)の
出力信号等は、一般にパルスアンプリチュード変調と呼
ばれる周期的に階段状の変化をするディジタル信号であ
り、これにはその基本となるアナログ信号成分以外に、
多くの不用周波数成分が含まれている。
信号とかディジタル・アナログ変換器(DA変換器)の
出力信号等は、一般にパルスアンプリチュード変調と呼
ばれる周期的に階段状の変化をするディジタル信号であ
り、これにはその基本となるアナログ信号成分以外に、
多くの不用周波数成分が含まれている。
すなわち、基本アナログ信号周波数の上限をfAとし、
周期的階段状変化の周波数をf、とすれば、その不用周
波数成分子Nは、 fN=N−f、±fA(N=1.2.3.・・・)・・
・(1)で表わされる。
周期的階段状変化の周波数をf、とすれば、その不用周
波数成分子Nは、 fN=N−f、±fA(N=1.2.3.・・・)・・
・(1)で表わされる。
これをスペクトル分布図に表わすと、第1図のようにな
る。
る。
斯る不用周波数成分子Nを除去して必要な基本アナログ
信号を取り出すためには、非常に急峻な阻止特性を有す
るハイカットフィルタが必要となる。
信号を取り出すためには、非常に急峻な阻止特性を有す
るハイカットフィルタが必要となる。
特に先に挙げたFMステレオ復調器の例においてはオー
ディオ周波数すなわち基本アナログ信号周波数の上限f
Aは15 [KHz)であり、サブキャリア周波数すな
わち周期的階段状変化の周波数fTは38 (KHz)
であるから、その不用周波数成分子Nは第(1)式より fN=38N±15 〔KH2〕 となり、N=1の場合を考えるとfNの下限は23 (
KHz)となって、それはオーディオ周波数の上限fA
(=15 [KH2))に非常に近接したものとなる。
ディオ周波数すなわち基本アナログ信号周波数の上限f
Aは15 [KHz)であり、サブキャリア周波数すな
わち周期的階段状変化の周波数fTは38 (KHz)
であるから、その不用周波数成分子Nは第(1)式より fN=38N±15 〔KH2〕 となり、N=1の場合を考えるとfNの下限は23 (
KHz)となって、それはオーディオ周波数の上限fA
(=15 [KH2))に非常に近接したものとなる。
従って前述のように急峻な阻止特性を有するハイカット
フィルタが不可欠なものとなってくるのである。
フィルタが不可欠なものとなってくるのである。
しかし、斯るフィルタは、通常インダクタンス分を必要
とするため位相歪の発生や磁気飽和による高調波歪の発
生等は不可避であり、また外部誘導を受けやすいとか形
状的にもかなり大きい等の欠点がある。
とするため位相歪の発生や磁気飽和による高調波歪の発
生等は不可避であり、また外部誘導を受けやすいとか形
状的にもかなり大きい等の欠点がある。
従って周期的ディジタル信号から必要な基本アナログ信
号を取り出すのにかようなフィルタを用いることは、特
性面、スペース面等において問題が多かった。
号を取り出すのにかようなフィルタを用いることは、特
性面、スペース面等において問題が多かった。
本考案は、上述の欠点を解消するテ゛イジタル信号疑似
アナログ化装置を提供することを目的とする。
アナログ化装置を提供することを目的とする。
以下本考案の一実施例につき第2図の回路構成図及び第
3図の各都電圧波形を示すタイムチャートに基づいて説
明する。
3図の各都電圧波形を示すタイムチャートに基づいて説
明する。
Viは、一定周波数f1をもつ階段状のディジタル信号
であって、第3図中ではその波形を示し、第2図におい
ては該信号の人力される端子を示している。
であって、第3図中ではその波形を示し、第2図におい
ては該信号の人力される端子を示している。
従って該ディジタル信号Viの周期はl/f1で表わさ
れる。
れる。
Vdはディジタル信号Viの位相を後記遅延回路DLに
よって1/f□だけ遅延させたディジタル信号であって
、第3図ではその波形を、第2図においては該信号の表
われる箇所を示している。
よって1/f□だけ遅延させたディジタル信号であって
、第3図ではその波形を、第2図においては該信号の表
われる箇所を示している。
次に、第2図において、CPは周波数nfT(n=整数
)のクロックパルスfcを発生するクロックパルス発生
回路、1/nDは該クロックパルスfcをl/ nに分
周する分周回路を夫々示す。
)のクロックパルスfcを発生するクロックパルス発生
回路、1/nDは該クロックパルスfcをl/ nに分
周する分周回路を夫々示す。
ここで分周回路1/nDノ出力信号周波数は、fc/n
= nfT/n = fTとなるが、斯る信号f□は
端子fTより外部に出力されて前記ディジタル信号Vi
の階段状スイッチングの為の信号として用いられるよう
になっており、かくて前記ディジタル信号Viは一定周
波数f1をもつ階段状のディジタル信号となっているも
のである。
= nfT/n = fTとなるが、斯る信号f□は
端子fTより外部に出力されて前記ディジタル信号Vi
の階段状スイッチングの為の信号として用いられるよう
になっており、かくて前記ディジタル信号Viは一定周
波数f1をもつ階段状のディジタル信号となっているも
のである。
DLは先にも触れたように、分周回路1/nDの出力信
号f、によってディジタル信号Viの位相を1/fTす
なわち1周期だけ遅延させるための遅延回路である。
号f、によってディジタル信号Viの位相を1/fTす
なわち1周期だけ遅延させるための遅延回路である。
そしてRはn個の抵抗r1.r2.・・・・・・rnを
直列接続して成る電圧差分割回路であって、抵抗r1の
外端は遅延回路DLの出力端に、また抵抗rnの外端は
ディジタル信号入力端子Viに夫々接続されており、こ
れはディジタル信号Vdとディジタル信号Viとの電圧
差勾配をn分割し、各々の抵抗r1.r2.・・・・・
・rnよりその分割電圧を出力するものである。
直列接続して成る電圧差分割回路であって、抵抗r1の
外端は遅延回路DLの出力端に、また抵抗rnの外端は
ディジタル信号入力端子Viに夫々接続されており、こ
れはディジタル信号Vdとディジタル信号Viとの電圧
差勾配をn分割し、各々の抵抗r1.r2.・・・・・
・rnよりその分割電圧を出力するものである。
更にMPXは電圧差分割回路Rより出力されるn個の分
割電圧を、クロックパルスfc(=nf、 )によって
ディジタル信号Viの周波数fTのn倍の速度で1→2
→3→・・・→n→1→2→・・・と繰り返し選択切換
するマルチプレクサであり、ロータリースイッチSWと
スイッチ制御部SCとから戒っている。
割電圧を、クロックパルスfc(=nf、 )によって
ディジタル信号Viの周波数fTのn倍の速度で1→2
→3→・・・→n→1→2→・・・と繰り返し選択切換
するマルチプレクサであり、ロータリースイッチSWと
スイッチ制御部SCとから戒っている。
以上のDL、R,MPXの各部は本考案に係るディジタ
ル信号疑似アナログ化装置の主要部を威すものである。
ル信号疑似アナログ化装置の主要部を威すものである。
上述の構成において、ディジタル信号Viが入力端子V
iに印加されると各部が動作し、例えばn5とした場合
第3図Voに示すような出力信号波形か′第2図中の出
力端Voより得られる。
iに印加されると各部が動作し、例えばn5とした場合
第3図Voに示すような出力信号波形か′第2図中の出
力端Voより得られる。
この出力信号Voをディジタル信号Viと比べてみると
、はるかに高調波成分の少ない波形となっているのが判
る。
、はるかに高調波成分の少ない波形となっているのが判
る。
ここでnの値を大きくとれば、出力信号vOをほぼアナ
ログ信号とすることができる。
ログ信号とすることができる。
次に、第4図は本考案の他の実施例を示す回路構成図で
ある。
ある。
図中、第2図と同一符号を付した各部は第2図中の各部
と同−若しくは同等のものを示し、その説明を省略する
。
と同−若しくは同等のものを示し、その説明を省略する
。
本例は、減算回路SUBによって入力されるテ゛イジタ
ル信号Viと1周期位相の遅延したテ゛イジタル信号V
dとの差信号を作り、これを電圧差分割回路Rによって
n分割し、続いてその分割電圧をマルチプレクサMPX
によって速度nfTで選択切換し、更にその出力信号と
テ゛イジタル信号Viとを加算回路ADDによって加算
することにより疑似的なアナログ信号Voを得るもので
ある。
ル信号Viと1周期位相の遅延したテ゛イジタル信号V
dとの差信号を作り、これを電圧差分割回路Rによって
n分割し、続いてその分割電圧をマルチプレクサMPX
によって速度nfTで選択切換し、更にその出力信号と
テ゛イジタル信号Viとを加算回路ADDによって加算
することにより疑似的なアナログ信号Voを得るもので
ある。
従って基本的な原理は前記実施例と相違する処はなく、
また効果についても前記実施例と同様な効果を得るもの
である。
また効果についても前記実施例と同様な効果を得るもの
である。
尚、前述の2実施例において、電圧差分割回路Rのrl
、r2・・・・・・rnの抵抗比によって決まる分割比
を、等美的でなく、例えば第2図の例では余弦比、また
第3図の例では正弦比となるようにしておけば、出力信
号Voは三角波から三角関数波に近いものとなり、奇数
次高調波の含有率を効果的に減することかで゛きる。
、r2・・・・・・rnの抵抗比によって決まる分割比
を、等美的でなく、例えば第2図の例では余弦比、また
第3図の例では正弦比となるようにしておけば、出力信
号Voは三角波から三角関数波に近いものとなり、奇数
次高調波の含有率を効果的に減することかで゛きる。
第5図は遅延回路DLの実際の回路例を示す。
同図Aはその回路構成図を示している。
同図中Q1゜Q2はJ−FET、C1,C2はコンテ゛
ンサ、OMはワンショットマルチバイブレータ、Trは
トランジスタ、Ryは抵抗、十BはB電源を夫々示す。
ンサ、OMはワンショットマルチバイブレータ、Trは
トランジスタ、Ryは抵抗、十BはB電源を夫々示す。
J −FET Q2のゲートには前記分周回路1/nD
から出力される周波数f1のクロックパルスが印加され
るようになっている。
から出力される周波数f1のクロックパルスが印加され
るようになっている。
またJ −FETQlのゲートには斯る周波数f□のク
ロックパルスによって作動するワンショットマルチバイ
ブレータOMの出力信号が印加されるよ、うになってい
る。
ロックパルスによって作動するワンショットマルチバイ
ブレータOMの出力信号が印加されるよ、うになってい
る。
従って入力端Viより入力される周波数f1のディジタ
ル信号ViはQlのオン時毎にコンデンサC1に充電さ
れ、その充電信号がQ3のオン時毎にこの遅延回路の出
力端Vdに導出される。
ル信号ViはQlのオン時毎にコンデンサC1に充電さ
れ、その充電信号がQ3のオン時毎にこの遅延回路の出
力端Vdに導出される。
この様子を示したのが第5図Bのタイムチャートである
。
。
この図から判るように出力信号Vdの位相はディジタル
信号Viより1周期(=1/f、)だけ遅延することに
なる。
信号Viより1周期(=1/f、)だけ遅延することに
なる。
以上詳細に説明したように、本考案に係るディジタル信
号疑似アナログ化装置によれば、一定周期をもって階段
状に変化するテ゛イジタル信号からその変化分に応じた
アナログ信号を取り出す際、従来のように高性能なハイ
カットフィルタを用いなくとも目的を達することができ
るから、フィルタの使用に伴う種々の特性面での問題を
一挙に解消できるのは勿論、その動作がすべてディジタ
ル動作であるからIC化に向いており、従って装置の小
型化が簡単である等、本装置は数多の特長を具有するも
のである。
号疑似アナログ化装置によれば、一定周期をもって階段
状に変化するテ゛イジタル信号からその変化分に応じた
アナログ信号を取り出す際、従来のように高性能なハイ
カットフィルタを用いなくとも目的を達することができ
るから、フィルタの使用に伴う種々の特性面での問題を
一挙に解消できるのは勿論、その動作がすべてディジタ
ル動作であるからIC化に向いており、従って装置の小
型化が簡単である等、本装置は数多の特長を具有するも
のである。
第1図は階段状ディジタル信号のスペクトル分布状態図
、第2図は本考案に係るディジタル信号疑似アナログ化
装置の一実施例を示す回路構成図、第3図はその各都電
圧波形を示すタイムチャート、第4図は本考案の他の実
施例を示す回路構成図、第5図Aは本考案に用いる遅延
回路の実際の回路例を示す回路構成図、第5図Bはその
各都電圧波形を示すタイムチャートである。 DL・・・・・・遅延回路、R・・・・・・電圧差分割
回路、r工。 r2.・・・・・・rn・・・・・・抵抗、MPX・・
・・・・マルチプレクサ、SW・・・・・・ロータリー
スイッチ、SC・・・・・・スイッチ制御部、Vi・・
・・・・入力端子(ディジタル信号)、Vd・・・・・
・1周期遅延テ゛イジタル信号、Vo・・・・・・出力
端子(出力信号)。
、第2図は本考案に係るディジタル信号疑似アナログ化
装置の一実施例を示す回路構成図、第3図はその各都電
圧波形を示すタイムチャート、第4図は本考案の他の実
施例を示す回路構成図、第5図Aは本考案に用いる遅延
回路の実際の回路例を示す回路構成図、第5図Bはその
各都電圧波形を示すタイムチャートである。 DL・・・・・・遅延回路、R・・・・・・電圧差分割
回路、r工。 r2.・・・・・・rn・・・・・・抵抗、MPX・・
・・・・マルチプレクサ、SW・・・・・・ロータリー
スイッチ、SC・・・・・・スイッチ制御部、Vi・・
・・・・入力端子(ディジタル信号)、Vd・・・・・
・1周期遅延テ゛イジタル信号、Vo・・・・・・出力
端子(出力信号)。
Claims (1)
- パルスの高さの変化で情報を伝送するディジタル信号の
位相を1周期遅延させる遅延回路と、該遅延回路の出力
信号と前記ディジタル信号との電圧差勾配をn分割する
ための電圧差分割回路と、該電圧差分割回路より出力さ
れるn個の分割電圧を前記ディジタル信号の周波数のn
倍の速度で選択切換するマルチプレクサとから戒り、前
記テ゛イジタル信号を疑似的なアナログ信号に変換する
ことができるように構成したことを特徴とするディジタ
ル信号疑似アナログ化装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15750179U JPS593625Y2 (ja) | 1979-11-13 | 1979-11-13 | ディジタル信号疑似アナログ化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15750179U JPS593625Y2 (ja) | 1979-11-13 | 1979-11-13 | ディジタル信号疑似アナログ化装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5674533U JPS5674533U (ja) | 1981-06-18 |
JPS593625Y2 true JPS593625Y2 (ja) | 1984-02-01 |
Family
ID=29668785
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP15750179U Expired JPS593625Y2 (ja) | 1979-11-13 | 1979-11-13 | ディジタル信号疑似アナログ化装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS593625Y2 (ja) |
-
1979
- 1979-11-13 JP JP15750179U patent/JPS593625Y2/ja not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5674533U (ja) | 1981-06-18 |
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