JPS5923683A - 自動利得制御回路 - Google Patents
自動利得制御回路Info
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- JPS5923683A JPS5923683A JP13218482A JP13218482A JPS5923683A JP S5923683 A JPS5923683 A JP S5923683A JP 13218482 A JP13218482 A JP 13218482A JP 13218482 A JP13218482 A JP 13218482A JP S5923683 A JPS5923683 A JP S5923683A
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- agc
- circuits
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- Pending
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/52—Automatic gain control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（発明の技術分野）
木発明は、一般の電子機器例えばカラーテレビジョン受
像機器の映像中間周波増幅（以下ＰＩＦ）回路へ自動利
得制御（以下ＡＧＣと言う。）を加えるためＡＧＣ電圧
を検出するものであって、特にそのＡＧＣ時定数に係る
充放電特性を改善した自動利得制御回路に関する。
像機器の映像中間周波増幅（以下ＰＩＦ）回路へ自動利
得制御（以下ＡＧＣと言う。）を加えるためＡＧＣ電圧
を検出するものであって、特にそのＡＧＣ時定数に係る
充放電特性を改善した自動利得制御回路に関する。
（発明の背景技術）
一般にカラーテレビジョン受像機においては、アンテナ
に誘起される入力信号に強弱があると、映像検波出力も
同様に変動して画面のコントラストが変化するので、受
像機の利得を制御し常時一定の映像検波出力を得るため
にＡＧＣ回路を設けて上記変動を補償している。
に誘起される入力信号に強弱があると、映像検波出力も
同様に変動して画面のコントラストが変化するので、受
像機の利得を制御し常時一定の映像検波出力を得るため
にＡＧＣ回路を設けて上記変動を補償している。
このＡＧＣ手段としては、検出制御電圧が大きいこと、
外来ノズルの影響を受けにくいこと、受信信号の変化に
対し高速で追従し得ること等が必要であり、一般的には
ピーク値形ＡＧＣ、平均値方ＡＧＣ、及びキード形ＡＧ
Ｃが周知である。
外来ノズルの影響を受けにくいこと、受信信号の変化に
対し高速で追従し得ること等が必要であり、一般的には
ピーク値形ＡＧＣ、平均値方ＡＧＣ、及びキード形ＡＧ
Ｃが周知である。
ピーク値方ＡＧＣは、送信側において、テレビジョン高
周波信号の同期信号部分を画面の明暗とは無関係に常時
一定の振幅で送出して来るのを利用し、この同期信号の
振幅変化を検出してＡＧＣ電圧とするものである。
周波信号の同期信号部分を画面の明暗とは無関係に常時
一定の振幅で送出して来るのを利用し、この同期信号の
振幅変化を検出してＡＧＣ電圧とするものである。
この方式は、検波出力電圧が大きく且つ画１争の明暗に
よってＡＧＣ電圧が変化しない特徴を有づるが、同期信
号と同等以上の振幅を有するノイズが印加するとＡＧＣ
電圧が変化する欠点があるため、通常ノイズフィルタを
その前後に介在する必要がある。
よってＡＧＣ電圧が変化しない特徴を有づるが、同期信
号と同等以上の振幅を有するノイズが印加するとＡＧＣ
電圧が変化する欠点があるため、通常ノイズフィルタを
その前後に介在する必要がある。
又、平均値形ＡＧＣは、信号の映像部分が画面の平均の
明るさによって振幅が違うため、映像信号の平均値レベ
ルＡＧＣの基準電圧として用いるものである。更に、キ
ード形ＡＧＣは、所定期間に抽出したキーイングパルス
を利用してカラーテレビジョン信号の中から同期信号部
分を抜き出し、この同期レベルに応じた検波電圧をＡＧ
Ｃ基準電圧として使用するものである。従って、映像信
号期間に混入した雑音は、ＡＧＣ検波電圧と無関係とな
り雑音に影響されることが少ない。
明るさによって振幅が違うため、映像信号の平均値レベ
ルＡＧＣの基準電圧として用いるものである。更に、キ
ード形ＡＧＣは、所定期間に抽出したキーイングパルス
を利用してカラーテレビジョン信号の中から同期信号部
分を抜き出し、この同期レベルに応じた検波電圧をＡＧ
Ｃ基準電圧として使用するものである。従って、映像信
号期間に混入した雑音は、ＡＧＣ検波電圧と無関係とな
り雑音に影響されることが少ない。
上記各ＡＧＣ方式のうちピーク値形方式とキード形方式
が一般的であり、具体的には第１図に示す構成が知られ
ている。これは、映像信号Ｖｉを増幅回路１でで増幅し
た後検波回路２にて検波し、その検波出力Ｖｏを比較検
出回路３に入力する一方、制御用基準バイアス回路４か
らの基準電圧Ｖｒもこの比較検出回路３に入力し、ここ
で両者を比較した出力がＡＧＣ電圧ＶＡＧＣとして前記
増幅回路１に入力される。又、比較検出回路３には放電
抵抗Ｒど外部容量Ｃの時定数回路を付設し、この時定数
により充放電特性を決定する。つまり、放電時の時定数
を水平同期パルスの幅以下に選び、水平同期パルスが加
わる期間に前記外部容量Ｃを充電する。そして、放電時
の時定数は水平同期より大きく選定することにより、検
波出力Ｖｏはほぼ映像信号中の同期信号のレベル変動に
追従するＡＧＣ電圧ＶＡＧＣとなる。検波回路２で検波
された電圧波形は第２図（ａ）となり一定の充放電出力
として得られる。これが比較検出力回路３にで基準電圧
Ｖｒと比較され、ＡＧＣ電圧ＶＡＧＣ（第２図ｂ）を得
る。
が一般的であり、具体的には第１図に示す構成が知られ
ている。これは、映像信号Ｖｉを増幅回路１でで増幅し
た後検波回路２にて検波し、その検波出力Ｖｏを比較検
出回路３に入力する一方、制御用基準バイアス回路４か
らの基準電圧Ｖｒもこの比較検出回路３に入力し、ここ
で両者を比較した出力がＡＧＣ電圧ＶＡＧＣとして前記
増幅回路１に入力される。又、比較検出回路３には放電
抵抗Ｒど外部容量Ｃの時定数回路を付設し、この時定数
により充放電特性を決定する。つまり、放電時の時定数
を水平同期パルスの幅以下に選び、水平同期パルスが加
わる期間に前記外部容量Ｃを充電する。そして、放電時
の時定数は水平同期より大きく選定することにより、検
波出力Ｖｏはほぼ映像信号中の同期信号のレベル変動に
追従するＡＧＣ電圧ＶＡＧＣとなる。検波回路２で検波
された電圧波形は第２図（ａ）となり一定の充放電出力
として得られる。これが比較検出力回路３にで基準電圧
Ｖｒと比較され、ＡＧＣ電圧ＶＡＧＣ（第２図ｂ）を得
る。
この第２図は横軸が一水平周期の検波出力Ｖｏ（第２図
ａ）及び基準電圧Ｖｒによって比較検出されたＡＧＣ電
圧（第２図ｂ）を示し各波形は検波された水平同期パル
スを時定数回路を接続した状態で充電したときの充電期
間Ａと、映像信号期間に該当する同期レベルを保持する
ための放電期間Ｂとからなる。
ａ）及び基準電圧Ｖｒによって比較検出されたＡＧＣ電
圧（第２図ｂ）を示し各波形は検波された水平同期パル
スを時定数回路を接続した状態で充電したときの充電期
間Ａと、映像信号期間に該当する同期レベルを保持する
ための放電期間Ｂとからなる。
（背景技術の問題点）
上記において、一定放電によりＡＧＣ電圧を形成するた
め、放電抵抗Ｒ及び外部容量Ｃで決まる時定数が重要で
ある。
め、放電抵抗Ｒ及び外部容量Ｃで決まる時定数が重要で
ある。
すなわち、時定数を小さくして充電時間を短くでるとそ
の充放電波形の初期特性に大きなサグ（第２図ａの波形
においてａ−１，ａ−２，ａ−３，ａ−４…）を発生し
て同期の不安定−や輝度傾斜を引き起すと共に、外乱に
対しても障害がある。
の充放電波形の初期特性に大きなサグ（第２図ａの波形
においてａ−１，ａ−２，ａ−３，ａ−４…）を発生し
て同期の不安定−や輝度傾斜を引き起すと共に、外乱に
対しても障害がある。
例えば周波数の高い自動車の点火装置から発生するシェ
ーバ−ノイズ等にも応答してしまい、そのノイズに応じ
て両面のびくつきを引き起す問題があった。このノイズ
に対して回路が応答しないように時定数を長くすると、
周波数の低い外乱のフラッタリング等にも応答しきれず
、画面上に低周波縞を生じ画面障害を生じてしまう。
ーバ−ノイズ等にも応答してしまい、そのノイズに応じ
て両面のびくつきを引き起す問題があった。このノイズ
に対して回路が応答しないように時定数を長くすると、
周波数の低い外乱のフラッタリング等にも応答しきれず
、画面上に低周波縞を生じ画面障害を生じてしまう。
従って、従来のＡＧＣ時定数は、長すぎたり短すぎない
値とすべく中間的なものとして上記問題を避けていた。
値とすべく中間的なものとして上記問題を避けていた。
しかしながら、前述した如く両者は全く相反する特性を
有するため、中間値の選択では恨本的な解決となりえり
ず、むしろ中途半端な特性となる問題があった。
有するため、中間値の選択では恨本的な解決となりえり
ず、むしろ中途半端な特性となる問題があった。
（弁明の目的）
本発明は、上述した点に鑑てされたもので、外乱状況を
周波数弁別機能により把握して、これと対応する最適Ａ
ＧＣ時定数を自動的に設定することにより、サグの発生
を防止して同期の安定性や輝度傾斜の防止を可能とし、
且つ高低画周波数の外乱に対しても充分なるＡＧＣ応答
特性を持たせで両面の安定や品位の保持を維持し得るよ
うにした自動利得制御回路の提供を目的とするものであ
る。
周波数弁別機能により把握して、これと対応する最適Ａ
ＧＣ時定数を自動的に設定することにより、サグの発生
を防止して同期の安定性や輝度傾斜の防止を可能とし、
且つ高低画周波数の外乱に対しても充分なるＡＧＣ応答
特性を持たせで両面の安定や品位の保持を維持し得るよ
うにした自動利得制御回路の提供を目的とするものであ
る。
（発明の概要）
上述した目的を達成するため本発明は、入力信号の外乱
状況を弁別する周波数弁別器と、各々独立した時定数を
具備する複数のＡＧＣ検出回路と、この複数のＡＧＣ検
出回路を上記周波数弁別器出力で切換制御して選択切替
する切換回路を主体とした構成により外乱状況を周波数
弁別器にて把握し、且つその出力に対応する最適ＡＧＣ
時定数を選別し、これをＡＧＣ電圧出力として供給する
ようにしたものである。
状況を弁別する周波数弁別器と、各々独立した時定数を
具備する複数のＡＧＣ検出回路と、この複数のＡＧＣ検
出回路を上記周波数弁別器出力で切換制御して選択切替
する切換回路を主体とした構成により外乱状況を周波数
弁別器にて把握し、且つその出力に対応する最適ＡＧＣ
時定数を選別し、これをＡＧＣ電圧出力として供給する
ようにしたものである。
（発明の実施例）
以下、本発明を第３図以下に図示の実施例について説明
する。
する。
第３図は本実施例のブロック図であり、第４図は第３図
の具体的回路を示す回路図である。
の具体的回路を示す回路図である。
第３図、第４図において入力信号Ｖｉは、増幅回路１１
に入力し、ここで増幅された出力を検波回路１２に入力
して検波した後検波出力Ｖｏを次段へ出力する一方、こ
の検波出力Ｖｏを複数の比較検出回路、本実施例では第
１、第２の比較検出回路１３−１、１３−２に入力して
ある。又、制御用基準バイアス回路１４の出力、即ち同
期信号レベルに応じた基準電圧Ｖｒも上記第１、第２比
較検出回路１３−１、１３−２に入力してあって、その
各検波出力をＡＧＣ切換回路１５に入力してあり、且つ
このＡＧＣ切換回路１５の出力部を前記増幅回路１１の
利得制御端子に接続してある。
に入力し、ここで増幅された出力を検波回路１２に入力
して検波した後検波出力Ｖｏを次段へ出力する一方、こ
の検波出力Ｖｏを複数の比較検出回路、本実施例では第
１、第２の比較検出回路１３−１、１３−２に入力して
ある。又、制御用基準バイアス回路１４の出力、即ち同
期信号レベルに応じた基準電圧Ｖｒも上記第１、第２比
較検出回路１３−１、１３−２に入力してあって、その
各検波出力をＡＧＣ切換回路１５に入力してあり、且つ
このＡＧＣ切換回路１５の出力部を前記増幅回路１１の
利得制御端子に接続してある。
また、第１及び第２ＡＧＣ検出回路１３−１、１３−２
は、夫々第１、第２時定数回路１６、１７を外付してあ
り、第１の時定数回路１６は放電用抵抗１８及び容量１
９の並列回路を、又第２の時定数回路１７は第１の時定
数回路１６の充放電時定数より長い時定数となるような
値の放電抵抗２０及び容量２１の並列回路にて構成され
る。
は、夫々第１、第２時定数回路１６、１７を外付してあ
り、第１の時定数回路１６は放電用抵抗１８及び容量１
９の並列回路を、又第２の時定数回路１７は第１の時定
数回路１６の充放電時定数より長い時定数となるような
値の放電抵抗２０及び容量２１の並列回路にて構成され
る。
更に、前記検波出力Ｖｏは、比較検出回路の設置数に応
じた例えば幅の狭いシェバーノイズの周波数帯域と、フ
ラッタリングなノイズの周波数帯域に通過特性をもつ第
１、第２帯域フィルタ２２、２３にも入力される。各帯
域フィルタ２２、２３はその出力を各々第１、第２レベ
ル検出回路２４、２５を介して周波数弁別器２６に導出
し、この周波数弁別器２６の弁別出力Ｖｃにより前記Ａ
ＧＣ切換回路１５を切換制御するように構成されている
。
じた例えば幅の狭いシェバーノイズの周波数帯域と、フ
ラッタリングなノイズの周波数帯域に通過特性をもつ第
１、第２帯域フィルタ２２、２３にも入力される。各帯
域フィルタ２２、２３はその出力を各々第１、第２レベ
ル検出回路２４、２５を介して周波数弁別器２６に導出
し、この周波数弁別器２６の弁別出力Ｖｃにより前記Ａ
ＧＣ切換回路１５を切換制御するように構成されている
。
上記ブロック図の具体的回路は、第４図において、電流
源Ｉ１をを介して共通エミッタ接続した一対のトランジ
スタ４１、４２及びトランジスタ４１のコレクタから次
段に介装した検波用ダイオード４３と、電源端子Ｅ８と
トランジスタ４１のコレクタ間に介装した抵抗Ｒ１と、
から第１比較検出回路１３−１が構成され、前記ダイオ
ード４３のカソードと接地間に第１の時定数回路１６が
設けられている。また、前記トランジスタ４１のベース
に検波出力Ｖｏが提供される。さらにまた、前記トラン
ジスタ４１のベースには基準電圧Ｖｒが印加される。次
に、第２の比較検出回路１３−２は電流源Ｉ２，トラン
ジスタ４４、４５検波用ダイオード４６及び抵抗Ｒ２ど
から構成され、前記ダイオード４６のカソードと接地間
に第２の時定数回路１７が設けられている。また、前記
トランジスタ４４のベースに検波出力Ｖｏが供給される
とともに、トランジスタ４５のベースにも基準電圧Ｖｒ
が印加される。
源Ｉ１をを介して共通エミッタ接続した一対のトランジ
スタ４１、４２及びトランジスタ４１のコレクタから次
段に介装した検波用ダイオード４３と、電源端子Ｅ８と
トランジスタ４１のコレクタ間に介装した抵抗Ｒ１と、
から第１比較検出回路１３−１が構成され、前記ダイオ
ード４３のカソードと接地間に第１の時定数回路１６が
設けられている。また、前記トランジスタ４１のベース
に検波出力Ｖｏが提供される。さらにまた、前記トラン
ジスタ４１のベースには基準電圧Ｖｒが印加される。次
に、第２の比較検出回路１３−２は電流源Ｉ２，トラン
ジスタ４４、４５検波用ダイオード４６及び抵抗Ｒ２ど
から構成され、前記ダイオード４６のカソードと接地間
に第２の時定数回路１７が設けられている。また、前記
トランジスタ４４のベースに検波出力Ｖｏが供給される
とともに、トランジスタ４５のベースにも基準電圧Ｖｒ
が印加される。
続いて、検波出力Ｖｏを入力する第１帯域フイルタ２２
は周波数の高い雑音を検出するものて、コンデンサ４７
、４８及び抵抗４９、５０でπ型接続した構成からなり
、第２帯域フィルタ２３もコンデンサ５１、５２と抵抗
５３、５４をπ型接続したしのである。また、第１帯域
フィルタ２２の出力は、エミッタを共通にした一対のト
ランジスタ５５及びトランジスタ５０の一方のコレクタ
、即ち第４図ではトランジスタ５５のコレクタに流れる
電流によって生ずる抵抗Ｒ１の電圧降下を利用して取り
出される。また、周波数の低い雑音を検出する第２帯域
フイルタ２３の出力もトランジスタ５６のコレクタに流
れる電流を電圧化する抵抗Ｒ４を利用して前記トランジ
スタ５５のコレクタより取り出される。なお、共通エミ
ッタと接地間には電流源Ｉ３があり、各抵抗Ｒ３、Ｒ４
には電源電圧Ｅｃが印加される。各帯域フィルタ２２、
２３の出力を導出する前記トランジスタ５５、５６は第
１、第２レベル検出回路２４，２５の機能を果すととと
もに、周波数弁別回路２６の役割もしている。
は周波数の高い雑音を検出するものて、コンデンサ４７
、４８及び抵抗４９、５０でπ型接続した構成からなり
、第２帯域フィルタ２３もコンデンサ５１、５２と抵抗
５３、５４をπ型接続したしのである。また、第１帯域
フィルタ２２の出力は、エミッタを共通にした一対のト
ランジスタ５５及びトランジスタ５０の一方のコレクタ
、即ち第４図ではトランジスタ５５のコレクタに流れる
電流によって生ずる抵抗Ｒ１の電圧降下を利用して取り
出される。また、周波数の低い雑音を検出する第２帯域
フイルタ２３の出力もトランジスタ５６のコレクタに流
れる電流を電圧化する抵抗Ｒ４を利用して前記トランジ
スタ５５のコレクタより取り出される。なお、共通エミ
ッタと接地間には電流源Ｉ３があり、各抵抗Ｒ３、Ｒ４
には電源電圧Ｅｃが印加される。各帯域フィルタ２２、
２３の出力を導出する前記トランジスタ５５、５６は第
１、第２レベル検出回路２４，２５の機能を果すととと
もに、周波数弁別回路２６の役割もしている。
次に、ＡＧＣ切換換回路１５は、周波数弁別出力Ｖｃが
ベースに印加されるトランジスタ５７と、比較電圧Ｖｐ
がベースに印加されるトランジスタ５８と、このトラン
ジスタ５８のコレクタにエミッタを接続し且つ前記第１
比較検出回路１３−１の出力がベースに印加されるトラ
ンジスタ５９と、トランジスタ５７のコレクタにエミッ
タを接続し目つ前記第２比較検出回路１３−２の出力が
ベースに印加されるトランジスタ６０と、この両トラン
ジスタ５９，６０のエミッタに接続された一組のダイオ
ード６１、６２と、その出力を取り出すトランジスタ６
３と、その電流源Ｉ６と、トランジスタ５８，５７の共
通エミッタ及びタイオード６１、６２の共通アノードの
対接地間及び対電源端子Ｅ８間に夫々設けられた電流源
Ｉ４，Ｉ５とから構成されている。
ベースに印加されるトランジスタ５７と、比較電圧Ｖｐ
がベースに印加されるトランジスタ５８と、このトラン
ジスタ５８のコレクタにエミッタを接続し且つ前記第１
比較検出回路１３−１の出力がベースに印加されるトラ
ンジスタ５９と、トランジスタ５７のコレクタにエミッ
タを接続し目つ前記第２比較検出回路１３−２の出力が
ベースに印加されるトランジスタ６０と、この両トラン
ジスタ５９，６０のエミッタに接続された一組のダイオ
ード６１、６２と、その出力を取り出すトランジスタ６
３と、その電流源Ｉ６と、トランジスタ５８，５７の共
通エミッタ及びタイオード６１、６２の共通アノードの
対接地間及び対電源端子Ｅ８間に夫々設けられた電流源
Ｉ４，Ｉ５とから構成されている。
上述した構成において、第５図を参照してその動作を説
明する。ここで第５図（ａ）の波形は基準電圧Ｖｒを与
えない状態で第１、第２比較検出回路１３−１、１３−
２の各出力を弁別出力Ｖｃによって切換・合成した場合
の波形であり、動作を判り易くするために示したもので
ある。第５図（ｂ）はＡＧＣ切換回路１５から切換合成
されて出力されるＡＧＣ電圧ＶＡＧＣを示し、第５図（
ｃ）は弁別出力Ｖｃの波形を示し、各横軸は第２図と同
様に水平周期を示したものである。
明する。ここで第５図（ａ）の波形は基準電圧Ｖｒを与
えない状態で第１、第２比較検出回路１３−１、１３−
２の各出力を弁別出力Ｖｃによって切換・合成した場合
の波形であり、動作を判り易くするために示したもので
ある。第５図（ｂ）はＡＧＣ切換回路１５から切換合成
されて出力されるＡＧＣ電圧ＶＡＧＣを示し、第５図（
ｃ）は弁別出力Ｖｃの波形を示し、各横軸は第２図と同
様に水平周期を示したものである。
本弁明の主要動作は外乱により発生するノイズの周波数
の大小に応じて第１の比較検出回路１３−１のＡＧＣ電
圧を用いるか、第２の比較検出回路１３−２のＡＧＣ電
圧用いるかを自動的に選択することにある。そのための
コントロール信号としてハイ・ロウレベルが切換わる弁
別出力Ｖｃを用いるものである。第５図は上記選択のい
わば過渡期を示すものでもある。そこで、時刻Ｔ１にお
いて弁別出力Ｖｃ（第５図（ｃ））がロウレベルである
とする。それに対応して第１比較検出回路１３−１出力
が選択され、ＡＧＣ切換回路１５から出力されるものと
すると、水平同期パルスを充電したＡＧＣ電圧は抵抗１
８と容量１９の時定数で放電するこのとき、時刻Ｔ２に
おいて、外乱（例えばサグａ−１）が生じ、周波数の高
い雑音が入力したとする。すると、第１帯域フイルタ２
２の出力が増大してトランジスタ５５のベース電圧がト
ランジスタ５６のベース電圧より高くなってハイレベル
の弁別出力Ｖｃを呈する。これによってトランジスタ５
７が導通し、電流源Ｉ４をトランジスタ６０に供給する
。その結果、時定数の大きな第２比較検出回路１３−２
のＡＧＣ電圧が選択され、トランジスタ６３のエミッタ
より出力される。即ち、第５図（ｂ）において第１時定
数回路１６の時定数で放電していたＡＧＣ電圧ＶＡＧＣ
は時刻Ｔ２で放電時定数がさらに長い第２時定数回路１
７の時定数で放電し、時刻Ｔ３で次の水平期間パルスが
加えられても大きな変動を来たすことがない。
の大小に応じて第１の比較検出回路１３−１のＡＧＣ電
圧を用いるか、第２の比較検出回路１３−２のＡＧＣ電
圧用いるかを自動的に選択することにある。そのための
コントロール信号としてハイ・ロウレベルが切換わる弁
別出力Ｖｃを用いるものである。第５図は上記選択のい
わば過渡期を示すものでもある。そこで、時刻Ｔ１にお
いて弁別出力Ｖｃ（第５図（ｃ））がロウレベルである
とする。それに対応して第１比較検出回路１３−１出力
が選択され、ＡＧＣ切換回路１５から出力されるものと
すると、水平同期パルスを充電したＡＧＣ電圧は抵抗１
８と容量１９の時定数で放電するこのとき、時刻Ｔ２に
おいて、外乱（例えばサグａ−１）が生じ、周波数の高
い雑音が入力したとする。すると、第１帯域フイルタ２
２の出力が増大してトランジスタ５５のベース電圧がト
ランジスタ５６のベース電圧より高くなってハイレベル
の弁別出力Ｖｃを呈する。これによってトランジスタ５
７が導通し、電流源Ｉ４をトランジスタ６０に供給する
。その結果、時定数の大きな第２比較検出回路１３−２
のＡＧＣ電圧が選択され、トランジスタ６３のエミッタ
より出力される。即ち、第５図（ｂ）において第１時定
数回路１６の時定数で放電していたＡＧＣ電圧ＶＡＧＣ
は時刻Ｔ２で放電時定数がさらに長い第２時定数回路１
７の時定数で放電し、時刻Ｔ３で次の水平期間パルスが
加えられても大きな変動を来たすことがない。
こうして、ＡＧＣ電圧波形ＶＡＧＣはその過渡特性が補
償され、図中破線で示した従来特性が実線に示づ波形に
なる。又、周波数弁別出力Ｖｃがロウレベルになると今
度はそれに対応して第１比較検出回路１３−２の出力が
供給される。このようにして常時ＡＧＣ電圧波形の平坦
性が保持されるので、サグの影響による輝度傾斜、画面
びくつき等を極めて軽減できるものである。
償され、図中破線で示した従来特性が実線に示づ波形に
なる。又、周波数弁別出力Ｖｃがロウレベルになると今
度はそれに対応して第１比較検出回路１３−２の出力が
供給される。このようにして常時ＡＧＣ電圧波形の平坦
性が保持されるので、サグの影響による輝度傾斜、画面
びくつき等を極めて軽減できるものである。
従って、入力信号に外乱が混在していてもそれを検出弁
別し、ノイス周波数に対応して夫々適正な時定数を有す
るＡＧＣ電圧が常時得られる結果、リグの発生や低周波
外乱による画像不良を防止することができる。
別し、ノイス周波数に対応して夫々適正な時定数を有す
るＡＧＣ電圧が常時得られる結果、リグの発生や低周波
外乱による画像不良を防止することができる。
（発明の効果）
以上述べたように本弁明によれば、入力信号に混在する
外乱を確実に検出弁別し、それに対応して最適なＡＧＣ
時定数を自動的に設定するため、例えばリグの発生によ
る同期の不安定や輝度傾斜を防ぐと共に高周波のシェー
バーノイズ等を除去し画面を安定さける上、低周波外乱
のフラッタリング等に対する応答性も良くなり画面の品
質を向上する等の優れた効果を有する。
外乱を確実に検出弁別し、それに対応して最適なＡＧＣ
時定数を自動的に設定するため、例えばリグの発生によ
る同期の不安定や輝度傾斜を防ぐと共に高周波のシェー
バーノイズ等を除去し画面を安定さける上、低周波外乱
のフラッタリング等に対する応答性も良くなり画面の品
質を向上する等の優れた効果を有する。
第１図は従来のＡＧＣ回路のブロック図、第２図（ａ）
は検波出力波形を示４波形図、第２図（ｂ）はＡＧＣ電
圧波形を示す波形図、第３図は本発明の実施例に係るＡ
ＧＣ回路のブロック図、第４図は第３図の具体的一例を
示す回路図、第５図（ａ）は切換選択されるべき検波出
力波形を示す波形図、第５図（ｂ）は本発明によって得
られるＡＧＣ電圧波形を示す波形図、第５図（ｃ）は弁
別出力波形を示す波形図である。 １１…増幅回路、１２…検波回路、１３−１，１３−２
…比較検出回路、１４…制御用基準バイアス回路、１５
…ＡＧＣ切換回路、１６，１７…時定数回路、１８，２
０，４９、５０，５３、５４…抵抗、１９、２１，４７
，４８、５１、５２…コンデンサ又は容量、２２，２３
…帯域フィルタ、２４，２５…レベル検出回路、２６…
周波数弁別器、４１，４２，４７，４５，５５，５６，
５７，５８，５９，６０，６３…トランジスタ、４３，
４６，６１，６２…ダイオード、Ｖｃ…弁別出力、Ｖｒ
…基準電圧。 代ＩＹ Ａブ団゛１： 則近憲（（＋（ほか１名）４
２５−
は検波出力波形を示４波形図、第２図（ｂ）はＡＧＣ電
圧波形を示す波形図、第３図は本発明の実施例に係るＡ
ＧＣ回路のブロック図、第４図は第３図の具体的一例を
示す回路図、第５図（ａ）は切換選択されるべき検波出
力波形を示す波形図、第５図（ｂ）は本発明によって得
られるＡＧＣ電圧波形を示す波形図、第５図（ｃ）は弁
別出力波形を示す波形図である。 １１…増幅回路、１２…検波回路、１３−１，１３−２
…比較検出回路、１４…制御用基準バイアス回路、１５
…ＡＧＣ切換回路、１６，１７…時定数回路、１８，２
０，４９、５０，５３、５４…抵抗、１９、２１，４７
，４８、５１、５２…コンデンサ又は容量、２２，２３
…帯域フィルタ、２４，２５…レベル検出回路、２６…
周波数弁別器、４１，４２，４７，４５，５５，５６，
５７，５８，５９，６０，６３…トランジスタ、４３，
４６，６１，６２…ダイオード、Ｖｃ…弁別出力、Ｖｒ
…基準電圧。 代ＩＹ Ａブ団゛１： 則近憲（（＋（ほか１名）４
２５−
Claims (1)
- 映像信号の映像検波回路と、時定数が異る第１、第２の
時定数回路によって前記検波回路の出力する検波出力の
同期信号レベルを保持し保持した電圧と同期信号レベル
に応じた基準電圧と比較することによって利得制御電圧
を得る第１の比較検出回路及び第２の比較検出回路と、
各比較検出回路の出力を前記検波出力に含まれる雑音の
周波数に応じて切換選択し合成して導出した後前記映像
信号の利得を制御する周波数弁別切換制御手段とを具備
したことを特徴とする自助利得制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13218482A JPS5923683A (ja) | 1982-07-30 | 1982-07-30 | 自動利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13218482A JPS5923683A (ja) | 1982-07-30 | 1982-07-30 | 自動利得制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5923683A true JPS5923683A (ja) | 1984-02-07 |
Family
ID=15075348
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13218482A Pending JPS5923683A (ja) | 1982-07-30 | 1982-07-30 | 自動利得制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5923683A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5829614A (ja) * | 1981-08-18 | 1983-02-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 金型装置 |
| JPH01157176A (ja) * | 1987-07-28 | 1989-06-20 | Sanyo Electric Co Ltd | ディジタルテレビジョン受像機 |
| EP0804023A2 (en) * | 1996-04-24 | 1997-10-29 | Lg Electronics Inc. | High speed channel detection, storing, and switching apparatus and method thereof |
-
1982
- 1982-07-30 JP JP13218482A patent/JPS5923683A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5829614A (ja) * | 1981-08-18 | 1983-02-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 金型装置 |
| JPH01157176A (ja) * | 1987-07-28 | 1989-06-20 | Sanyo Electric Co Ltd | ディジタルテレビジョン受像機 |
| EP0804023A2 (en) * | 1996-04-24 | 1997-10-29 | Lg Electronics Inc. | High speed channel detection, storing, and switching apparatus and method thereof |
| EP0804023A3 (en) * | 1996-04-24 | 1998-09-02 | Lg Electronics Inc. | High speed channel detection, storing, and switching apparatus and method thereof |
| US6344882B1 (en) | 1996-04-24 | 2002-02-05 | Lg Electronics Inc. | High speed channel detection apparatus and related method thereof |
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