JPS59226661A - 交流−交流周波数変換装置 - Google Patents
交流−交流周波数変換装置Info
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- JPS59226661A JPS59226661A JP58099175A JP9917583A JPS59226661A JP S59226661 A JPS59226661 A JP S59226661A JP 58099175 A JP58099175 A JP 58099175A JP 9917583 A JP9917583 A JP 9917583A JP S59226661 A JPS59226661 A JP S59226661A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M5/297—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal for conversion of frequency
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
く技術分野〉
本発明は交流−交流周波数変換装置に関し、特に、商用
交流電源により誘導電動機等の交流負荷を商用電源より
も低い周波数で駆動する場合に適している。
交流電源により誘導電動機等の交流負荷を商用電源より
も低い周波数で駆動する場合に適している。
〈従来技術〉
従来のサイクロコンバータ、或いはトランジスタチョッ
パ装置において、変換出方周波数が非常に低いとき、全
体として長い周期の波形が得られるがその中に非常に短
時間逆極性の波形が含まれることが多い。このような装
置で慣性モーメントの小さい電動機を駆動すると回転ム
ラが大きくなる欠点があった。
パ装置において、変換出方周波数が非常に低いとき、全
体として長い周期の波形が得られるがその中に非常に短
時間逆極性の波形が含まれることが多い。このような装
置で慣性モーメントの小さい電動機を駆動すると回転ム
ラが大きくなる欠点があった。
〈発明の目的〉
本発明の目的は、変換出力周波数が非常に低いときでも
、短時間の逆極性波形が発生せず誘導電動機等の回転駆
動が円滑に行われる交流−交流周波数変換装置を提供す
ることにある。
、短時間の逆極性波形が発生せず誘導電動機等の回転駆
動が円滑に行われる交流−交流周波数変換装置を提供す
ることにある。
〈発明の構成〉
本発明の交流−交流周波数変換装置は、２個の電力入力
端子（Ｒ，Ｓ）と、２個の変換電力出力端子（Ｖ、 Ｗ
）と、トランジスタとダイオードの直列接続の２組を互
に逆向きに並列接続してなる４個のスイッチ回路を各辺
に備え、相対向する２組の接続点のうち１組の接続点に
上記電力入力端子を接続し、他の１組の接続点に上記変
換電力出力端子を接続してなるブリッジ回路と、そのブ
リ（３） ソジ回路の一対の対辺のトランジスタのうち上記変換出
力端子の−の方向に電流を供給するトランジスタを同時
にオンオフする第１の駆動手段と、上記ブリッジ回路の
上記一対の対辺のトランジスタのうち上記変換出力端子
の他の方向に電流を供給するトランジスタを同時にオン
オフする第２の駆動手段と、上記ブリッジ回路の残りの
対辺の１−ランジスタのうち上記変換出力端子の上記−
の方向に電流を供給するトランジスタを同時にオンオフ
する第３の駆動手段と、上記ブリッジ回路の上記残りの
対辺のトランジスタのうち上記変換出力端子の上記他の
方向に電流を供給するトランジスタを同時にオンオフす
る第４の駆動手段と、周波数が変化する２相の制御パル
スを出力する制御信号発生手段と、その制御パルスの半
サイクルの間に上記２個の電力入力端子のうちいずれの
端子がより長時間正極であったかを判別する区間極性判
別手段と、上記２相の制御信号と上記区間極性判別手段
の判別信号の組合わせにより上記第１ないし第４の駆動
手段を選択的に作動させる論理回路（４） を有することを特徴としている。
端子（Ｒ，Ｓ）と、２個の変換電力出力端子（Ｖ、 Ｗ
）と、トランジスタとダイオードの直列接続の２組を互
に逆向きに並列接続してなる４個のスイッチ回路を各辺
に備え、相対向する２組の接続点のうち１組の接続点に
上記電力入力端子を接続し、他の１組の接続点に上記変
換電力出力端子を接続してなるブリッジ回路と、そのブ
リ（３） ソジ回路の一対の対辺のトランジスタのうち上記変換出
力端子の−の方向に電流を供給するトランジスタを同時
にオンオフする第１の駆動手段と、上記ブリッジ回路の
上記一対の対辺のトランジスタのうち上記変換出力端子
の他の方向に電流を供給するトランジスタを同時にオン
オフする第２の駆動手段と、上記ブリッジ回路の残りの
対辺の１−ランジスタのうち上記変換出力端子の上記−
の方向に電流を供給するトランジスタを同時にオンオフ
する第３の駆動手段と、上記ブリッジ回路の上記残りの
対辺のトランジスタのうち上記変換出力端子の上記他の
方向に電流を供給するトランジスタを同時にオンオフす
る第４の駆動手段と、周波数が変化する２相の制御パル
スを出力する制御信号発生手段と、その制御パルスの半
サイクルの間に上記２個の電力入力端子のうちいずれの
端子がより長時間正極であったかを判別する区間極性判
別手段と、上記２相の制御信号と上記区間極性判別手段
の判別信号の組合わせにより上記第１ないし第４の駆動
手段を選択的に作動させる論理回路（４） を有することを特徴としている。
〈実施例１〉
以下、本発明の実施例を図面に基いて説明する。
第１図に本発明実施例の回路図を示す。商用交流電源は
端子Ｒ，Ｓに接続される。変換電力出力端子Ｖ、 Ｗに
は正逆両方向に回転する単相交流誘導電動機Ｍと、回転
方向を制御するための双方向性サイリスタｓ、、ｓ２が
接続される。４個のスイッチ回路１，２，３．４がブリ
ッジ回路を形成している。すなわち、スイッチ回路１．
２の接続点とスイッチ回路３．４の接続点がそれぞれ入
力端子Ｒ，Ｓに接続され、スイッチ回路１，４の接続点
とスイッチ回路２．３の接続点がそれぞれ出力端子Ｖ、
Ｗに接続される。
端子Ｒ，Ｓに接続される。変換電力出力端子Ｖ、 Ｗに
は正逆両方向に回転する単相交流誘導電動機Ｍと、回転
方向を制御するための双方向性サイリスタｓ、、ｓ２が
接続される。４個のスイッチ回路１，２，３．４がブリ
ッジ回路を形成している。すなわち、スイッチ回路１．
２の接続点とスイッチ回路３．４の接続点がそれぞれ入
力端子Ｒ，Ｓに接続され、スイッチ回路１，４の接続点
とスイッチ回路２．３の接続点がそれぞれ出力端子Ｖ、
Ｗに接続される。
各スイッチ回路１，２，３．４はＲ−Ｓ方向を順方向と
するスイッチング用トランジスタとダイオードの直列回
路と、Ｓ→Ｒ方向を順方向とするスイッチング用トラン
ジスタとダイオードの直列回路の並列接続により構成さ
れている。４個のトランジスタＱ１＾ 、Ｑ２Ａ 、Ｑ
３八 、Ｑ４＾ はモータＭに対し矢印Ａ方向に電流を
供給し、残りの４１固のトランジスタＱＩＢ 、Ｑ２
Ｂ 、 Ｑ３Ｂ 、 Ｑ４八はモータＭに対し矢
印Ｓ方向に電流を供給する。
するスイッチング用トランジスタとダイオードの直列回
路と、Ｓ→Ｒ方向を順方向とするスイッチング用トラン
ジスタとダイオードの直列回路の並列接続により構成さ
れている。４個のトランジスタＱ１＾ 、Ｑ２Ａ 、Ｑ
３八 、Ｑ４＾ はモータＭに対し矢印Ａ方向に電流を
供給し、残りの４１固のトランジスタＱＩＢ 、Ｑ２
Ｂ 、 Ｑ３Ｂ 、 Ｑ４八はモータＭに対し矢
印Ｓ方向に電流を供給する。
トランジスタと直列に接続されているダイオードＤ１＾
〜Ｄ４Δ、 Ｄ、３ 〜Ｄ４Ｂ は商用交流電源の
高電圧が直接トランジスタのコレクタ・コミツタ間に印
加されることを防止している。ブリッジ回路の対辺にあ
って矢印Ａ方向に通電する２個のトランジスタＱ１へ、
Ｑ３Ａ は第１の制御用トランジスタＱ５により同
時にオンオフ制御され、これと対をなし矢印Ｓ方向に通
電する２個のトランジスタＱＩＢ 、Ｑ３Ｂ は第２の
制御用トランジスタＱ６により同時にオンオフ制御され
る。また、ブリッジの残りの対辺にあって矢印Ａ方向に
通電する２個のトランジスタＱ２＾、Ｑ４△は第３の制
御用トランジスタＱ７により同時にオンオフ制御され、
これと対をなし矢印Ｓ方向に通電する２個のトランジス
タＱ２Ｂ 、Ｑ４Ｂ は第４の制御用トランジスタＱ８
により同時にオンオフ制御される。
〜Ｄ４Δ、 Ｄ、３ 〜Ｄ４Ｂ は商用交流電源の
高電圧が直接トランジスタのコレクタ・コミツタ間に印
加されることを防止している。ブリッジ回路の対辺にあ
って矢印Ａ方向に通電する２個のトランジスタＱ１へ、
Ｑ３Ａ は第１の制御用トランジスタＱ５により同
時にオンオフ制御され、これと対をなし矢印Ｓ方向に通
電する２個のトランジスタＱＩＢ 、Ｑ３Ｂ は第２の
制御用トランジスタＱ６により同時にオンオフ制御され
る。また、ブリッジの残りの対辺にあって矢印Ａ方向に
通電する２個のトランジスタＱ２＾、Ｑ４△は第３の制
御用トランジスタＱ７により同時にオンオフ制御され、
これと対をなし矢印Ｓ方向に通電する２個のトランジス
タＱ２Ｂ 、Ｑ４Ｂ は第４の制御用トランジスタＱ８
により同時にオンオフ制御される。
一方、設定器５は電動機Ｍの回転速度を任意に設定する
ためのもので、＋５Ｖ〜−５■の範囲で任意に入力電圧
Ｅを設定する。この入力電圧Ｅが正のときは電動ｆｉＭ
が正転し、負のときは逆転するものとする。絶対値アン
プ６はこの入力電圧Ｅの絶対値ＩＥＩを出力する。Ｖ／
Ｆコンバータ（電圧−周波数変換器）７は電圧ＩＥＩに
比例した周波数のパルス列を出力する。制御信号発生回
路８は、このパルス列を計数するカウンタと、カウンタ
の各ビットの状態出力を組合わせて２相方形波信号ＰＩ
、Ｐ２を出力する論理回路の組合わせから成る順序開閉
回路である。出力される制御信号ＰＩ、Ｐ２のパルス幅
と周期は入力されるパルス信号の周期の増減に応じて増
減する。制御信号発生回路８内の論理回路の構成により
制御信号ＰＩ、Ｐ２のデユティ比を換えることができる
が、ＰｌとＰ２とは決して同時にＨｉにならないよう構
成される。第１の制御信号Ｐ１はＡＮＤゲー１−９及び
１０に入力され、第２の制御信号Ｐ２はＡＮＤゲート１
１及び１２に入力される。
ためのもので、＋５Ｖ〜−５■の範囲で任意に入力電圧
Ｅを設定する。この入力電圧Ｅが正のときは電動ｆｉＭ
が正転し、負のときは逆転するものとする。絶対値アン
プ６はこの入力電圧Ｅの絶対値ＩＥＩを出力する。Ｖ／
Ｆコンバータ（電圧−周波数変換器）７は電圧ＩＥＩに
比例した周波数のパルス列を出力する。制御信号発生回
路８は、このパルス列を計数するカウンタと、カウンタ
の各ビットの状態出力を組合わせて２相方形波信号ＰＩ
、Ｐ２を出力する論理回路の組合わせから成る順序開閉
回路である。出力される制御信号ＰＩ、Ｐ２のパルス幅
と周期は入力されるパルス信号の周期の増減に応じて増
減する。制御信号発生回路８内の論理回路の構成により
制御信号ＰＩ、Ｐ２のデユティ比を換えることができる
が、ＰｌとＰ２とは決して同時にＨｉにならないよう構
成される。第１の制御信号Ｐ１はＡＮＤゲー１−９及び
１０に入力され、第２の制御信号Ｐ２はＡＮＤゲート１
１及び１２に入力される。
他方、第１のホトカプラ１３は電力入力端子Ｒの電位が
端子Ｓよりも高いことを検出し、第２のホトカプラ１４
は端子Ｓの電位が端子Ｒよりも高いことを検出する。ま
た、制御信号立上り検出回路１５は微分回路により制御
信号Ｐ１及びＰ２の立上り時を検出しその都度リセット
信号を発する。
端子Ｓよりも高いことを検出し、第２のホトカプラ１４
は端子Ｓの電位が端子Ｒよりも高いことを検出する。ま
た、制御信号立上り検出回路１５は微分回路により制御
信号Ｐ１及びＰ２の立上り時を検出しその都度リセット
信号を発する。
アップダウンカウンタ１６はリセット信号から次のリセ
ット信号までの間における交流入力電力のどちらの電位
が平均的に高いかを検出するためのもので、第１のホト
カプラ１３の出力を正カウント入力とし第２のホトカプ
ラ１４の出力を負カウント入力としリセット信号から次
のリセット信号の間にどちらの半サイクルがより長いか
を検出し、リセット信号入力時に正又は負の計数値を出
力する。
ット信号までの間における交流入力電力のどちらの電位
が平均的に高いかを検出するためのもので、第１のホト
カプラ１３の出力を正カウント入力とし第２のホトカプ
ラ１４の出力を負カウント入力としリセット信号から次
のリセット信号の間にどちらの半サイクルがより長いか
を検出し、リセット信号入力時に正又は負の計数値を出
力する。
比較器１７はカウンタ１６の内容が正であるか負である
かを判別する。ホールド回路１８は立上り検出回路１５
の出力信号をプリセット信号として比較器１７の判別出
力を次のプリセント信号まで記憶しつつ出力する。ホー
ルド回路１８の状態出力が“１”のときは前記したＡＮ
Ｄゲート９及び１２が開かれ残りの２個のＡＮＤゲート
が閉ざされ、これと反対に、状態出力が“０”のときは
ＡＮＤゲー）１０及び１１が開かれ残りの２個のＡＮＤ
ゲートが閉ざされる。
かを判別する。ホールド回路１８は立上り検出回路１５
の出力信号をプリセット信号として比較器１７の判別出
力を次のプリセント信号まで記憶しつつ出力する。ホー
ルド回路１８の状態出力が“１”のときは前記したＡＮ
Ｄゲート９及び１２が開かれ残りの２個のＡＮＤゲート
が閉ざされ、これと反対に、状態出力が“０”のときは
ＡＮＤゲー）１０及び１１が開かれ残りの２個のＡＮＤ
ゲートが閉ざされる。
次に作用を説明する。
設定器５からの入力電圧がＯから正方向又は負方向へ増
大すると、それに比例して絶対値アンプ６の出力電圧が
増大し、Ｖ／Ｆコンバータ７の出力であるパルス周波数
が増大する。制御信号ＰＩ。
大すると、それに比例して絶対値アンプ６の出力電圧が
増大し、Ｖ／Ｆコンバータ７の出力であるパルス周波数
が増大する。制御信号ＰＩ。
Ｐ２の方形波は、第２図（ａ）に示すように互に１８０
°の位相差をもち、同時にＨｉレベルになることはない
。
°の位相差をもち、同時にＨｉレベルになることはない
。
一方、商用交流電源の半サイクルごとに第１のホトカプ
ラ１３又は第２のホトカプラ１４が交互にオンになり、
正の半サイクルのときにゲート１９が開かれてカウンタ
１６が正方向にクロックパルスを計数し、負の半サイク
ルのときにゲート２０が開かれてカウンタ１６が負方向
にクロックパルスを計数する。このカウンタの内容は、
制御信号Ｐｉ、Ｐ２の立上り時に出力されるリセット信
号（ｂ）によりその都度リセットされるから、リセット
からリセット迄の時間に商用交流電源の正の半サイクル
の時間が１／２以上を占めているときは次のリセット時
のカウンタ内容が正の値になり、これと反対に負の半サ
イクルの時間が１／２以上を占めているときは次のリセ
ット時のカウンタ内容が負の値になる。カウンタの内容
が正か負かの判別は最上位ビットが“０”か“１”かに
より判別することができる。カウンタの内容が正のとき
はホールド回路１８の出力は１″となり、反対に負のと
きはホールド回路１８の出力がＯ″となる。
ラ１３又は第２のホトカプラ１４が交互にオンになり、
正の半サイクルのときにゲート１９が開かれてカウンタ
１６が正方向にクロックパルスを計数し、負の半サイク
ルのときにゲート２０が開かれてカウンタ１６が負方向
にクロックパルスを計数する。このカウンタの内容は、
制御信号Ｐｉ、Ｐ２の立上り時に出力されるリセット信
号（ｂ）によりその都度リセットされるから、リセット
からリセット迄の時間に商用交流電源の正の半サイクル
の時間が１／２以上を占めているときは次のリセット時
のカウンタ内容が正の値になり、これと反対に負の半サ
イクルの時間が１／２以上を占めているときは次のリセ
ット時のカウンタ内容が負の値になる。カウンタの内容
が正か負かの判別は最上位ビットが“０”か“１”かに
より判別することができる。カウンタの内容が正のとき
はホールド回路１８の出力は１″となり、反対に負のと
きはホールド回路１８の出力がＯ″となる。
ＡＮＤゲート９は制御信号Ｐ１がＨｉであって且つホー
ルド回路１８の出力が“１”のときに開かれてトランジ
スタＱ５をオンにする。ＡＮＤゲート１０は制御信号Ｐ
１がＨｉであって且つホールド回路１８の出力が“０”
のときに開かれてトランジスタＱ６をオンにする。ＡＮ
Ｄゲート１１は制御信号Ｐ２がＨｉであって且つホール
ド回路１８の出力が“０”のときに開かれてトランジス
タＱ７をオンにする。ＡＮＤゲート１２は制御信号Ｐ２
がＨｉであって且つホールド回路１８の出力が０１”の
ときに開かれてトランジスタＱ８をオンにする。
ルド回路１８の出力が“１”のときに開かれてトランジ
スタＱ５をオンにする。ＡＮＤゲート１０は制御信号Ｐ
１がＨｉであって且つホールド回路１８の出力が“０”
のときに開かれてトランジスタＱ６をオンにする。ＡＮ
Ｄゲート１１は制御信号Ｐ２がＨｉであって且つホール
ド回路１８の出力が“０”のときに開かれてトランジス
タＱ７をオンにする。ＡＮＤゲート１２は制御信号Ｐ２
がＨｉであって且つホールド回路１８の出力が０１”の
ときに開かれてトランジスタＱ８をオンにする。
第２図に各部の波形図と状態を示す。これは電力入力端
子（Ｒ，Ｓ）における商用周波数ｆＱに対し、制御パル
スＰＩ、Ｐ２の周波数ｆ１がわずかに高い例を示してい
る。アンプダウンカウンタ１６の入カバルスは入力端子
（Ｒ，Ｓ）に印加される商用交流電源の半サイクルごと
に正カウント、負カウントをくり返す。一方、２相の制
御パルス信号ｐＨ，ｐ２の立上りごとにカウンタ１６に
リセット信号が入力され、そのリセット信号とリセット
信号の間の１制御区間アンプダウンカウンタ１６の計数
値が比較器１７の正、負出力となる。これが上記リセッ
ト信号をプリセット信号とするホールド回路１８により
１制御区間保持され、その保持されている間、“０′又
は１”の信号を出力する。その結果、ｐｔＯ間“１”、
Ｐｌの間“０”となるはじめの数サイクルの間は、トラ
ンジスタＱ５０ とＱ７が交互に導通し、その間Ｑ６とＱＢは休止してい
る。トランジスタＱ５とＱ７の導通により導通するスイ
ッチ回路のトランジスタはＱ１Δ。
子（Ｒ，Ｓ）における商用周波数ｆＱに対し、制御パル
スＰＩ、Ｐ２の周波数ｆ１がわずかに高い例を示してい
る。アンプダウンカウンタ１６の入カバルスは入力端子
（Ｒ，Ｓ）に印加される商用交流電源の半サイクルごと
に正カウント、負カウントをくり返す。一方、２相の制
御パルス信号ｐＨ，ｐ２の立上りごとにカウンタ１６に
リセット信号が入力され、そのリセット信号とリセット
信号の間の１制御区間アンプダウンカウンタ１６の計数
値が比較器１７の正、負出力となる。これが上記リセッ
ト信号をプリセット信号とするホールド回路１８により
１制御区間保持され、その保持されている間、“０′又
は１”の信号を出力する。その結果、ｐｔＯ間“１”、
Ｐｌの間“０”となるはじめの数サイクルの間は、トラ
ンジスタＱ５０ とＱ７が交互に導通し、その間Ｑ６とＱＢは休止してい
る。トランジスタＱ５とＱ７の導通により導通するスイ
ッチ回路のトランジスタはＱ１Δ。
Ｑ３Ａ 、Ｑ２Ａ 、Ｑ４Ａであっていずれも出力端子
ｖ＋ＷのＡ方向に給電する。やがてＰｌの間″θ″、Ｐ
ｌの間″１″に逆転すると、トランジスタＱ６と０８が
交互に導通しその間Ｑ５とＱ７は休止するようになり、
スイッチ回路のトランジスタＣ１１Ｂ、ＱａＢ 、Ｑ２
１３ 、Ｑ４１３が導通し、出力端子Ｗ→ＶのＢ方向に
給電する。このようにして出力端子Ｖ、Ｗ間の負荷には ｒ２ ＝ｆＱ−ｆ。
ｖ＋ＷのＡ方向に給電する。やがてＰｌの間″θ″、Ｐ
ｌの間″１″に逆転すると、トランジスタＱ６と０８が
交互に導通しその間Ｑ５とＱ７は休止するようになり、
スイッチ回路のトランジスタＣ１１Ｂ、ＱａＢ 、Ｑ２
１３ 、Ｑ４１３が導通し、出力端子Ｗ→ＶのＢ方向に
給電する。このようにして出力端子Ｖ、Ｗ間の負荷には ｒ２ ＝ｆＱ−ｆ。
の低い周波数の交流電力が供給される。ちなみに本発明
によらず制御パルス信号ＰＩ、Ｐ２により直接ブリッジ
回路を駆動する場合の負荷に供給される電流波形図を参
考図として最下器に示す。
によらず制御パルス信号ＰＩ、Ｐ２により直接ブリッジ
回路を駆動する場合の負荷に供給される電流波形図を参
考図として最下器に示す。
〈実施例２〉
第３図に本発明の他の実施例の回路ブロック図を示す。
第１図と同一部分には同一番号を付してその説明を省略
する。
する。
■
高周波発生器２１は、商用交流周波数に比べて１０倍な
いし１００倍程度高い周波数の正弦波を出力する。可変
利得増幅器１６はその正弦波出力を増幅し、その利得を
入力信号の大きさに応じて自動的かつ連続的に調節する
ことができる。スライス回路２３は、可変利得増幅器２
２の出力を所定のレベル例えば５ｖから６ｖの間でスラ
イスして略方形波形を取り出す。このときの方形波出力
（Ｃ）のデユティ比は増幅器２２の利得により変化する
。このスライス回路２３の方形波出力は、ＡＮＤゲート
９，１０，１１．１２並びに１９゜２０に入力されてい
る。
いし１００倍程度高い周波数の正弦波を出力する。可変
利得増幅器１６はその正弦波出力を増幅し、その利得を
入力信号の大きさに応じて自動的かつ連続的に調節する
ことができる。スライス回路２３は、可変利得増幅器２
２の出力を所定のレベル例えば５ｖから６ｖの間でスラ
イスして略方形波形を取り出す。このときの方形波出力
（Ｃ）のデユティ比は増幅器２２の利得により変化する
。このスライス回路２３の方形波出力は、ＡＮＤゲート
９，１０，１１．１２並びに１９゜２０に入力されてい
る。
第４図に、この実施例特有の各部の波形図を示す。可変
利得増幅器２２の利得の変化に応じてスライス回路２３
の方形波出力のデユティ比が変化する。その結果、変調
された制御信号Ｐ１ ′。
利得増幅器２２の利得の変化に応じてスライス回路２３
の方形波出力のデユティ比が変化する。その結果、変調
された制御信号Ｐ１ ′。
Ｐｌ ’の波形は、図示のように、全体のパルス幅が制
御信号Ｐ＋、Ｐｌと同一であってデユティ比が変化し、
デユティ比が減少するにつれてＡＮＤゲー）９．１０，
１１．１２の開く時間が減少し、モータＭに供給される
電力が減少する。
御信号Ｐ＋、Ｐｌと同一であってデユティ比が変化し、
デユティ比が減少するにつれてＡＮＤゲー）９．１０，
１１．１２の開く時間が減少し、モータＭに供給される
電力が減少する。
この実施例によれば、制御信号の全体的パルス幅を最大
限度に保持しながら、実質的デユティ比を低減させるこ
とができるから、極低速且つ低トルク駆動においてもモ
ータ電流のオフ時間があまり長くならず、モータの回転
ムラを小さく抑えることができる。
限度に保持しながら、実質的デユティ比を低減させるこ
とができるから、極低速且つ低トルク駆動においてもモ
ータ電流のオフ時間があまり長くならず、モータの回転
ムラを小さく抑えることができる。
〈発明の応用例〉
ある交流負荷に対し、極低周波から高い周波数まで広範
囲にわたって出力周波数を変化させる場合、所定周波数
以下の領域に限って本発明を実施することができる。
囲にわたって出力周波数を変化させる場合、所定周波数
以下の領域に限って本発明を実施することができる。
また、本発明のブリッジ回路を複数組用いて、多相交流
に応用することもできる。
に応用することもできる。
〈発明の効果〉
本発明によれば、変換交流出力の半サイクルの間に逆極
性波形が発生せず、負荷となる電動機の回転が円滑化さ
れ且つ効率も向上する。
性波形が発生せず、負荷となる電動機の回転が円滑化さ
れ且つ効率も向上する。
第１図は本発明実施例を示す回路図、第２図はその作用
説明図、第３図は本発明の他の実施例を示す回路図、第
４図はその作用説明図である。 １．２．３．４−スイッチ回路 ８−制御信号発生回路 ９−・−第１の駆動手段用ＡＮＤゲート１０−第２の駆
動手段用ＡＮＤゲート １１・−・第３の駆動手段用ＡＮＤゲート１２−第４の
駆動手段用ＡＮＤゲート １５〜 立］二り検出回路 １６−アンプダウンカウンタ １８−ホールド回路 特許出願人 株式会社エム・システム技研代理人
弁理士西 １） 新 ３４３− 特開昭５９−２２６６６１（７）
説明図、第３図は本発明の他の実施例を示す回路図、第
４図はその作用説明図である。 １．２．３．４−スイッチ回路 ８−制御信号発生回路 ９−・−第１の駆動手段用ＡＮＤゲート１０−第２の駆
動手段用ＡＮＤゲート １１・−・第３の駆動手段用ＡＮＤゲート１２−第４の
駆動手段用ＡＮＤゲート １５〜 立］二り検出回路 １６−アンプダウンカウンタ １８−ホールド回路 特許出願人 株式会社エム・システム技研代理人
弁理士西 １） 新 ３４３− 特開昭５９−２２６６６１（７）
Claims (1)
- ２個の電力入力端子（Ｒ，Ｓ）と、２個の変換電力出力
端子（Ｖ、Ｗ）と、トランジスタとダイオードの直列接
続の２組を互に逆向きに並列接続してなる４個のスイッ
チ回路を各辺に備え、相対向する２組の接続点のうち１
組の接続点に上記電力入力端子を接続し、他の１組の接
続点に上記変換電力出力端子を接続してなるブリッジ回
路と、そのブリッジ回路の一対の対辺のトランジスタの
うち上記変換出力端子の−の方向に電流を供給するトラ
ンジスタを同時にオンオフする第１の駆動手段と、上記
ブリッジ回路の上記一対の対辺のトランジスタのうち上
記変換出力端子の他の方向に電流を供給するトランジス
タを同時にオンオフする第２の駆動手段と、上記ブリッ
ジ回路の残りの対辺のトランジスタのうち上記変換出力
端子の上記−の方向に電流を供給するトランジスタを同
時にオンオフする第３の駆動手段と、上記ブリッジ回路
の上記残りの対辺のトランジスタのうち上記変換出力端
子の上記他の方向に電流を供給するトランジスタを同時
にオンオフする第４の駆動手段と、周波数が変化する２
相の制御パルスを出力する制御信号発生手段と、その制
御パルスの半サイクルの間に上記２個の電力入力端子の
うちいずれの端子がより長時間正極であったかを判別す
る区間極性判別手段と、上記２相の制御信号と上記区間
極性判別手段の判別信号の組合わせに゛より上記第１な
いし第４の駆動手段を選択的に作動させる論理回路を有
する交流−交流周波数変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58099175A JPH0744833B2 (ja) | 1983-06-02 | 1983-06-02 | 交流−交流周波数変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58099175A JPH0744833B2 (ja) | 1983-06-02 | 1983-06-02 | 交流−交流周波数変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59226661A true JPS59226661A (ja) | 1984-12-19 |
| JPH0744833B2 JPH0744833B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=14240309
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58099175A Expired - Lifetime JPH0744833B2 (ja) | 1983-06-02 | 1983-06-02 | 交流−交流周波数変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0744833B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104316858A (zh) * | 2014-11-04 | 2015-01-28 | 北京金自天正智能控制股份有限公司 | 一种交交变频器晶闸管导通状态监测装置 |
| WO2014135903A3 (en) * | 2013-03-08 | 2015-09-17 | Dyson Technology Limited | Ac/ac converter for a brushless motor |
-
1983
- 1983-06-02 JP JP58099175A patent/JPH0744833B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014135903A3 (en) * | 2013-03-08 | 2015-09-17 | Dyson Technology Limited | Ac/ac converter for a brushless motor |
| CN105191113A (zh) * | 2013-03-08 | 2015-12-23 | 戴森技术有限公司 | 用于无刷电机的ac/ac变换器 |
| US20160028334A1 (en) * | 2013-03-08 | 2016-01-28 | Dyson Technology Limited | DRIVE CIRCUIT FOR A BRUSHLESS MOTOR (as amended) |
| CN104316858A (zh) * | 2014-11-04 | 2015-01-28 | 北京金自天正智能控制股份有限公司 | 一种交交变频器晶闸管导通状态监测装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0744833B2 (ja) | 1995-05-15 |
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