JPS5920151B2

JPS5920151B2 - アナログ乗除算回路

Info

Publication number: JPS5920151B2
Application number: JP15573478A
Authority: JP
Inventors: 克宏古賀
Original assignee: Sony Tektronix Corp
Current assignee: Tektronix Japan Ltd
Priority date: 1978-12-19
Filing date: 1978-12-19
Publication date: 1984-05-11
Also published as: JPS5582375A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は第２及び第３アナログ信号の積を第１アナログ
信号で除した値に比例する信号を発生するアナログ乗除
算回路に関する。

アナログ乗除算回路は種々の目的、例えば電流または電
圧の値から実効値（ＲＭＳ）を求めたりするのに用いら
れている。

従来のアナログ乗除算回路は、例えば特開昭５０−４１
５８４公報に開示される如く半導体のＰＮ接合における
電流と電圧の対数関係である■キＩｓ・εに■（但し、
■二ＰＮ接合に流れる電流、１ｓ：飽和電流、ｋ：定数
、Ｖ：ＰＮ接合の電位差）を利用していた。

即ち対数の加算及び減算は夫々乗算及び除算になる（
１ｏｇＡ＋ｌｏｇＢ−＝ｌｏｇＡ−Ｂ、ｌｏ
ｇＡ −ｌｏｇＢ＝ｌｏｇＡ／Ｂ）ので、アナログ
信号の乗除算ができた。

しかしこの場合ＰＮ接合の導通時の電位差は約０．６Ｖ
であるので、アナログ入力信号の値が低く制限され、大
振巾のアナログ信号の乗除算ができないと共に、ノイズ
に影響され易いという欠点があった。

またＰＮ接合の電圧及び電流の関係は温度により変化す
るという欠点もあった。

このＰＮ接合を利用した回路の欠点を解決した従来のア
ナログ乗算回路には第１図に示す如き回路があった。

この回路を第２図の動作波形図を参照して説明する。

第１アナログ信号Ｖ１は第１入力端子１０より制御手段
１２に加わり、衝撃係数（デユーティ・ファクタ）が第
１アナログ信号■１の振１コに応じて制御される出力パ
ルス■３を発生する。

この実施例において、制御手段１２は三角波■６を発生
する三角波発生回路２２及び三角波Ｖ６と第１アナログ
信号■１を比較する比較回路２４で構成されている。

尚、三角形Ｖ６は第２図に示す如く、立上り立下りの直
線性が良好で、基準（傾斜開始）及び最大レベルが夫々
接地電位及びＥであり、周波数が一定である。

第２アナログ信号Ｖ２は第２入力端子１４を介して電子
スイッチが好適であるスイッチ手段１６の一力の固定接
点に加わる。

スイッチ手段１６の他方の固定接点には基準レベル例え
ば接地電位が加わり、可動接点は制御手段１２の出力パ
ルス■３で匍制御される。

スイッチ手段１６の出力パルスＶ４は平均手段１８で平
均化され、出力端子２０に出力信号Ｖ。

が発生する。尚、本実施例において平均手段１８は抵抗
器２６及びコンデンサ２８で構成されている。

次に第１図の回路動作を説明する。

第１及び第２アナログ信号■１及びＶ２の振１Ｊを第２
図に示す如くすると、比較回路２４は第１アナログ信号
■１と三角波ｖ６とを比較し、三角波Ｖ６の振巾がアナ
ログ信号■１の値より小さいときに「高」レベルになる
出力パルスＶ３を発生する。

ここで第１アナログ信号Ｖ１の値は三角波Ｖ６の振巾範
囲内になければならないことに留意されたい。

出力パルス■３の周期及びパルス巾を夫々Ｔ及びｔとす
ると周期Ｔは２Ｅに比例した一定値であり、パルス巾ｔ
は２■１に比例した値であるので衝撃係数ｔ／Ｔは第１
アナログ信号■１に比例する。

スイッチ手段１６の可動接点はパルスＶ３が「高」及び
「低」レベルのときに夫々第２アナログ信号■２及び接
地電位を選択するので、パルス■４は「高」及び「低」
レベルが夫々第２アナログ信号■２の値及び接地電位と
なり、そのパルス巾及び周期がパルス■３と同じになる
。

パルス■４を平均手段１８で平均すると、出力信号■。

は（ｔ／Ｔ）と第２アナログ信号■２の積に等しくなる
。

即ち出力信号■ｏは第１及び第２アナログ信号■１及び
■２を乗算した値に比例する。

しかし、この第１図の回路では乗算ができたが、除算は
できなかった。

乗除算を行なうためには、三角波信号の直線性及び対称
性に影響を与えずに、乗数に対応するアナログ信号によ
り三角波信号の振巾を制御しなければならなかった。

よって三角形発生回路が複雑かつ高価となった。

また、ＰＮ接合により除算回路を構成できるが、上述の
如き欠点を有した。

従って本発明の目的は温度に対し安定し、高精度でノイ
ズに強く且つ大振巾のアナログ入力信号の乗除算ができ
ると共に、三角波発生回路の構成が簡単なアナログ乗除
算回路の提供にある。

以下、本発明の好適な実施例を添付図を参照して説明す
る。

第３図は本発明のアナログ乗除算回路の好適な実施例の
ブロック図であり、本実施例は第１図の回路と略同じで
あるが、制御手段１２の三角波発生回路８２からの三角
波（信号）■６のピーク値Ｅが第１入力端子８０からの
第１アナログ信号Ｖ、に比例する点が異なっている。

即ち三角波■６は第２−Ａ図に示す如く立上り及び立下
りの傾斜が第１アナログ信号■９に関係なく一定であり
、基準レベルが接地電位であり、ピーク値Ｅが第１アナ
ログ信号■９に比例する。

また三角波■６の周期Ｔはピーク値Ｅに比例するので、
周期Ｔは第１アナログ信号Ｖ９に比例することになる。

第１及び第２図に関連して説明した如く、スイッチ手段
１６の出力■４は「高」及び「低」レベルが夫々第３ア
ナログ信号■２及び接地電位であり、「高」レベルの期
間は第２アナログ信号■１に比例する。

よって平均手段１８の出力信号■。は■１゜Ｖ２／Ｔ
” Ｖｔ、Ｖ２／ＶＱとなる。

即ち出力信号■。は第２及び第３アナログ信号の積に比
例し第１アナログ信号の除算に比例する。

尚、第３図の実施例においては、第１及び第３アナログ
信号の極性が正でなければならないことに留意されたい
。

また第２アナログ信号■１を一定値とすれば、第３アナ
ログ信号Ｖ２の第１アナログ信号■９による除算（Ｖ２
／Ｖ９）ができる。

この回路は電子ボリウムとして利用できる。

第４図は第３図のアナログ乗除算回路の具体的ブロック
図である。

比較回路２４は例えばＬＭ３３９であり、三角波発生回
路８２は例えば７４１の増巾器８４、コンデンサ８６及
び抵抗器８８を有する積分回路９０と、例えばＬＭ３３
９の比較器９２、ダイオード９４及び抵抗器９６を有す
る第１アナログ信号レベル検出器９８と、例えばＬＭ３
３９の比較器１００及びダイオード１０２を有する接地
レベル検出器１０４とより構成されている。

尚、比較器９２及び１００には正及び負電源電圧が供給
されている。

今、積分回路９０の出力■６のレベルが上昇して第１ア
ナログ信号■。

のレベルを超すと、比較器９２の非反転入力端子レベル
が反転入力端子レベルより高くなり、比較器９２の出力
レベルは「低」レベルから正電源電圧等で決まる「高」
レベルになる。

よってダイオード９４がオフからオンとなり、比較器１
００の非反転入力端子に「高」レベルが供給され、出力
端子も「低」レベルから正電源電圧等で決まる所＼定の「高」レベルになる。

尚、ダイオード１０２もオンなので、正帰項作用により
比較器１００の出力端子の「高」レベルへの変化は急激
に行なわれ、この「高」レベルへの変化によりダイオー
ド１０２はオフとなる。

よって積分回路９０からの出力ｖ６のレベルは下降を開
始する。

このレベルの下降により、比較器９２の非反転入力端子
レベル（信号Ｖｅ）が反転入力端子レベル（第１アナロ
グ信号Ｖ９）より低くなるので、比較器９２の出力レベ
ルは「高」レベルから負電源電圧等で決まる「低」レベ
ルに変化してダイオード９４はオフする。

しかし、比較器１００の非反転入力端子には抵抗器９６
を介して積分器９０からの正レベルの出力が供給されて
いるので、比較器１００の出力レベルは所定の「高」レ
ベルを維持する。

積分器９０からの出力■６のレベルが接地レベル（比較
器１００の反転入力端子１ノベル）に達すると、比較器
１００の出力レベルは「高」レベルから負電源電圧等で
決まる所定の「低」レベルに急激に変化し、ダイオード
１０２はオンとなる。

この「低」レベルにより積分器９０の出力Ｖ６は再び上
昇を開始する。

上述の動作の繰返しにより、積分器９０の出力■６は、
−力のピーク値が接地レベルであり、他方のピーク値が
第１アナログ信号■、により制御され、コンデンサ８６
及び抵抗器８８の値で傾斜が決まる三角波信号となる。

第５図は第３図に示した本発明による乗除算回路を用い
たＲＭＳ回路のブロック図である。

第３図の乗除算回路１０６の第１及び第２入力端子を入
力端子１０５に共通接続し、出力端子２０を平均回路１
０８を介して出力端子１１０に接続する。

この出力端子１１０は乗除算回路１０６の第３入力端子
８０に接続する。

よって出力端子１１０より入力端子１０５に加わった入
力信号のＲＭＳを得ることができる。

上述の如く本発明のアナログ乗除算回路に用いる三角波
発生回路は、増幅器８４、コンデンサ８６及び抵抗器８
８から成るミラー積分回路を用いているので三角波信号
の直線性が良好となる。

また、三角波信号の最大及び最小値を夫々決定す専用の
比較器９２及び１００を用いているので、最大及び最小
値を夫々第１アナログ信号レベル及び基準レベルに確実
に設定できる。

特に比較器９２の比較結果は比較器１００を介してミラ
ー積分回路を制御するので、三角波信号の傾斜の切換え
は全て比較器１００により行なう。

よって、比較器１００の出力レベルのみにより三角波信
号の対称性が決まるので、良好な対称性が容易に得られ
る。

また、比較器１００には正帰還路を設けであるので、こ
の傾斜切換動作を高速に行なえる。

更に、ダイオード９４及び１０２を接続することにより
、比較器９２及び１００の比較動作の干渉を防止できる
。

またＰＮ接合を利用していないので、大振１〕アナログ
信号の乗除算が可能となり、温度変化に対しても安定し
た出力信号を発生する。

更に大振巾信号を扱うのでノイズに影響されにくくなる
等種々の顕著な作用効果を有する。

尚、本発明ではアナログ入力信号の周波数はスイッチ手
段及び制御手段の特性で制限されるが、特に直流及び低
周波信号用の高精度アナログ乗除算回路に適する。

上述は本発明の好適な実施例について説明したが、当業
者には本発明の要旨を逸脱することなく種々の変形変更
が可能なことが理解されよう。

例えば平均手段は所定期間毎にリセットされる積分回路
でもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のアナログ乗算回路のブロック図、第２図
は第１図の動作波形図、第３図は本発明のアナログ乗除
算回路のブロック図、第４図は第３図の具体的ブロック
図、第５図は本発明のアナログ乗除算回路を用いた実効
値回路の７１７７図である。８２：三角波発生回路、２４：比較回路、１６：スイッ
チ手段、１８：平均手段。

Claims

【特許請求の範囲】

１第１アナログ信号の振幅に応じて振幅が制御される
三角波信号を発生する三角波発生回路と、該三角波発生
回路からの三角波信号を第２アナログ信号と比較する比
較回路と、該比較回路からの出力信号に応じて第３アナ
ログ信号及び基準レベルの一方を選択するスイッチ手段
と、該スイッチ手段からの出力信号を平均する平均手段
とを具え、上記三角波発生回路は負帰還路にコンデンサ
を有する増幅器と、該増幅器の出力信号を上記第１アナ
ログ信号と比較する第１比較器と、非反転入力端に上記
増幅器及び上記第１比較器の出力信号が夫々第１抵抗器
及び第１ダイオードを介して供給されると共に反転入力
端に基準レベルが供給される第２比較器と、該第２比較
器の正帰還路に挿入された第２ダイオードと、上記第２
比較器の出力端及び上記増幅器の入力端間に接続された
第２抵抗器とを含み、上記増幅器の出力端から上記三角
波信号を得、上記平均手段から上記第２及び第３アナロ
グ信号の積を上記第１アナログ信号で除した値に比例す
る出力信号を得ることを特徴とするアナログ乗除算回路
。