JPS59196416A - 信号変換回路 - Google Patents
信号変換回路Info
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- JPS59196416A JPS59196416A JP7106883A JP7106883A JPS59196416A JP S59196416 A JPS59196416 A JP S59196416A JP 7106883 A JP7106883 A JP 7106883A JP 7106883 A JP7106883 A JP 7106883A JP S59196416 A JPS59196416 A JP S59196416A
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- Japan
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- operational amplifier
- input terminal
- voltage
- terminal
- circuit
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
- G01D5/16—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying resistance
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は信号変換回路に関し、特に物理量検知素子の
抵抗値変化を電圧に変換する抵抗変化量−電圧変換回路
に関する。
抵抗値変化を電圧に変換する抵抗変化量−電圧変換回路
に関する。
従来、この種の抵抗変化量−電圧変換回路として、スト
レイン・ゲージを用いた圧力変換器の検出回路がよく知
られている。該圧力変換器では、ゲージ抵抗を用いてホ
イートストーンブリッジ回路（以後単にブリッジ回路と
略称する）を構成し、印加圧力に応答して生じる該ゲー
ジ抵抗の抵抗値変化を、該ブリッジ回路を定電圧あるい
は定電流源で励起することによって該ブリッジ回路の不
平衡電圧として検出し、該不平衡電圧をさらに増幅して
圧力に比例した出力信号を取り出していた。
レイン・ゲージを用いた圧力変換器の検出回路がよく知
られている。該圧力変換器では、ゲージ抵抗を用いてホ
イートストーンブリッジ回路（以後単にブリッジ回路と
略称する）を構成し、印加圧力に応答して生じる該ゲー
ジ抵抗の抵抗値変化を、該ブリッジ回路を定電圧あるい
は定電流源で励起することによって該ブリッジ回路の不
平衡電圧として検出し、該不平衡電圧をさらに増幅して
圧力に比例した出力信号を取り出していた。
第１図はその回路構成例である。図において、１００は
ゲージ抵抗１〜４から成るブリッジ回路、５゜６は該ブ
リッジ回路に定電圧あるいは定電流を印加するための励
起端子、７，８は該ブリッジ回路の検出端子をそれぞれ
示す。ゲージ抵抗１〜４としては例えば半導体ダイアフ
ラム上に選択拡散等により形成された拡散抵抗が用いら
れ、ゲージ抵抗１，３とゲージ抵抗２，４はそれぞれ印
加圧力に対し互いに逆方向の抵抗値変化を示すよう、そ
の長手及び横手方向の結晶軸が選択されて配列されてい
る。この結果、印加圧力に対して例えばゲージ抵抗１，
３の抵抗値が増大すると、ゲージ抵抗２，４の抵抗値は
逆に減少し、この結果、ブリッジ回路１００の検出端子
７，８間には印加圧力に比例した不平衡電圧ΔＥが得ら
れる。次に該不平衡電圧ΔＥは電圧増幅回路２００によ
って増幅、シングルエンド化される。該電圧増幅回路２
００としては、例えば図に示したような３個の演算増幅
器９ 、１０ 、１１と抵抗１２ 、１３ 、１４ 、
１５ 、１６ 、１７ 、１８から成る周知の差動増幅
回路が用いられ、不平衡電圧△Ｅは増幅、インピーダン
ス変換されたシングルエンド出力■。とじて該圧力変換
器の出力端子２０沓こ取り出される。なお、第１図にお
いて端子１９は零点調整のための電圧印加端子であり、
零点の調整は抵抗１７のトリミングによって行なわれる
。また、感度調整は抵抗１４のトリミングによって行な
われる。
ゲージ抵抗１〜４から成るブリッジ回路、５゜６は該ブ
リッジ回路に定電圧あるいは定電流を印加するための励
起端子、７，８は該ブリッジ回路の検出端子をそれぞれ
示す。ゲージ抵抗１〜４としては例えば半導体ダイアフ
ラム上に選択拡散等により形成された拡散抵抗が用いら
れ、ゲージ抵抗１，３とゲージ抵抗２，４はそれぞれ印
加圧力に対し互いに逆方向の抵抗値変化を示すよう、そ
の長手及び横手方向の結晶軸が選択されて配列されてい
る。この結果、印加圧力に対して例えばゲージ抵抗１，
３の抵抗値が増大すると、ゲージ抵抗２，４の抵抗値は
逆に減少し、この結果、ブリッジ回路１００の検出端子
７，８間には印加圧力に比例した不平衡電圧ΔＥが得ら
れる。次に該不平衡電圧ΔＥは電圧増幅回路２００によ
って増幅、シングルエンド化される。該電圧増幅回路２
００としては、例えば図に示したような３個の演算増幅
器９ 、１０ 、１１と抵抗１２ 、１３ 、１４ 、
１５ 、１６ 、１７ 、１８から成る周知の差動増幅
回路が用いられ、不平衡電圧△Ｅは増幅、インピーダン
ス変換されたシングルエンド出力■。とじて該圧力変換
器の出力端子２０沓こ取り出される。なお、第１図にお
いて端子１９は零点調整のための電圧印加端子であり、
零点の調整は抵抗１７のトリミングによって行なわれる
。また、感度調整は抵抗１４のトリミングによって行な
われる。
以上のように上記従来技術では印加圧力によるゲージ抵
抗の抵抗値変化を該ゲージ抵抗を組合せたブリッジ回路
の不平衡電圧として検出し、その後該不平衡電圧を増幅
することにより印加圧力に比例した信号電圧を外・部に
取り出していた。しかしながら、上記構成では １）ブリッジ回路を構成するので、ゲージ抵抗を多数必
要とする。
抗の抵抗値変化を該ゲージ抵抗を組合せたブリッジ回路
の不平衡電圧として検出し、その後該不平衡電圧を増幅
することにより印加圧力に比例した信号電圧を外・部に
取り出していた。しかしながら、上記構成では １）ブリッジ回路を構成するので、ゲージ抵抗を多数必
要とする。
２）ブリッジ回路の微小な不平衡電圧を増幅するため、
高性能な差動増幅回路を必要とし、回路が複雑・高価に
なる。
高性能な差動増幅回路を必要とし、回路が複雑・高価に
なる。
３）演算増幅回路に多数の外付は抵抗素子を使用するの
で、これらの精度及び素子間のマツチング等が問題とな
り、モノリシックＩＣ化には適さない。
で、これらの精度及び素子間のマツチング等が問題とな
り、モノリシックＩＣ化には適さない。
等の問題があり、これらが、圧力変換器の小型、化、低
価格化、ＩＣ化を妨げる要因となっていた。
価格化、ＩＣ化を妨げる要因となっていた。
以上、圧力変換器を例に詳しく説明したように、従来の
抵抗変化量−電１圧変換回路では抵抗ブリッジの不平衡
電圧を差動増幅回路で増幅する構成をとっていたため、
装置が複雑・高価格となり、ＩＣ化による小型化、低価
格が困難であった。
抵抗変化量−電１圧変換回路では抵抗ブリッジの不平衡
電圧を差動増幅回路で増幅する構成をとっていたため、
装置が複雑・高価格となり、ＩＣ化による小型化、低価
格が困難であった。
この発明は上記圧力変換器をはじめとする抵抗変化量−
電圧変換回路の従来の問題を解消するため（こなされた
もので、その目的は、ブリッジ回路を用いることなく抵
抗変化量−電圧変換が可能でＩＣ化による小型化・低価
格化に適した信号変換回路を提供することにある。
電圧変換回路の従来の問題を解消するため（こなされた
もので、その目的は、ブリッジ回路を用いることなく抵
抗変化量−電圧変換が可能でＩＣ化による小型化・低価
格化に適した信号変換回路を提供することにある。
この発明によれば、演算増幅器と、該演算増幅器の反転
側入力端子と出力端子及びバイアス端子との間シこそれ
ぞれ接続された第１及び第２の負帰還用抵抗と、電圧源
と前記演算増幅器の非反転側入力端子との間にそれぞれ
接続された検知対象の変化に応答して互いに逆向きの抵
抗値変化を示す一対の検知素子とを備えたことを特徴と
する信号変換回路が得られる。
側入力端子と出力端子及びバイアス端子との間シこそれ
ぞれ接続された第１及び第２の負帰還用抵抗と、電圧源
と前記演算増幅器の非反転側入力端子との間にそれぞれ
接続された検知対象の変化に応答して互いに逆向きの抵
抗値変化を示す一対の検知素子とを備えたことを特徴と
する信号変換回路が得られる。
また、この発明によれは演算増幅器と該演算増幅器の反
転側入力端子と出力端子及びバイアス端子との間にそれ
ぞれ接続された第１及び第２の負帰還用抵抗と、電圧源
と前記演算増幅器の非反転側入力端子との間にそれぞれ
接続された検知対象の変化ζこ応答して互いに逆向きの
抵抗値変化を示す一対の検知素子を備えるとともに、電
圧発生手段と、該電圧発生手段と前記演算増幅器の非反
転側入力端子との間に接続された抵抗素子を備えたこと
を特徴とする信号変換回路が得られる。
転側入力端子と出力端子及びバイアス端子との間にそれ
ぞれ接続された第１及び第２の負帰還用抵抗と、電圧源
と前記演算増幅器の非反転側入力端子との間にそれぞれ
接続された検知対象の変化ζこ応答して互いに逆向きの
抵抗値変化を示す一対の検知素子を備えるとともに、電
圧発生手段と、該電圧発生手段と前記演算増幅器の非反
転側入力端子との間に接続された抵抗素子を備えたこと
を特徴とする信号変換回路が得られる。
さらに、この発明によれば演算増幅器と該演算増幅器の
反転側入力端子と出力端子及びバイアス端子との間にそ
れぞれ接続された第１及び第２の負帰還用抵抗と（電圧
源と前記演算増幅器の非反転側入力端子との間にそれぞ
れ接続された検知対象の変化に応答して互いに逆向きの
抵抗値変化を示す一対の検知素子を備えるとともに、電
圧発生手段と、該電圧発生手段と前記演算増幅器の反転
側入力端子との間に接続された抵抗素子を備えたことを
特徴とする信号変換回路が得られる。
反転側入力端子と出力端子及びバイアス端子との間にそ
れぞれ接続された第１及び第２の負帰還用抵抗と（電圧
源と前記演算増幅器の非反転側入力端子との間にそれぞ
れ接続された検知対象の変化に応答して互いに逆向きの
抵抗値変化を示す一対の検知素子を備えるとともに、電
圧発生手段と、該電圧発生手段と前記演算増幅器の反転
側入力端子との間に接続された抵抗素子を備えたことを
特徴とする信号変換回路が得られる。
以下、図面を用いてこの発明を詳ｊ、ｌｉｌに説明する
。
。
第２図はこの発明を圧力変換器の検出回路ζこ適用した
場合についての第１の発明の一実施例を示す図である。
場合についての第１の発明の一実施例を示す図である。
図に８いて１．３０は演算増幅器、３１は該演算増幅器
の反転側入力端子とバイアス端子（この例では接地され
ている）との間に接続された抵抗、３２は清算増幅器３
０の反転側入力端子と出力端子との間に接続された抵抗
、３３ 、３４は印加圧力に応答してそれぞれ互いζこ
逆向きの抵抗値変化を示す検知素子としてのゲージ抵抗
、３５及び３６は正及び負の電圧源であり、ゲージ抵抗
３４及び３３は、一端が演算増幅器３０の非反転側入力
端子に、他端が正及び負の電圧源３５及び３６にそれぞ
れ接続されている。また、抵抗３１と抵抗３２は演算増
幅器３０の出力電圧の一部を反転側入力端子に戻すいわ
ゆる負帰還回路を構成している。
の反転側入力端子とバイアス端子（この例では接地され
ている）との間に接続された抵抗、３２は清算増幅器３
０の反転側入力端子と出力端子との間に接続された抵抗
、３３ 、３４は印加圧力に応答してそれぞれ互いζこ
逆向きの抵抗値変化を示す検知素子としてのゲージ抵抗
、３５及び３６は正及び負の電圧源であり、ゲージ抵抗
３４及び３３は、一端が演算増幅器３０の非反転側入力
端子に、他端が正及び負の電圧源３５及び３６にそれぞ
れ接続されている。また、抵抗３１と抵抗３２は演算増
幅器３０の出力電圧の一部を反転側入力端子に戻すいわ
ゆる負帰還回路を構成している。
次（コ、第２図を参照しつつこの実施例の動作を説明す
るか、ここでは便宜上、ゲージ抵抗３３及びゲージ抵抗
３４が圧力が印加されない状態でそれぞれ抵抗値ＲＮ及
びＲＰを有し、圧力が印加されるとその抵抗値がＲＩＮ
−△ＲＮ及びＲＰ＋ΔＲＰにそれぞれ減少及び増加する
ように選定されているものとする。また、負帰還用抵抗
３１及び３２の抵抗値をＲ１及び馬、正及び負の電圧源
３５及び３６の電圧をＶｌ及びｖ２とする。この場合、
演算増幅器３０の非反転側入力端子の電圧■Ｎは次式で
与えられる。
るか、ここでは便宜上、ゲージ抵抗３３及びゲージ抵抗
３４が圧力が印加されない状態でそれぞれ抵抗値ＲＮ及
びＲＰを有し、圧力が印加されるとその抵抗値がＲＩＮ
−△ＲＮ及びＲＰ＋ΔＲＰにそれぞれ減少及び増加する
ように選定されているものとする。また、負帰還用抵抗
３１及び３２の抵抗値をＲ１及び馬、正及び負の電圧源
３５及び３６の電圧をＶｌ及びｖ２とする。この場合、
演算増幅器３０の非反転側入力端子の電圧■Ｎは次式で
与えられる。
一方、演算増幅器３０の反転側入力端子は仮想ショート
によって非反転側入力端子と等電位にバイアスされるの
で、演算増幅器３０の出力端子３７に得られる出力電圧
をＶ。とじて反転側入力端子にキルヒホッフ電流側を適
用することにより次の関係が得られ、（１） 、 （２
）式より出力電圧Ｖ。はここで簡単のため、正及び負の
電圧源３５及び３６の電圧ノ絶対値カ等Ｌ ＜ （Ｖｓ
＝ ＶＥ 、 Ｖ２＝ ＶＥ ）、さらにゲージ抵
抗３３と３４の間に圧力が印加されない状態での抵抗値
及び印加圧力による抵抗値の変化率の絶対値が等しいと
いう条件（ＲＮ ＝ ＲＰ二几及びΔＲＮ／ＲＮ−ΔＲ
Ｐ、、’ａｐ−ΔＲ／Ｒ）があるとすると、（３）式は となり、ゲージ抵抗３３及び３４の印加圧力による抵抗
変化率（ΔＢ、／Ｒ） に比例した出力電圧Ｖ。が出
力端子３７に得られる。そして、この実施例では増幅度
（圧力感度）が負帰還用抵抗３２と３１の抵抗値の比（
Ｒｚ／Ｒｈ）の選定により適宜調整できる。
によって非反転側入力端子と等電位にバイアスされるの
で、演算増幅器３０の出力端子３７に得られる出力電圧
をＶ。とじて反転側入力端子にキルヒホッフ電流側を適
用することにより次の関係が得られ、（１） 、 （２
）式より出力電圧Ｖ。はここで簡単のため、正及び負の
電圧源３５及び３６の電圧ノ絶対値カ等Ｌ ＜ （Ｖｓ
＝ ＶＥ 、 Ｖ２＝ ＶＥ ）、さらにゲージ抵
抗３３と３４の間に圧力が印加されない状態での抵抗値
及び印加圧力による抵抗値の変化率の絶対値が等しいと
いう条件（ＲＮ ＝ ＲＰ二几及びΔＲＮ／ＲＮ−ΔＲ
Ｐ、、’ａｐ−ΔＲ／Ｒ）があるとすると、（３）式は となり、ゲージ抵抗３３及び３４の印加圧力による抵抗
変化率（ΔＢ、／Ｒ） に比例した出力電圧Ｖ。が出
力端子３７に得られる。そして、この実施例では増幅度
（圧力感度）が負帰還用抵抗３２と３１の抵抗値の比（
Ｒｚ／Ｒｈ）の選定により適宜調整できる。
以上、詳しく説明したように、従来の演算増幅器を用い
た増幅回路が基本的に電圧成分の変化を信号として取り
扱っていたのに対し、この実施例では、電圧ではなく抵
抗値成分の変化量を直接信号として取り扱うよう動作が
修正されている点に従来技術との根本的な相違がある。
た増幅回路が基本的に電圧成分の変化を信号として取り
扱っていたのに対し、この実施例では、電圧ではなく抵
抗値成分の変化量を直接信号として取り扱うよう動作が
修正されている点に従来技術との根本的な相違がある。
このようにこの実施例では、ゲージ抵抗の抵抗値変化△
Ｒ／Ｒそのものを増幅するので、第１図に示したブ’Ｊ
ｙジ回路１四、差動増幅回路μ川のような複雑な構成
を必要とせず、第２図に示すように極めて簡単な構成の
圧力変換器が実現できる。
Ｒ／Ｒそのものを増幅するので、第１図に示したブ’Ｊ
ｙジ回路１四、差動増幅回路μ川のような複雑な構成
を必要とせず、第２図に示すように極めて簡単な構成の
圧力変換器が実現できる。
また、この実施例の各構成要素としては、半導体ダイア
フラム上に形成された拡散層ゲージ抵抗、同一基板上の
圧力不感部に形成された拡散抵抗及び周辺回路を用いる
ことができ、モノリシックＩＣ化が極めて容易である。
フラム上に形成された拡散層ゲージ抵抗、同一基板上の
圧力不感部に形成された拡散抵抗及び周辺回路を用いる
ことができ、モノリシックＩＣ化が極めて容易である。
したがって、本実施例によればＩＣ化による小型化、低
価格化が達成できる。
価格化が達成できる。
なお、上記実施例では、圧力が印加されない状態でのゲ
ージ抵抗３３と３４の抵抗値が等しいとしたが、両者の
値が完全ｌこ揃っていない場合に生じる出力オフセット
電圧は第３図に示したこの発明の第２の発明の一実施例
により除去が可能である。
ージ抵抗３３と３４の抵抗値が等しいとしたが、両者の
値が完全ｌこ揃っていない場合に生じる出力オフセット
電圧は第３図に示したこの発明の第２の発明の一実施例
により除去が可能である。
すなわち、第３図は、この発明ζこ従う回路の零点調整
を可能とする構成の一例である。同図において、３０〜
３７は第２図と同一構成要素であり、３８は一端が演算
増幅器３０の非反転側入力端子に接続された抵抗素子、
３９は該抵抗素子３８の他端に電圧を印加するために接
続された電圧発生手段である。
を可能とする構成の一例である。同図において、３０〜
３７は第２図と同一構成要素であり、３８は一端が演算
増幅器３０の非反転側入力端子に接続された抵抗素子、
３９は該抵抗素子３８の他端に電圧を印加するために接
続された電圧発生手段である。
いま、抵抗素子３８の抵抗値をＲ３、電圧発生手段３９
の発生する電圧を■３とする。第３図に８いて出力電圧
が零になるのは抵抗３１を流れる電流が零のときであり
、この状態は非反転側入力端子が抵抗３１の接続された
バイアス端子と等電位になった場合に実現される。この
例では、バイアス端子が接地（ＯＶ）されているから出
力電圧を零番こするための条件として次の関係 が得られ、いま圧力が印加されない状態でのゲージ抵抗
３３ 、３４間の抵抗値の不均衡をε＝（ヘ−〜）／Ｒ
ｐで表現すると、オフセット電圧を零にする条件はで与
えられる。したがって、拡散層の寸法及びシート抵抗の
ばらつき、残留歪応力のばらつき等により、圧力が印加
されない状態でのケージ抵抗３３と３４の抵抗値ＲＮと
ＲＰの間に不均衡かあっても、抵抗素子３８の抵抗値鳥
あるいは電圧発生手段３９の発生電圧Ｖ、を調整するこ
とζこより出力オフセ、／ｌ−電圧を零にすることか可
能である。また、圧力が印加されない状態での上記ゲー
ジ抵抗３３ 、３４の抵抗値の不均衡εは、両者につい
ての抵抗値温度係数のばらつき、熱的に生じる応力の相
違等により温度とともに変動し、いわめる零点温度変動
を生じるが、これは上記実施例における抵抗素子３８あ
るいは電圧発生手段３９に適自な温度特性をもたぜるこ
とによって補償できる。したかってこの実施例によれば
、前記第１の発明の一実施例と同様、極めて構成が簡増
でモノリシックＩＣ化に適している上、零点の調整及び
温度補償も極めて容易な優れた圧力変換器か得られる。
の発生する電圧を■３とする。第３図に８いて出力電圧
が零になるのは抵抗３１を流れる電流が零のときであり
、この状態は非反転側入力端子が抵抗３１の接続された
バイアス端子と等電位になった場合に実現される。この
例では、バイアス端子が接地（ＯＶ）されているから出
力電圧を零番こするための条件として次の関係 が得られ、いま圧力が印加されない状態でのゲージ抵抗
３３ 、３４間の抵抗値の不均衡をε＝（ヘ−〜）／Ｒ
ｐで表現すると、オフセット電圧を零にする条件はで与
えられる。したがって、拡散層の寸法及びシート抵抗の
ばらつき、残留歪応力のばらつき等により、圧力が印加
されない状態でのケージ抵抗３３と３４の抵抗値ＲＮと
ＲＰの間に不均衡かあっても、抵抗素子３８の抵抗値鳥
あるいは電圧発生手段３９の発生電圧Ｖ、を調整するこ
とζこより出力オフセ、／ｌ−電圧を零にすることか可
能である。また、圧力が印加されない状態での上記ゲー
ジ抵抗３３ 、３４の抵抗値の不均衡εは、両者につい
ての抵抗値温度係数のばらつき、熱的に生じる応力の相
違等により温度とともに変動し、いわめる零点温度変動
を生じるが、これは上記実施例における抵抗素子３８あ
るいは電圧発生手段３９に適自な温度特性をもたぜるこ
とによって補償できる。したかってこの実施例によれば
、前記第１の発明の一実施例と同様、極めて構成が簡増
でモノリシックＩＣ化に適している上、零点の調整及び
温度補償も極めて容易な優れた圧力変換器か得られる。
第４図は前記零点の調整と温度補償を可能ならしめるさ
らに別の構成を■するこの先明の第３の発明の一実施例
を示す図である。同図において、３０〜３７は第１図及
び第２図と同一の構成要素であり、４０は一端が演算増
幅器３ｏの反転側入力端子に接続された抵抗素子、４１
は該抵抗素子４ｏの他端に電圧を印加するためζこ接続
された電圧発生手段である。いま、抵抗素子４０の抵抗
値をＲ４、電圧発生手段４１の発生する電圧をＶ４とす
ると、圧力か印加されない状態での出力電圧■。は で与えられる。ここでＲＰ Ｉ ＲＮの不均衡を前記と
同様ε＝ （ＲＰ ＲＮ ）／ＲＰで表わし、Ｒ４＞
Ｒ１、鳥とすると、（７）式は次のように書ける。
らに別の構成を■するこの先明の第３の発明の一実施例
を示す図である。同図において、３０〜３７は第１図及
び第２図と同一の構成要素であり、４０は一端が演算増
幅器３ｏの反転側入力端子に接続された抵抗素子、４１
は該抵抗素子４ｏの他端に電圧を印加するためζこ接続
された電圧発生手段である。いま、抵抗素子４０の抵抗
値をＲ４、電圧発生手段４１の発生する電圧をＶ４とす
ると、圧力か印加されない状態での出力電圧■。は で与えられる。ここでＲＰ Ｉ ＲＮの不均衡を前記と
同様ε＝ （ＲＰ ＲＮ ）／ＲＰで表わし、Ｒ４＞
Ｒ１、鳥とすると、（７）式は次のように書ける。
ル ε
Ｖｏ ＝ （１＋ ） ・−・ＶＥ ” Ｖ４Ｒ１２
−ε 曳 したがって第４図に示した構成１・こよれば圧力が印加
されない状態でのゲージ抵抗３３と３４の抵抗値の間に
不均衡εが存在しても、抵抗素子４ｏの抵抗値Ｒ４ある
いは電圧発生手段４１の発生電圧盲を調整することによ
って出力電圧Ｖｏを零にすることができ、零点の調整が
可能である。また、抵抗素子４゜あるいは電圧発生手段
４１に適当な温既特性を与えることによって零点温度変
動を効果的に補償することができる。したがってこの実
施例によれば、前記第２の発明の一実施例と同じく、構
成が簡単でモノリシックＩＣ化に適し、かつ零点の調整
及び温度補償が極めて容易な優れた圧力変換器が実現さ
れる。
−ε 曳 したがって第４図に示した構成１・こよれば圧力が印加
されない状態でのゲージ抵抗３３と３４の抵抗値の間に
不均衡εが存在しても、抵抗素子４ｏの抵抗値Ｒ４ある
いは電圧発生手段４１の発生電圧盲を調整することによ
って出力電圧Ｖｏを零にすることができ、零点の調整が
可能である。また、抵抗素子４゜あるいは電圧発生手段
４１に適当な温既特性を与えることによって零点温度変
動を効果的に補償することができる。したがってこの実
施例によれば、前記第２の発明の一実施例と同じく、構
成が簡単でモノリシックＩＣ化に適し、かつ零点の調整
及び温度補償が極めて容易な優れた圧力変換器が実現さ
れる。
なお、半導体ゲージ抵抗３３及び３４の印加圧力に対す
る抵抗変化率ΔＲ／Ｒは一般に負の温度係数をもつが、
これによる感度の温度変動は、電１圧源に正の温度係数
をもたせる周知の方法で補償できる。
る抵抗変化率ΔＲ／Ｒは一般に負の温度係数をもつが、
これによる感度の温度変動は、電１圧源に正の温度係数
をもたせる周知の方法で補償できる。
また、上記実施例の場合、負帰還回路を構成する抵抗３
２と抵抗３ｊの抵抗値の比Ｒ２／Ｒ１に正の温度係数を
もたせることによっても感度の温度変動を補償できる。
２と抵抗３ｊの抵抗値の比Ｒ２／Ｒ１に正の温度係数を
もたせることによっても感度の温度変動を補償できる。
具体的な方法として、抵抗３１に温度係数が負の感度抵
抗体を用いる、抵抗３２に温度係数か正の感温抵抗体を
用いる等が可能である。また、抵抗３１と抵抗３２を同
一基板上の拡散層抵抗で形成する場合ｔこは、両者の不
純物濃度を異なる値きする等の方法によってＲ”、／）
Ｌｔに正の温度係数をもたせることができる。
抗体を用いる、抵抗３２に温度係数か正の感温抵抗体を
用いる等が可能である。また、抵抗３１と抵抗３２を同
一基板上の拡散層抵抗で形成する場合ｔこは、両者の不
純物濃度を異なる値きする等の方法によってＲ”、／）
Ｌｔに正の温度係数をもたせることができる。
以上、圧力検出用ゲージ抵抗素子を用いた圧力変換器の
場合を例にこの発明を説明したが、この発明は圧力変換
器のみならず、温度センサをはじめ抵抗体を検知素子と
して用いる各種センサの検出回路に広く適用できる。
場合を例にこの発明を説明したが、この発明は圧力変換
器のみならず、温度センサをはじめ抵抗体を検知素子と
して用いる各種センサの検出回路に広く適用できる。
このようなこの発明によれば、従来に比べはるかに簡単
な構成の抵抗変化量−電圧変換回路が得られ、■Ｃ化に
適した／ｊ・型、低価格の信号変換回路か実現される。
な構成の抵抗変化量−電圧変換回路が得られ、■Ｃ化に
適した／ｊ・型、低価格の信号変換回路か実現される。
第１図は抵抗変化量−電圧変換回路としてよく知られて
いる圧力変換器の従来の回路構成例、第２図はこの発明
の第１の発明の一実施例を示す図、第３図はこの発明の
第２の発明の一実施例を示す図、第４図はこの発明の第
３の発明の一実施例を示す図である。 １００・・・ブリッジ抵抗 １、２．３．４・−・ゲージ抵抗 ？ ５．６・・・ブリッジ回路の励起端子 ７．８・・・ 〃 検出端子 ２００・・・差動電圧増幅回路 ９．１０．１１・・・演算増幅器 １．２，１３，１４，１５，１６，１７．１８・・・抵
抗１９・・・電圧印加端子 ２０・出力端子 ３０・・・演算増幅器 ３］ 、 ３２・・抵抗 ３３ 、３４・・検知素子としてのゲージ抵抗３５ 、
３ｂ・・・′成圧源 ３７・・出力端子 ３８ 、４０・・關釡よたは補償用抵抗３９ 、４１・
・・ Ｉ／ 電圧発生手段８３ 才 ３ 図 オ ４ 図
いる圧力変換器の従来の回路構成例、第２図はこの発明
の第１の発明の一実施例を示す図、第３図はこの発明の
第２の発明の一実施例を示す図、第４図はこの発明の第
３の発明の一実施例を示す図である。 １００・・・ブリッジ抵抗 １、２．３．４・−・ゲージ抵抗 ？ ５．６・・・ブリッジ回路の励起端子 ７．８・・・ 〃 検出端子 ２００・・・差動電圧増幅回路 ９．１０．１１・・・演算増幅器 １．２，１３，１４，１５，１６，１７．１８・・・抵
抗１９・・・電圧印加端子 ２０・出力端子 ３０・・・演算増幅器 ３］ 、 ３２・・抵抗 ３３ 、３４・・検知素子としてのゲージ抵抗３５ 、
３ｂ・・・′成圧源 ３７・・出力端子 ３８ 、４０・・關釡よたは補償用抵抗３９ 、４１・
・・ Ｉ／ 電圧発生手段８３ 才 ３ 図 オ ４ 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、演算増幅器と、該演算増幅器の反転側入力端子と出
力端子及びバイアス端子との間にそれぞれ接続された第
１及び第２の負帰還用抵抗と、電圧源と前記演算増幅器
の非反転側入力端子との間にそれぞれ接続された検知対
象の変化に応答して互いに逆向きの抵抗値変化を示す一
対の検知素子とを備えたことを特徴とする信号変換回路
。 ２、演算増幅器と該演算増幅器の反転側入力端子と出力
端子及びバイアス端子との間にそれぞれ接続された第１
及び第２の負帰還用抵抗と、電圧源と前記演算増幅器の
非反転側入力端子との間にそれぞれ接続された検知対象
の変化に応答して互いに逆向きの抵抗値変化を示す一対
の検知素子を備えるとともに、電圧発生手段と、該電圧
発生手段と前記演算増幅器の非反転側入力端子との間に
接続された抵抗素子を備えたことを特徴とする信号変換
回路。 ３、演算増幅器と該演算増幅器の反転側入力端子と出力
端子及びバイアス端子との間にそれぞれ接続された第１
及び第２の負帰還用抵抗と、電圧源と前記演算増幅器の
非反転側入力端子との間にそれぞれ接続された検知対象
の変化に応答して互いに逆向きの抵抗値変化を示す一対
の検知素子を備えるとともに、電圧発生手段と、該電圧
発生手段と前記演算増幅器の反転側入力端子との間に接
続された抵抗素子を備えたことを特徴とする信号変換回
路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7106883A JPS59196416A (ja) | 1983-04-22 | 1983-04-22 | 信号変換回路 |
| US06/603,113 US4611129A (en) | 1983-04-22 | 1984-04-23 | Signal conversion circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7106883A JPS59196416A (ja) | 1983-04-22 | 1983-04-22 | 信号変換回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59196416A true JPS59196416A (ja) | 1984-11-07 |
Family
ID=13449832
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7106883A Pending JPS59196416A (ja) | 1983-04-22 | 1983-04-22 | 信号変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59196416A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109803475A (zh) * | 2017-11-15 | 2019-05-24 | 中国科学院国家空间科学中心 | 一种在空间等离子体环境中建立探测器参考电位的装置 |
-
1983
- 1983-04-22 JP JP7106883A patent/JPS59196416A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109803475A (zh) * | 2017-11-15 | 2019-05-24 | 中国科学院国家空间科学中心 | 一种在空间等离子体环境中建立探测器参考电位的装置 |
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