JPS59156166A - 電流分散方法及び電流分散回路 - Google Patents
電流分散方法及び電流分散回路Info
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、好適な態様としては力率をより高く、電流波
高率をより低く改善することを特徴とするＤＣ電源回路
において実施される電流分散回路に関する。更に詳細勿
には、本発明は、標準の整流器及び蓄積コンデンサ電源
回路に比較的簡単な制御回路を付加することによって実
施し得るパルス幅変調（ＰＷＭ）電流分散回路に関する
。
高率をより低く改善することを特徴とするＤＣ電源回路
において実施される電流分散回路に関する。更に詳細勿
には、本発明は、標準の整流器及び蓄積コンデンサ電源
回路に比較的簡単な制御回路を付加することによって実
施し得るパルス幅変調（ＰＷＭ）電流分散回路に関する
。
（背景技術）
通常の整流器−コンデンサ入力回路を有するＡＣ動作電
源の定常状態の動作は、正弦電圧波形の最太据幅部で生
じる不所望な電流ピークが特徴である。このピーク電流
は入力正弦波電圧が整流器降下電圧とコンデンサ電圧と
の和よりも高いときにのみ生じるエネルギの伝送のため
である。第５図を参照すると更に詳細に示される。・エ
ネルギ伝送の時間は１８０°のうち典型的には４ｏ０乃
至６ｏ０で、そこが高いピーク電流となる。このピーク
電流は電源設計者及びユーザばかりでな（、電源発生及
び伝送の操作者や同じ配電源を共有するセ１１用者にも
重要なことである。
源の定常状態の動作は、正弦電圧波形の最太据幅部で生
じる不所望な電流ピークが特徴である。このピーク電流
は入力正弦波電圧が整流器降下電圧とコンデンサ電圧と
の和よりも高いときにのみ生じるエネルギの伝送のため
である。第５図を参照すると更に詳細に示される。・エ
ネルギ伝送の時間は１８０°のうち典型的には４ｏ０乃
至６ｏ０で、そこが高いピーク電流となる。このピーク
電流は電源設計者及びユーザばかりでな（、電源発生及
び伝送の操作者や同じ配電源を共有するセ１１用者にも
重要なことである。
これらのピーク電流は、所定のワット・レベルＩＦ対し
超過する電流を引き出す不所望な低力率及び大きな電流
波高率をもたらす影響を与えろ（ＶＡ値はフット値より
も相当大きい）。ここで、電流波高率は電流のＲ’ＭＳ
値に対するピーク電流の比として定義される。波高率は
ろ乃至４の範囲で、場合によっては１０程（（もなる場
合がある。
超過する電流を引き出す不所望な低力率及び大きな電流
波高率をもたらす影響を与えろ（ＶＡ値はフット値より
も相当大きい）。ここで、電流波高率は電流のＲ’ＭＳ
値に対するピーク電流の比として定義される。波高率は
ろ乃至４の範囲で、場合によっては１０程（（もなる場
合がある。
（目 的）
従って、本発明の目的は、力率を改善する電流分散回路
を提供することである。簡略に述べれば、１８０°半波
の大部分に亘って取り出される整流されたＡＣ入力電流
を再分配する電流波高軽減が行なわれる。理想的には、
抵抗と等簡約であれば、電源とその負荷はｌ１ｎ−＝ｓ
ｉｎθとなる。一般に取り出される整流されたＡＣ入力
電流の再分配は、電源のＤＣ出力バスにエネルギを伝送
することを必要とし、入力ＡＣ正弦波の瞬時電圧がＤＣ
出力バス上の電圧よりも低いとき生じる。
を提供することである。簡略に述べれば、１８０°半波
の大部分に亘って取り出される整流されたＡＣ入力電流
を再分配する電流波高軽減が行なわれる。理想的には、
抵抗と等簡約であれば、電源とその負荷はｌ１ｎ−＝ｓ
ｉｎθとなる。一般に取り出される整流されたＡＣ入力
電流の再分配は、電源のＤＣ出力バスにエネルギを伝送
することを必要とし、入力ＡＣ正弦波の瞬時電圧がＤＣ
出力バス上の電圧よりも低いとき生じる。
本発明の他の目的は、前記目的に従って、比較的簡単な
設計で電源回路全体のコストをほとんど上げずに組立て
られるパルス幅変調（ＰＷＭ）回路を提供することであ
る。
設計で電源回路全体のコストをほとんど上げずに組立て
られるパルス幅変調（ＰＷＭ）回路を提供することであ
る。
（発明の概要）
本発明の前記目的を達成するため、整流されたＡＣ入力
電流の再分配を行い、１８００半波の大部分に亘って電
流を取り出す電流分散回路が供給される。この回路は、
入力ＡＣ電圧を受けそのＡＣ電圧を整、流する入力回路
と、ＤＧ出力電圧を供給する出力回路と、入力回路と出
力回路との間に接続され、ＡＣ電圧に反比例して変化す
るパルス幅増分で整流された入力ＡＣ電流を通過させる
装置から成るパルス幅変調装置と、がら構成される。
電流の再分配を行い、１８００半波の大部分に亘って電
流を取り出す電流分散回路が供給される。この回路は、
入力ＡＣ電圧を受けそのＡＣ電圧を整、流する入力回路
と、ＤＧ出力電圧を供給する出力回路と、入力回路と出
力回路との間に接続され、ＡＣ電圧に反比例して変化す
るパルス幅増分で整流された入力ＡＣ電流を通過させる
装置から成るパルス幅変調装置と、がら構成される。
その動作は、瞬時ＡＣ電圧が低いときパルス幅は広くな
り、反対（て電圧が高いときはパルス幅が狭くなる。こ
れによって、電流分散が可能となり、従来の電源回路に
関連する電流ピークが低下する。パルス幅変調装置は、
好ましくはスイッチング装置と’ｃのスイッチング装置
を制御する制御装置から構成される。
り、反対（て電圧が高いときはパルス幅が狭くなる。こ
れによって、電流分散が可能となり、従来の電源回路に
関連する電流ピークが低下する。パルス幅変調装置は、
好ましくはスイッチング装置と’ｃのスイッチング装置
を制御する制御装置から構成される。
より詳細には、パルス幅変調装置は、出力電圧に応答し
又は整流されたＡＣ入力電圧に応答する関連のフィード
バック装置を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）発生器から
構成することができる。前述のスイッチング装置は、望
ましくはトランジスタ又は一対のトランジスタ等の電子
スイッチと、ＰＷＭ発生器とスイッチング装置との間に
結合される関連の回路駆動装置と、から成る。駆動回路
装置はベース１実動トランスで構成することができる。
又は整流されたＡＣ入力電圧に応答する関連のフィード
バック装置を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）発生器から
構成することができる。前述のスイッチング装置は、望
ましくはトランジスタ又は一対のトランジスタ等の電子
スイッチと、ＰＷＭ発生器とスイッチング装置との間に
結合される関連の回路駆動装置と、から成る。駆動回路
装置はベース１実動トランスで構成することができる。
好適実施例においては、トランジスタと出力回路の間に
結合される昇圧トランスと組合せて接続される一対のス
イッチング・トランジスタが設けられる。このトランス
は、一対の一次巻線と１つの二次巻線を有する。出力回
路は、出力ブリッジとコンデンサが蓄積コンデンサとし
て機能するインダクターコンテンサ回路を含む。ここに
述べる１つの回路では、通常の入力インダクタンス及び
蓄積コンデンサと組み合さって本発明の電流分散技術を
使用する組合せ回路が設けられる。この回路は、また、
結合された出力ＤＣ信号を供給する一対のダイオードか
ら成ることが望ましいＯＲ回路を含む。この回路は、Ｐ
ＷＭライン電流擬似コセヵＺト曲線に低下した中点ライ
ン電流ピークを加え、６つのピークから成る新たなライ
ン電流曲錦を供給する効果を有する。
結合される昇圧トランスと組合せて接続される一対のス
イッチング・トランジスタが設けられる。このトランス
は、一対の一次巻線と１つの二次巻線を有する。出力回
路は、出力ブリッジとコンデンサが蓄積コンデンサとし
て機能するインダクターコンテンサ回路を含む。ここに
述べる１つの回路では、通常の入力インダクタンス及び
蓄積コンデンサと組み合さって本発明の電流分散技術を
使用する組合せ回路が設けられる。この回路は、また、
結合された出力ＤＣ信号を供給する一対のダイオードか
ら成ることが望ましいＯＲ回路を含む。この回路は、Ｐ
ＷＭライン電流擬似コセヵＺト曲線に低下した中点ライ
ン電流ピークを加え、６つのピークから成る新たなライ
ン電流曲錦を供給する効果を有する。
また、本発明てよれば、整流された入力ＡＣ電圧信号と
ＤＣ電圧出力を供給する装置を有する電源回路における
電流分散方法が提供される。この方法は、ＡＣ電圧に逆
比例して変化する整流された入力ＡＣ電流のパノにス幅
増分を選択するステップから成りそれによって瞬時ＡＣ
電圧が低いときパルス幅が広（なり、電圧が高いときパ
ルス幅が狭くなる。この方法は、また、ＡＣサイクルよ
りも高い周波数のパルス幅変調を供給するステップを含
む。
ＤＣ電圧出力を供給する装置を有する電源回路における
電流分散方法が提供される。この方法は、ＡＣ電圧に逆
比例して変化する整流された入力ＡＣ電流のパノにス幅
増分を選択するステップから成りそれによって瞬時ＡＣ
電圧が低いときパルス幅が広（なり、電圧が高いときパ
ルス幅が狭くなる。この方法は、また、ＡＣサイクルよ
りも高い周波数のパルス幅変調を供給するステップを含
む。
（実施例の説明）
本発明を以下実施例に従って詳細に説明する。
第１図には本発明のより簡略化した実施例を示し、第６
図及び第４図には別の実施例を示す。これらの回路のす
べては、１８０°半波の大部分に亘って引き出される整
流されたＡＣ入力電流を再分配する「電流分散回路」の
原理に基いて動作する。
図及び第４図には別の実施例を示す。これらの回路のす
べては、１８０°半波の大部分に亘って引き出される整
流されたＡＣ入力電流を再分配する「電流分散回路」の
原理に基いて動作する。
第１図は本発明の第１の実施例を示し、電流分散は標準
の全波整流器１０と蓄７潰コンデンサ１２との間に結合
される回路網によって達成される。
の全波整流器１０と蓄７潰コンデンサ１２との間に結合
される回路網によって達成される。
この回路網は、通常は整流器１０からのＡＣ電圧によっ
て充電される蓄積コンデンサにＡＣサイクルのより大き
な部分の間電荷を受けさせ、回路の効率を高め、従来の
回路において必要とされたピーク屯流値を低下させる。
て充電される蓄積コンデンサにＡＣサイクルのより大き
な部分の間電荷を受けさせ、回路の効率を高め、従来の
回路において必要とされたピーク屯流値を低下させる。
第５図はこのピーク・ライン電流を示す。
第１図において、電流分散を行う回路網は、全波整流器
１０と蓄積コンデンサ１２との間に結合されるプログラ
ムされた可変比、率トランス１４を含む。この回路網は
、また、バイポーラ・コントロール・トランジスタ１６
、二次巻線ダイオード゛１８、及びインダクタ２０を含
む。トランス１４は、−次巻線Ｐ及び二次巻線Ｓを有す
る。この回路網は、コンデンサ１２に加えられたＡＧ電
圧にＡＣ電圧振幅と反比例して変化する骨を乗算する能
力を有し、ＡＣサイクルの比較的大部分の間に、トラン
スによって発生された電圧が蓄積コンデンサの電圧より
も充分高い比較的一定の電圧となって、蓄積コンデンサ
に電荷を供給することを保証する。これによって、ＡＣ
信号の瞬時電圧がＡＣサイクルのピーク中にのみ蓄積コ
ンデンサの電圧よりも高い従来の回路の問題を解決する
。第５図において、ライン電流が蓄積コンデンザ電圧を
超えるのは全体のサイクルの比較的小さい部分であるこ
とがわかる。
１０と蓄積コンデンサ１２との間に結合されるプログラ
ムされた可変比、率トランス１４を含む。この回路網は
、また、バイポーラ・コントロール・トランジスタ１６
、二次巻線ダイオード゛１８、及びインダクタ２０を含
む。トランス１４は、−次巻線Ｐ及び二次巻線Ｓを有す
る。この回路網は、コンデンサ１２に加えられたＡＧ電
圧にＡＣ電圧振幅と反比例して変化する骨を乗算する能
力を有し、ＡＣサイクルの比較的大部分の間に、トラン
スによって発生された電圧が蓄積コンデンサの電圧より
も充分高い比較的一定の電圧となって、蓄積コンデンサ
に電荷を供給することを保証する。これによって、ＡＣ
信号の瞬時電圧がＡＣサイクルのピーク中にのみ蓄積コ
ンデンサの電圧よりも高い従来の回路の問題を解決する
。第５図において、ライン電流が蓄積コンデンザ電圧を
超えるのは全体のサイクルの比較的小さい部分であるこ
とがわかる。
トランジスタ１６は入力端子２２に結合される制御信号
を有し、その入力端子はトランジスタ１６０Ｒ−スに接
続される。トランジスタ１６のコレフタは整流器１０に
結合し、そのエミッタはトランス１４の一次巻線に結合
する。トランス１４は、いくつかのスイッチング亀源に
おいて供給電圧の微小変化を修正するのに使用される型
式に類似するパルス幅変調されるラインチンＶ・トラン
スと考えろことができる。このトランスは望ましくは昇
圧トランスである。トランジスタ１６のコレクタ・エミ
ッタ・パスは全波整流器１０からトランスの一次巻線Ｐ
に結合する。
を有し、その入力端子はトランジスタ１６０Ｒ−スに接
続される。トランジスタ１６のコレフタは整流器１０に
結合し、そのエミッタはトランス１４の一次巻線に結合
する。トランス１４は、いくつかのスイッチング亀源に
おいて供給電圧の微小変化を修正するのに使用される型
式に類似するパルス幅変調されるラインチンＶ・トラン
スと考えろことができる。このトランスは望ましくは昇
圧トランスである。トランジスタ１６のコレクタ・エミ
ッタ・パスは全波整流器１０からトランスの一次巻線Ｐ
に結合する。
スイッチング・トランジスタ１６のベースには、高周波
数パルス幅変調信号力一りえられ、その７８２９７幅は
ＡＣ′ボ圧振幅に反比例して変化する。これに関連して
、第２図は高周波変調される波形の１８０°分を示す。
数パルス幅変調信号力一りえられ、その７８２９７幅は
ＡＣ′ボ圧振幅に反比例して変化する。これに関連して
、第２図は高周波変調される波形の１８０°分を示す。
第２図から理解されるように、瞬時ＡＣ電圧が低いとき
はトランジスタ１６に加えられるパルスト末長く、トラ
ンス１４の二次巻線Ｓに発生された昇圧電圧の殆んどが
チョーク・コイル即ちインダクタ２０を通って蓄積コイ
ルに伝送させる。第２図において、時間間隔ｔｏのとき
の幅を１００に正規化している。
はトランジスタ１６に加えられるパルスト末長く、トラ
ンス１４の二次巻線Ｓに発生された昇圧電圧の殆んどが
チョーク・コイル即ちインダクタ２０を通って蓄積コイ
ルに伝送させる。第２図において、時間間隔ｔｏのとき
の幅を１００に正規化している。
一方、瞬時電圧が高いときは、第２図に示されるように
、トランジスタに加えられるパルスは幅が狭くなり、昇
圧トランスの出力がＡＣ電圧に対応して上昇してもイン
ダクタ２０の出力は比較的一定となる。これは昇圧トラ
ンスによって発生された高い電圧は、スイッチング・ト
ランジスタ１６の減少された導通時間によって短か（さ
れたパルスのためインダクタを通過する時間がないから
である。これが蓄積コンデンサ１２に結合される電流分
散の効果である。
、トランジスタに加えられるパルスは幅が狭くなり、昇
圧トランスの出力がＡＣ電圧に対応して上昇してもイン
ダクタ２０の出力は比較的一定となる。これは昇圧トラ
ンスによって発生された高い電圧は、スイッチング・ト
ランジスタ１６の減少された導通時間によって短か（さ
れたパルスのためインダクタを通過する時間がないから
である。これが蓄積コンデンサ１２に結合される電流分
散の効果である。
第２図において、簡明にするため高周波変調の周波数を
Ｉ ＫＨｚとして示している。しかし、典型的変調は２
５ ＫＨｚで行なわれ、その場合第２図に示すパルス数
は２５倍で、その各々の幅は１／２５となる。
Ｉ ＫＨｚとして示している。しかし、典型的変調は２
５ ＫＨｚで行なわれ、その場合第２図に示すパルス数
は２５倍で、その各々の幅は１／２５となる。
パルス幅変調を行うため、既知の回路が第１図に示す制
御端子２２に結合されて使用される。例えば、標準のパ
ルス幅変調発生器が使用され、２５ＫＨｚで動作するが
、パルス幅は入力ＡＣ電圧に反比例するようにパルス幅
の制御が行なわれて可変となる。また、第２図は本発明
による望ましい制御態様を示している。第２図において
、閾値電圧は正規化された電圧０．１７４で示しである
。この閾値は、０ボルドの黴念を避け、０°及び１８０
°の点での無限電流を回避」−るためである。この電圧
オフセットは小さい入力コンデンサによって供給される
。
御端子２２に結合されて使用される。例えば、標準のパ
ルス幅変調発生器が使用され、２５ＫＨｚで動作するが
、パルス幅は入力ＡＣ電圧に反比例するようにパルス幅
の制御が行なわれて可変となる。また、第２図は本発明
による望ましい制御態様を示している。第２図において
、閾値電圧は正規化された電圧０．１７４で示しである
。この閾値は、０ボルドの黴念を避け、０°及び１８０
°の点での無限電流を回避」−るためである。この電圧
オフセットは小さい入力コンデンサによって供給される
。
本発明の好適実施例が第６図及び第４図に示される。第
６図の実施例では、引き出された入力電流の再分配はパ
ルス幅変調技術によって行なわれ、ライン２４の整流さ
れた人力Ａｃ′を圧は／ξミル幅。
６図の実施例では、引き出された入力電流の再分配はパ
ルス幅変調技術によって行なわれ、ライン２４の整流さ
れた人力Ａｃ′を圧は／ξミル幅。
変調回路の入力に結合されるＤＣＩ源をゆっくり（しか
し周期的）と変化させることによって処理される。その
変調回路はパワー・トランスＴＦＩとバイポーラ・スイ
ッチング・トランジスタＱ１及びＱ２から成る。ＰＷＭ
回路の電圧利得は、低い入力ＡＣ電圧のとき利得を高（
し、高い入力ＡＣ電圧のとき低くするような態様で、整
流された入力ＡＣ電圧と同期して周期的に変えられる。
し周期的）と変化させることによって処理される。その
変調回路はパワー・トランスＴＦＩとバイポーラ・スイ
ッチング・トランジスタＱ１及びＱ２から成る。ＰＷＭ
回路の電圧利得は、低い入力ＡＣ電圧のとき利得を高（
し、高い入力ＡＣ電圧のとき低くするような態様で、整
流された入力ＡＣ電圧と同期して周期的に変えられる。
再び第２図を参照すると、ここには）ξルス幅の変化の
典型的例が示される。低い入力Ａｃ電圧のときパルス幅
は高利得に対して広く、高（瓢入力ＡＣ電圧のときパル
ス幅は低ゲインに対して狭くなる。
典型的例が示される。低い入力Ａｃ電圧のときパルス幅
は高利得に対して広く、高（瓢入力ＡＣ電圧のときパル
ス幅は低ゲインに対して狭くなる。
第６図の回路に関連して、第６図はライン電圧及びライ
ン電流の波形を示す。こ又で、第６図の回路は前述の蓄
積コンデンサ（第１図には蓄積コンデンサ１２として示
した）を使用していない。第６図と共に第６図に示すよ
うに、電流分散は、ライン電流が１８０°半波のうち０
０°及び１＆０’限界近くで最高となり、９０°の中点
で最低となるよう； に生じる１、これを擬似コセカ
ント型回路と呼び、この回路は入力ＡＣ電圧正弦波に対
し修正された逆比例関係を有する。
ン電流の波形を示す。こ又で、第６図の回路は前述の蓄
積コンデンサ（第１図には蓄積コンデンサ１２として示
した）を使用していない。第６図と共に第６図に示すよ
うに、電流分散は、ライン電流が１８０°半波のうち０
０°及び１＆０’限界近くで最高となり、９０°の中点
で最低となるよう； に生じる１、これを擬似コセカ
ント型回路と呼び、この回路は入力ＡＣ電圧正弦波に対
し修正された逆比例関係を有する。
第６図の回路は入力ダイオード・ブリッジＤＢ（を含み
、該ブリッジは入力全波整流を行いライン２４に整流さ
糺た信号出力を供給する。ダイオード・ブリッジＤＢ１
はブリッジ形に相互接続された標準の４つのダイオード
を含むも整流器の出力はライン２４によって、インダク
タ（チョーク）Ｌ４及びコンデンサＣ１から成るローパ
スフイルタに結合される。インダクタＬ１はライン２４
をトランジスタＱ１及びＱ２のコレクタに接続する。
、該ブリッジは入力全波整流を行いライン２４に整流さ
糺た信号出力を供給する。ダイオード・ブリッジＤＢ１
はブリッジ形に相互接続された標準の４つのダイオード
を含むも整流器の出力はライン２４によって、インダク
タ（チョーク）Ｌ４及びコンデンサＣ１から成るローパ
スフイルタに結合される。インダクタＬ１はライン２４
をトランジスタＱ１及びＱ２のコレクタに接続する。
コンデンサＣ１はインダクタＬ（のトランジスタ側と入
力／出力共通ライン２２との味に結合される。゛コンデ
ンサＣ１は第１図に示す蓄積コンデンサ１２と類似のも
のではなく、入力ＡＣラインから制御トランジスタＱ１
及びＱ２に典型的には５０ ＫＨｚのパルスが入るのを
阻止するローパスフィルタの一部である。コンデンサＣ
１はＤＣに関する限りはほとんど蓄積機能を有さない。
力／出力共通ライン２２との味に結合される。゛コンデ
ンサＣ１は第１図に示す蓄積コンデンサ１２と類似のも
のではなく、入力ＡＣラインから制御トランジスタＱ１
及びＱ２に典型的には５０ ＫＨｚのパルスが入るのを
阻止するローパスフィルタの一部である。コンデンサＣ
１はＤＣに関する限りはほとんど蓄積機能を有さない。
パワー、トランスＴ、Ｆ４は一対の一次巻線Ｐ１及びＰ
２と１つの二次巻線Ｓとを有する。トランジスタＱ１の
エミッタは、−次巻線Ｐ１に結合し、トランジスタＱ２
のエミッタは一次巻線Ｐ２に結合する。それらの−次巻
線の間には共通ライン２２に結合するセンタータップの
ついたラインがある。パワー制御トランジスタＱ１及び
Ｑ２については、制御のため結合されるベース及びエミ
ッタ信号がある。これらには信号Ｂ１及びＥｌと信号Ｂ
２及びＥ２が含まれる。これらの信号は後述のベース駆
動トランスＴＦ２から結合される。パワートランスＴＦ
１は昇圧トランスで、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣろによ
って過度現象抑圧が行なわれる。抵抗Ｒ１及びコンデン
サＣ６はトランジスタＱ１及びＱ２の夫々のエミッタの
間に直列に接続される。
２と１つの二次巻線Ｓとを有する。トランジスタＱ１の
エミッタは、−次巻線Ｐ１に結合し、トランジスタＱ２
のエミッタは一次巻線Ｐ２に結合する。それらの−次巻
線の間には共通ライン２２に結合するセンタータップの
ついたラインがある。パワー制御トランジスタＱ１及び
Ｑ２については、制御のため結合されるベース及びエミ
ッタ信号がある。これらには信号Ｂ１及びＥｌと信号Ｂ
２及びＥ２が含まれる。これらの信号は後述のベース駆
動トランスＴＦ２から結合される。パワートランスＴＦ
１は昇圧トランスで、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣろによ
って過度現象抑圧が行なわれる。抵抗Ｒ１及びコンデン
サＣ６はトランジスタＱ１及びＱ２の夫々のエミッタの
間に直列に接続される。
第３図の回路は、また、その出力部に高速回復出力ブリ
ッジＤＢ２を含み、該ブリッジも周知の態様で相互接続
された４つのダイオードから成り、全波整流ブリッジ動
作を行う。このブリッジは二次善線Ｓに結合し、その出
力に結合されるインダクタＬ２と関連の出力コンデンサ
Ｃ２を有する。
ッジＤＢ２を含み、該ブリッジも周知の態様で相互接続
された４つのダイオードから成り、全波整流ブリッジ動
作を行う。このブリッジは二次善線Ｓに結合し、その出
力に結合されるインダクタＬ２と関連の出力コンデンサ
Ｃ２を有する。
出力ＤＧ電男は蓄積コンデンサＣ２の両端から取り出さ
れる。この電圧は、また、フィードバック・ライン２８
によってパルス幅変Ｘ（ＰＷＭ） 発生器３０に結合さ
れる。ＰＷＭ発生器６０は、ｋ−ス駆動トランスＴＦ２
に対する１駆動回路と入力制御ライン２８上の電圧を感
知する電圧感知回路とを含む。第３図は、また、補助電
源ろ２を示し、該電源は電力をＰＷＭ発生器６０にそし
てベース駆動トランスＴＦ２には間接的に供給する。
れる。この電圧は、また、フィードバック・ライン２８
によってパルス幅変Ｘ（ＰＷＭ） 発生器３０に結合さ
れる。ＰＷＭ発生器６０は、ｋ−ス駆動トランスＴＦ２
に対する１駆動回路と入力制御ライン２８上の電圧を感
知する電圧感知回路とを含む。第３図は、また、補助電
源ろ２を示し、該電源は電力をＰＷＭ発生器６０にそし
てベース駆動トランスＴＦ２には間接的に供給する。
ベース、駆動トランスＴＦ２からは基本的には２つの出
力があり、それらはトランジスタＱ１及びＱ２へ加えら
）する交番する閉止ベース電流で、それらの、駆動パル
ス信号のパルス幅は、ＰＷＭ発生器に結合されるライン
２８で感知される出力電圧からのフィート９バツク・コ
ントロールに従ってＰＷＭ発生器からの信号によって決
定される。第６図において、ダイオード・ブリッジＤＢ
Ｉから接続される通常の入力蓄積コンデンサがないのが
注目される。これは第５図に示す型式の電流ピークがな
く、全波整流されたＡＣ入力電圧半波正弦波が電力制御
トランジスタＱ１及びＱ２に直接的に加えられる効果が
ある。前述したように、コンデンサＣ１はローパスフィ
ルタの一部で、ＤＣの観点からは蓄積機能を実質的に有
しない。
力があり、それらはトランジスタＱ１及びＱ２へ加えら
）する交番する閉止ベース電流で、それらの、駆動パル
ス信号のパルス幅は、ＰＷＭ発生器に結合されるライン
２８で感知される出力電圧からのフィート９バツク・コ
ントロールに従ってＰＷＭ発生器からの信号によって決
定される。第６図において、ダイオード・ブリッジＤＢ
Ｉから接続される通常の入力蓄積コンデンサがないのが
注目される。これは第５図に示す型式の電流ピークがな
く、全波整流されたＡＣ入力電圧半波正弦波が電力制御
トランジスタＱ１及びＱ２に直接的に加えられる効果が
ある。前述したように、コンデンサＣ１はローパスフィ
ルタの一部で、ＤＣの観点からは蓄積機能を実質的に有
しない。
第６図において、入力部に蓄７潰コンデンサがないので
、整流器の出力は０からピーク電圧に変化゛する遅いが
しかし周期的に変化する電圧から成るＤＣ信号と考える
ことができる。この電圧はパワートランスＴＦ１によっ
て典型的には４倍に昇圧される。この電圧は次に出力ブ
リッジＤＢ２によって整流され、出力インダクタＬ２及
び出力コンデンサＣ２に加えられる。整流された入力Ａ
Ｃエンばロープを伝送するライン２８の出力電圧はＰＷ
Ｍ発生器６０に対するフィードバック源で、その発生器
６０は電力制御トランジスタＱ・１及びＱ２に対し可変
幅ベース駆動を行う。このベース駆動は、出力電圧上の
入力ＡＣ変調を出力電圧の低パーセンテージに根本的に
低下させる。ＰＷＭ発生器６０によって与えられる感知
は、出力電圧のＡＣ変調についてのみ機能することがで
きるし、また、出力電圧のＤＣ値についても同様に機能
することができ、こうしてＤＣ出力安定を行う。
、整流器の出力は０からピーク電圧に変化゛する遅いが
しかし周期的に変化する電圧から成るＤＣ信号と考える
ことができる。この電圧はパワートランスＴＦ１によっ
て典型的には４倍に昇圧される。この電圧は次に出力ブ
リッジＤＢ２によって整流され、出力インダクタＬ２及
び出力コンデンサＣ２に加えられる。整流された入力Ａ
Ｃエンばロープを伝送するライン２８の出力電圧はＰＷ
Ｍ発生器６０に対するフィードバック源で、その発生器
６０は電力制御トランジスタＱ・１及びＱ２に対し可変
幅ベース駆動を行う。このベース駆動は、出力電圧上の
入力ＡＣ変調を出力電圧の低パーセンテージに根本的に
低下させる。ＰＷＭ発生器６０によって与えられる感知
は、出力電圧のＡＣ変調についてのみ機能することがで
きるし、また、出力電圧のＤＣ値についても同様に機能
することができ、こうしてＤＣ出力安定を行う。
第３図及び第６図を参照すると、出力ＤＣバスは１４０
ボルトの値にあることがわかる。また、出カドランスＴ
Ｆ１は昇圧率を４としている。これは、整流されたＡＣ
入力電圧は１４０／４ ＝ ３５ポル番 トの閾値を有し、これは第６図に示すように１２゜及び
１６８°Ｌ対応することを意味する。これらの点で、出
力コンデンサＣ２の充電が夫々開始及ｄ終了し、また、
ＩＧライン電流が夫々開始及び終了する。閾値電圧を６
５ボルト以下に下げて０ボルトに近づけることによって
、コセヵント・ライン電流曲線により近づけることがで
きるが、実用的でない高ＡＣ入力電流及び高出力トラン
ス二次電圧となるであろう。従って、第６図の擬似コセ
カント曲線は実用的に受は入れることができる。
ボルトの値にあることがわかる。また、出カドランスＴ
Ｆ１は昇圧率を４としている。これは、整流されたＡＣ
入力電圧は１４０／４ ＝ ３５ポル番 トの閾値を有し、これは第６図に示すように１２゜及び
１６８°Ｌ対応することを意味する。これらの点で、出
力コンデンサＣ２の充電が夫々開始及ｄ終了し、また、
ＩＧライン電流が夫々開始及び終了する。閾値電圧を６
５ボルト以下に下げて０ボルトに近づけることによって
、コセヵント・ライン電流曲線により近づけることがで
きるが、実用的でない高ＡＣ入力電流及び高出力トラン
ス二次電圧となるであろう。従って、第６図の擬似コセ
カント曲線は実用的に受は入れることができる。
コセカンド関数から成るＡＣ入力電流の形状についての
理論的誘導を、６０Ｈ７Ａ Ｇ電力で２５ＫＨｚのパル
ス幅変調として示す。出方瞬時電力が一定で、一定負荷
で安定化されたＤＣ出カバス電圧に亘ってに１に等しい
場合、大刀瞬時電力（周波数が１０ＫＨｚのとき）もほ
ぼ一定でｖＸｉ＝に２に等しく、ｖ＝に３ｓｉｎθ・１
＝に４／ｓｉ醒μに４ｃｏｓｅｃθである。
理論的誘導を、６０Ｈ７Ａ Ｇ電力で２５ＫＨｚのパル
ス幅変調として示す。出方瞬時電力が一定で、一定負荷
で安定化されたＤＣ出カバス電圧に亘ってに１に等しい
場合、大刀瞬時電力（周波数が１０ＫＨｚのとき）もほ
ぼ一定でｖＸｉ＝に２に等しく、ｖ＝に３ｓｉｎθ・１
＝に４／ｓｉ醒μに４ｃｏｓｅｃθである。
第６図に示すライン電流曲線は、前述のパルス幅変調閾
値のため、そしてＰＷＭ発生器６ｏの入力／出力制御特
性（完全にリニアではない）のため、理論的コセカント
曲線からそれる。必要であれば制御特性をリニアにする
装置を設けることがで゛きることは明らかで゛ある。
値のため、そしてＰＷＭ発生器６ｏの入力／出力制御特
性（完全にリニアではない）のため、理論的コセカント
曲線からそれる。必要であれば制御特性をリニアにする
装置を設けることがで゛きることは明らかで゛ある。
第６図に示す回路は、第６図の曲線から明らかなように
中点のピーク電流を充分低下させ、ライン電流ピークは
半波の００及び・１８．０°端部に向ってシフトする。
中点のピーク電流を充分低下させ、ライン電流ピークは
半波の００及び・１８．０°端部に向ってシフトする。
しかし、１つの回路においてより均一の電流分散を提供
するための実施例カー４図に示される。第４図において
は、第６図の回路と同じ構成要素が多く、同様の参照符
号を用いている。
するための実施例カー４図に示される。第４図において
は、第６図の回路と同じ構成要素が多く、同様の参照符
号を用いている。
しかし、１第４図には入力インダクタンスし６と比。
較的大きい蓄積コンデンサＣ４が加えられている。
これらの構成要素はＯＲ形に配置されたダイオードＤ２
及びＤｌを有する出力部の出力ＤＣに加えられる。これ
は第７図に示すように中点ライン電流ピークを変化させ
る効果がある。第７図の曲線はある意味では第５図及び
第６図に示す曲線の複合である。第５図及び第６図の２
つの曲線は、擬似コセカント曲線の低い点を上昇させ、
典型的ＬＣ入カフィルタの高い点を低くして、半波の８
０％以上に亘って電流を分散させる。ダイオードＤ１及
びＤ２の○Ｒ接続によって決定される。典型的ＬＣ大入
カフイル回路が導通していない時間中、回路が電流を供
給する。
及びＤｌを有する出力部の出力ＤＣに加えられる。これ
は第７図に示すように中点ライン電流ピークを変化させ
る効果がある。第７図の曲線はある意味では第５図及び
第６図に示す曲線の複合である。第５図及び第６図の２
つの曲線は、擬似コセカント曲線の低い点を上昇させ、
典型的ＬＣ入カフィルタの高い点を低くして、半波の８
０％以上に亘って電流を分散させる。ダイオードＤ１及
びＤ２の○Ｒ接続によって決定される。典型的ＬＣ大入
カフイル回路が導通していない時間中、回路が電流を供
給する。
以上、本発明の詳細な説明したが、本発明の範囲内で他
の多（の実施例かり能であることは当業者には明らかで
ああ。例えば、電力制御装置はバイポーラ・トランジス
タとして記載されたが、他の制御装置例えば電力ＦＥ’
Ｉ”やダーリントン接続で置換することかできる。また
、第６図及び第４図の実施例ではフィードバックはＤＣ
出力からとられるが、他の形式のフィート９バツク又は
プログラム制御を使用することができる。例えば、第１
図に示すような実施例では特に整流されたＡＣ入力電圧
からとることができる。
の多（の実施例かり能であることは当業者には明らかで
ああ。例えば、電力制御装置はバイポーラ・トランジス
タとして記載されたが、他の制御装置例えば電力ＦＥ’
Ｉ”やダーリントン接続で置換することかできる。また
、第６図及び第４図の実施例ではフィードバックはＤＣ
出力からとられるが、他の形式のフィート９バツク又は
プログラム制御を使用することができる。例えば、第１
図に示すような実施例では特に整流されたＡＣ入力電圧
からとることができる。
第１図は、プログラムされた可変比率トランスを使用す
る本発明の一実施例の概略図である。 第２図は、本発明による回路に加えられたときのパルス
幅変調を図解する１つの１８００サイクルの波形図であ
る。 第６図は、電流分散回路が擬似コセカント型と呼ばれる
ものである本発明の別の一実施例を示す・第４図は、典
型的な入力フィルタ回路と結合したパノしス幅変調分散
回路の更に別の実施例の回路図である。 第５図は、波高率が高い従来回路の問題を示すライン電
流とライン電圧の代表的波形を示す。 第６図は、第６図の回路に関連するライン電圧とライン
°電流の波形を示す。 第７図は、第４図の回路に関連するラチン電圧とライン
電流の波形を示す。 （符号説明） １０：全波整流器 １２：蓄積コンデンサ２８：フィ
ート８バツク・ライン ６０：パルス幅変調（ＰＷＭ ）発生器ＴＦ２ ：ベー
ス駆動トランス ６２：補助電源 ＦＩＧ、１ ｔ７６’、、／ ＦＩＧ、４ （−木 ＦＩＧ、５
る本発明の一実施例の概略図である。 第２図は、本発明による回路に加えられたときのパルス
幅変調を図解する１つの１８００サイクルの波形図であ
る。 第６図は、電流分散回路が擬似コセカント型と呼ばれる
ものである本発明の別の一実施例を示す・第４図は、典
型的な入力フィルタ回路と結合したパノしス幅変調分散
回路の更に別の実施例の回路図である。 第５図は、波高率が高い従来回路の問題を示すライン電
流とライン電圧の代表的波形を示す。 第６図は、第６図の回路に関連するライン電圧とライン
°電流の波形を示す。 第７図は、第４図の回路に関連するラチン電圧とライン
電流の波形を示す。 （符号説明） １０：全波整流器 １２：蓄積コンデンサ２８：フィ
ート８バツク・ライン ６０：パルス幅変調（ＰＷＭ ）発生器ＴＦ２ ：ベー
ス駆動トランス ６２：補助電源 ＦＩＧ、１ ｔ７６’、、／ ＦＩＧ、４ （−木 ＦＩＧ、５
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１）整流された入力ＡＣ電圧信号及びＤＣ出力雪圧供
給装置を有する電源回路における電流分散方法であって
、パルス幅がＡＣ電圧に反比例して変化する状態で入力
ＡＣ電流のパルス幅増分を選択し、それによって瞬時Ａ
Ｃ電圧が低いときパルス幅が広くなり、その電圧が高い
ときパルス幅が狭くなる方法。 （２） 前記パルス幅変調がＡＣサイクルよりも高い
周波数で行なわれる特許請求の範囲第１項記載の方法。 （３）入力ＡＣ電圧を受けそのＡＣ電圧を整流する入力
回路装置と、 ＤＣ出力電圧を供給する出力回路装置と、前記入力回路
装置と前記出力回路装置との間に接続され、ＡＣ電圧に
反比例して変化するパルス幅増分で入力ＡＣ電流を通過
させ得る装置から成るパルス幅変調装置と、から構成さ
れ、瞬時ＡＣ電圧が低いときパルス幅が広く、その電圧
が高いときパルス幅が狭くなる、電流分散回路（４）前
記パルス幅変調装置がスイッチング装置と該スイッチン
グ装置を制御して入力ＡＣ電流を通過させる関連の制御
装置とから成る特許請求の範囲第６項記載の電流分散回
路。 （５）前記パルス幅変調装置が、出力電圧に応答するフ
ィー１−’バック装置を有するパルス幅変調（ｐｗＭ）
発生器と、電子スイッチ装置と、前記Ｐ Ｗ Ｍ発生器
と前記スイッチ装置との間に接続されスイッチ装置の導
通を制御する駆動回路と、から成る特許請求の範囲第６
項記載の電流分散回路。 （６）前記駆動回路がベース駆動トランスを有する特許
請求の範囲第５項記載の電流分散回路。 （７）前記電子スイッチ装置が少なくとも１つのトラン
ジスタから成る特許請求の範囲第６項記載の゛電流分散
回路。 （８）一対のトランジスタを含む特許請求の範囲第７項
記載の電流分散回路。 （９）前記パルス幅変調装置が前記トランジスタと前記
出力回路装置の間に接続されるトランスを有する特許請
求の範囲第８項記載の電流分散回路。 （１０） 前記トランスが一対の一次巻線と二次巻線
とを有する特許請求の範囲第９項記載の電流分散回路。 （１１）前記出力回路装置が、出力ブリッジとコンデン
サが蓄積コンデンサとして作用するインダクターコンデ
ンサ回路とを有するｌ特許請求の範囲第１０項記載の電
流分散回路。 （１２）前記整流装置の出力て第２のインダクターコン
デンサ回路を有する特許請求の範囲第１１項記載の電流
分散回路。 （１３）前記出力回路装置の出力においていずれかの前
記インダクターコンデンサ回路から信号を受けるＯＲ回
路を有する特許請求の範囲第１２項記載の電流分散回路
。 （１４）前記ＯＲ回路が、６ピ一ク電流曲線を与えろ一
対のダイオードを有する特許請求の範囲第１６項記載の
１．流分散回路。 （１５）前記整流装置が入力ダイオード・ブリッジを有
する特許請求の範囲第１４項記載の電流分散回路。 ０６） 前記パルス幅変調装置が前記スイッチ装置と
前記出力回路装置との間に接続されるトランスを有する
特許請求の範囲第５項記載の電流分散回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/466,331 US4523266A (en) | 1983-02-14 | 1983-02-14 | AC to DC conversion system with current spreading circuit |
| US466331 | 1983-02-14 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59156166A true JPS59156166A (ja) | 1984-09-05 |
Family
ID=23851351
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59025960A Pending JPS59156166A (ja) | 1983-02-14 | 1984-02-14 | 電流分散方法及び電流分散回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4523266A (ja) |
| EP (1) | EP0118684B1 (ja) |
| JP (1) | JPS59156166A (ja) |
| AT (1) | ATE28955T1 (ja) |
| CA (1) | CA1216022A (ja) |
| DE (1) | DE3465398D1 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3403895A1 (de) * | 1984-02-04 | 1986-02-13 | Messerschmitt-Bölkow-Blohm GmbH, 8012 Ottobrunn | Schaltungsanordnung zur spannungsregelung und spannungswandlung, insbesondere eines solargenerators |
| US4866585A (en) * | 1988-06-08 | 1989-09-12 | Das Pawan K | AC to DC solid state power supply using high frequency pulsed power switching |
| US4920472A (en) * | 1989-05-31 | 1990-04-24 | Deltec Electronics Corporation | Crest factor correction circuit |
| US4977334A (en) * | 1989-05-31 | 1990-12-11 | Deltec Electronics Corporation | Crest factor correction circuit |
| US5357418A (en) * | 1991-05-02 | 1994-10-18 | Robert Clavel | Hybrid power supply for converting an alternating input signal into a direct output signal |
| US5301095A (en) * | 1991-10-01 | 1994-04-05 | Origin Electric Company, Limited | High power factor AC/DC converter |
| EP2643923A1 (en) * | 2010-11-22 | 2013-10-02 | Ecovie Canada Technologies Inc. | Ozone generation system with precision control |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5658741A (en) * | 1979-10-19 | 1981-05-21 | Hitachi Ltd | Power factor improving circuit |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1219437A (en) * | 1968-08-23 | 1971-01-13 | British Aircraft Corp Ltd | Improvements relating to power supply circuits |
| DE2151019C3 (de) * | 1971-10-08 | 1978-06-15 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Verfahren zur Regelung des einem Wechselstromnetz entnommenen oder zugeführten Stromes und Anordnung zur Durchführung des Verfahrens |
| GB2093613B (en) * | 1978-05-08 | 1983-02-02 | Stevens Carlile R | Dc power supply |
| JPS5631115A (en) * | 1979-08-22 | 1981-03-28 | Hitachi Ltd | Switching power source |
| US4330816A (en) * | 1980-01-02 | 1982-05-18 | Fujitsu Fanuc Limited | Overcurrent protection apparatus |
| FR2514585A1 (fr) * | 1981-10-14 | 1983-04-15 | Signaux Entr Electriques | Dispositif d'alimentation electronique absorbant sur le reseau alternatif un courant sinusoidal phase avec la tension |
-
1983
- 1983-02-14 US US06/466,331 patent/US4523266A/en not_active Expired - Fee Related
-
1984
- 1984-01-20 EP EP84100583A patent/EP0118684B1/en not_active Expired
- 1984-01-20 DE DE8484100583T patent/DE3465398D1/de not_active Expired
- 1984-01-20 AT AT84100583T patent/ATE28955T1/de not_active IP Right Cessation
- 1984-02-07 CA CA000446875A patent/CA1216022A/en not_active Expired
- 1984-02-14 JP JP59025960A patent/JPS59156166A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5658741A (en) * | 1979-10-19 | 1981-05-21 | Hitachi Ltd | Power factor improving circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4523266A (en) | 1985-06-11 |
| EP0118684A1 (en) | 1984-09-19 |
| CA1216022A (en) | 1986-12-30 |
| ATE28955T1 (de) | 1987-08-15 |
| DE3465398D1 (en) | 1987-09-17 |
| EP0118684B1 (en) | 1987-08-12 |
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