JPS5915407B2 - ランプ信号発生装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はランプ信号発生装置に関し、詳細には、いずれ
か一方の極性でかつ調節可能な振幅のランプ信号を与え
るランプ信号発生装置に関する。

一般に、ランプ信号発生装置は電子技術の分野で広く使
用され、かつ種々の形式のものが開発されている。

従来、典型的には、ランプ信号発生装置はコンデンサを
フィードバックに含んだ演算増幅器のような積分器をド
ライブする定電流源を使用している。

複雑な方式に於いては、往々、温度補償手段、零出力制
御手段及び正及び負両ランプのスロープ及び最大電圧の
調節のための手段を含んでいる。

デジタル磁気テープ送り系のための制御方式の如きある
種のデジタル方式に於いて、前進及び逆転の方向制御の
ための指令信号は単一の入力信号として与えられ、その
極性は所望の方向を指図するようにしている。

また始動、停止又は逆転指令に対して、この入力信号は
不連続な転移を持って変化せしめられる。

しかしながら、テープ送り系は、典型的には、加速及び
減速を制御するためにランプ基準信号を一般的に使用し
ているサーボ制（財）されるキャプスタン駆動装置を有
している。

ランプ信号発生器は、正又は負の方向の加速を制御する
正又は負のランプ信号を与え次いで指令信号の終了時に
減速を制御する反対極性のランプ信号を与えることによ
って指令信号に応答する。

いずれか一方向の定速状態を与えるために、選択された
振幅の定常状態信号がサーボ基準信号として使用される
。

従来、これら全ての機能を設けることは種々の調節を行
うこと及び比較的複雑な回路を要することに直結した。

公知のキャプスタン駆動系は正及び負のランプ信号のた
めの別々の出力を有するランプ発生器を用いている。

これら出力は両極性のランプ信号の別々の調節を行わせ
る分離用ダイオードを介してキャプスタンサーボループ
に連結されなければならない。

しかしながら、これら分離用ダイオードは、フィードバ
ック回路によって与えられるある量のダンピングを有す
るキャプスタンサーボループに対して悪影響を与える。

キャプスタンモータの急速な応答の目的のため、補償回
路のダンピングは小さくなければならない。

しかしながら、ダンピングのための要件はサーボループ
に対する入力インピーダンスに従って変化する。

入力インピーダンスが低ければ、補償は極めて小さくて
もよいが、入力インピーダンスが高ければ、キャプスタ
ンサーボループの発振を防止するために大きな補償が必
要となる。

公知の方式の分離用ダイオードは導通時には補償をほと
んど必要としない低インピーダンスを呈するが、導通し
ていない時は大きな補償を必要とする極めて高いインピ
ーダンスとなる。

両状態に適合される構成のものは高価であるため、不満
足ではあるがある程度の妥協となる。

本発明による正確でかつ２極性のランプ発生器はモノリ
シックＩＣで構成できる比較的簡単な構成であり、かつ
一つの調節で出力ランプ波形の２つの極性の電圧レベル
を制御することができる。

テープ送り系のためのキャプスタン１駆動回路のサーボ
ループのようなサーボループに直結されると、本発明の
ランプ発生器はサーボループに於ける最適周波数応答に
対して一定のインピーダンス入力を与える。

本発明のランプ発生器は、特別に特徴づけられた正及び
負のステップ入力に応じて正確でありかつ温度補償され
た２極性の基準電流を与える。

正及び負の両ランプ信号のための単一の可変抵抗を含む
フィードバック回路は回路出力に比例するフィードバッ
ク電流を与える。

ランプ信号は、基準及びフィードバック電流間の差に応
じて２極性定電流源によって１駆動される積分増幅器に
よって積分される。

本発明の一実施例に於いて、入力ダイオードブリッジ回
路は、そのブリッジ回路の中点間に連結されたツェナー
ダイオードに与えられる電圧を制御する。

このブリッジ回路の２つの出力端子は整合された抵抗を
介して加算点に連結される。

ツェナーダイオードの交互の端子はそれぞれ正及び負の
入力電圧に応じてクランプされ、ブリッジ回路が加算点
に２つの抵抗を介して反対極性の正確に制御された基準
電流を与えるようになる。

ツェナーダイオードは他の回路素子の温度特性を補償す
る温度特性を有するように選択されてもよい。

電圧制御電流源として使用されるブリッジ制限器（リミ
ッタ）を附勢する高利得増幅器を含んでもよい定電流源
は加算点での電流に応じて積分増幅器をドライブする。

演算増幅器が高利得であるため、ブリッジリミッタは急
速、正確な出力応答を与えるためにスイッチングモード
で効果的に働く。

ランプ制御ポテンショメータは積分増幅器の出力から加
算点へのフィードバック回路内に設けられる。

出力ランプ信号がフィードバック抵抗を流れる電流（基
準電流に等しい）に対して充分な大きさの電圧になると
、演算増幅器をドライブしランプ信号のレベルをオフに
する電流はなくなる。

入力信号が零に戻ると、出力信号も非常に正確な零点に
戻る。

他の実施例に於いて、広範囲の特徴が出力信号を変更す
るかあるいは非対称の特性を得るために加えられる。

例えば、入力ブリッジ回路内の整合された抵抗を可変抵
抗に置換えて正及び負ランプ信号の最適な大きさの独立
制御を与えることができる。

ＤＣ電圧源へ演算増幅器の負入力を接続することにより
そのＤＣ電圧源の大きさに等しい量だけ出力信号がシフ
トせしめられる。

また、正及び負供給電圧とブリッジリミッタ回路との間
で可変抵抗を使用することにより、ランプ波形のスロー
プの独立制御を行うことができ、一方ブリッジリミッタ
と積分増幅器との間で可変インピーダンスを使用するこ
とにより正及び負ランプ波形のスロープの共通制御を行
うことができる。

基本形で使用された場合、ランプ発生回路のただ一つの
調節により較正時間を最小にでき、かつ電磁気要素の数
を最少にすることによって信頼性を増大させる。

加えて、全ての要素は中間規模の集積化（ＭＳＩ）及び
デュアルラインパッケージのために好適である。

第１図に示すように、本発明によるランプ発生器１０は
正及び負の入力信号Ｅｉｎに応じて二極性のランプ電圧
を発生する。

ランプ発生器１０は回路点１２に正確な基準電流を与え
、正及び負のランプ電圧の最適な振幅を制御する。

回路点１２は２つの抵抗Ｒｎ＋及びＲｎ−の接続部に位
置し、これら抵抗は入力ブリッジ回路１７の２つの端子
１４１６間に接続され、°ブリッジ回路１７はツェナー
ダイオード１８間に選択した逆ブレークダウン電圧を生
じさせる。

ツェナーダイオード１８はカソード端子２０とアノード
端子２２間で逆ブレークダウン電圧を与えるように接続
されている。

入力電圧に応じて逆ブレークダウン電圧を生じさせる入
力ブリッジ回路１７はカソード２０から端子１４への電
流を流すダイオードＤ１と、端子１６からアノード２２
への電流を流すダイオードＤ２と、接地からカソード２
０への電流を流すように接続されたダイオードＤ３と、
アノード２２から接地への電流を流すように接地された
Ｄ４と、入力Ｅｉｎからカソード２０への電流を流すよ
うに接続されたダイオードＤ５と、アノード２２から入
力Ｅｉｎへの電流を流すように接続されたダイオードＤ
６とを含んでいる。

入力ブリッジ回路をモノリシック装置として構成するこ
とによってこれを作ることができ、その際、モノリシッ
ク構造体はダイオードＤ１〜Ｄ６の動作特性の均一性を
保障することが可能となる。

作動にあって、Ｅｉｎでの正の入力電圧は抵抗Ｒｚ、ダ
イオードＤ６、ツェナーダイオード１８及びダイオード
Ｄ４を通って流れる電流を生じさせ、ツェナーダイオー
ド１８間に逆ブレークダウン電圧ｖｂを設定させて、ア
ノード２２を接地に対してクランプさせる。

Ｅｉｎでの負の入力端子はダイオードＤ３、ツェナーダ
イオード１８、ダイオードＤ６及び抵抗Ｒｚを介して接
地からＥｉｎを流れる電流を生じさせる。

Ｅｉｎでの負の入力電圧はカソード２０を接地に対して
クランプさせる。

定常状態時に、回路点１２での電圧レベルは仮想接地状
態に維持され、正確に制御された基準電流■ｎ１＝Ｖｂ
／Ｒｎ＋又はＩｎ、＝■ｂ／Ｒｎ−が回路点１２に与え
られる。

抵抗Ｒｎ＋及びＲｎ−が等しい値の正確な抵抗でありか
つＥｉｎでの電圧がｖｂを越える限り、Ｉｎｌの大きさ
は正及び負の両入力電圧Ｅｉｎに対して等しくなり、ま
たＥｉｎの１直にほとんど無関係になる。

単一のツェナーダイオード１８が抵抗Ｒｎ”及びＲｎ−
間の正及び負の両型圧の大きさを決定するため、ツェナ
ーダイオードをマツチングすることについて及び時間経
過による偏位（変動）についての問題は生じない。

更にまた、逆ブレークダウン電圧ｖｂはなるべくはほぼ
５．１〜５．６■の範囲となるように選ばれ、かつこの
電圧範囲で作動するツェナーダイオードは極めて安定で
あるので温度変動はほとんど生じない。

出力電圧信号Ｅｏｕｔは出力及び反転入力間に接続され
たフィードバックコンデンサＣｆ２５を有する積分用演
算増幅器２４によって与えられる。

フィードバック抵抗Ｒｆ（ポテンショメータであっても
よい。

）として示される可変抵抗２６はフィードバックを与え
るために出力と回路点１２との間に接続されている。

定電流源回路が、加算回路１２での正及び負の正味の電
流に応じて演算増幅器２４の反転入力４０に電流を与え
るように接続されている。

好適実施例に於いて、この定電流源は演算増幅器２７と
ブリッジリミッタ回路２８とを含んでいる。

このブリッジリミッタ回路は第１の電流源−Ｖｃ／Ｒｃ
と第２の電流源＋Ｖｃ／Ｒｃ−との間に接続したダイオ
ードＤ８〜Ｄ１１を具備している。

入力ブリッジ回路１７と同様に、ブリッジリミッタ回路
２８は好ましくはモノリシックＩＣとして構成される。

演算増幅器２７はその正（非反転）入力が回路点１２に
接続され、かつダンプ抵抗Ｒｄによって接地される反転
入力を有している。

更に、一対の逆並列ダイオード２９及び３０が増幅器２
７の最大出力電圧を制限するツェナーダイオードとして
働くように増幅器２７の出力及び負（反転）入力間に接
続されてもよい。

一般に演算増幅器は正の電圧から負の電圧へ瞬間的にス
イングせず、選択された増幅器の形式に固有の予定速度
でスイングする最大出力電圧が例えばダイオード２９及
び３０によって制限されるとすれば、最大スイング時間
も同様制限され、応答速度が改善されることになる増幅
器２７の出力はブリッジリミッタ回路２８をオフにスイ
ッチするためにブリッジダイオードの順方向バイアス電
圧を越える必要はないので、ブリッジリミッタ回路２８
内のダイオードと同一のＩＣチップに設けられた標準ダ
イオードでダイオード２９及び３０を構成することによ
って価格を減少することができる。

このようにして使用されると、増幅器２７の出力電圧は
ダイオード２９及び３０の順方向バイアス電圧によって
制限される。

ブリッジリミッタ回路２８は抵抗Ｒｅ−を介して正の電
圧源十Ｖｃに接続された第１の端子３１と抵抗Ｒｃ＋を
介して負の電圧源−Ｖｃに接続された第２の端子３２と
、増幅器２７の出力に接続された第３の端子３３と増幅
器２４の反転入力に接続された第４の端子３４とを有し
ている。

ダイオードＤ８は電流を第１の端子３１から第３の端子
３３へ流れさせ、ダイオードＤ、は電流を第４の端子３
４から第２の端子３２へ流れさせ、ダイオードＩ）ｔｏ
は電流を第３の端子３３から第２の端子３２へ流れさせ
、かつダイオードＤＩ□は電流を第１の端子３１から第
４の端子３４へ流れさせる。

別の構成に於いて、ブリッジリミッタ回路２８は省略さ
れ、抵抗Ｒａが第１図に示すように増幅器２７の出力と
増幅器２４の反転入力との間に接続されてもよい。

この構成に於いて、抵抗Ｒａに与えられる増幅器２７の
最大出力電圧は増幅器２４を駆動するための定電流源を
形成する。

この構成は多少簡単ではあるが、好適構成によって与え
られる出力スロープが正確さを欠へ ランプ発生器１０の作動の記載を簡単にするため、数種
の電流に記号を付けられる。

電流Ｉｆ１は回路点１２から可変フィードバック抵抗Ｒ
ｆ２６を介して出力に流れ、電流Ｉｎｌは回路点１２か
ら抵抗Ｒｆと増幅器２７の正入力との接続回路点３８に
流れる。

従って、増幅器２７への入力電流は１＝Ｉｎ１−Ｉｆｌ
である。

電流■ｆ２はコンデンサＣｆ２５を介して出力に流れ、
電流Ｉｎ２は第４の端子３４からコンデンサＣｆ２５と
、増幅器２４の負入力との接続回路点４０に流れる。

デジタル磁気テープ送り系のための制御回路に適用する
際に、ランプ発生器１０の出力Ｅｏｕｔはキャプスクン
サーボループ４１をドライブするように接続されている
。

サーボループ４１はキャプスタンモータ４４を駆動する
電力増幅器４３に接続される前置増幅器４２を有してい
る。

第１のフィードバックループ４５はキャプスタンモータ
４４のアーマチュアと前置増幅器４２との間でフィード
バックを与える。

タコメータ４６は点線４７によって略示されているよう
にキャプスタン速度を検出すべく機械的に連結されてお
り、かつ前置増幅器に第２のフィードバック信号を与え
るように電気的に接続されている。

機械的接続手段４７はキャプスタン４４のシャフトに直
結されるか又は回転プーリとキャプスタン近傍のテープ
との摩擦的係合によって構成される。

公知の方式とは対称的に、ランプ発生器１０の単一の出
力はそれをキャプスクンサーボルルに与えるためのダイ
オードを必要とせず、前置増幅器４２に対するソースイ
ンピーダンスはランプ発生器の全作動範囲に渡って比較
的小さな値で一定に維持される。

従って、ランプ信号の零レベル近くで発振せずに高速応
答を達成するためにフィードバック回路４５に於ける補
償はわずかでよい。

前進、停止及び反転を示すデジタル指令はランプ発生器
１０の入力Ｅｉｎに与えられる。

ランプ発生器１０は、その出力に、キャプスタンモータ
４４の加速又は減速を制御するための正確な基準を与え
る適切な負又は正のランプ出力信号Ｅｏｕｔを発生する
。

第２図の曲線ａに示されるように、デジタルＥｉｎ信号
の代表的な指令はｔｌでの前進指令５０．ｔ２での停止
指令５０ａ及びｔ３での逆転指令５０ｂによって表わさ
れる。

停止指令５０ａは接地電位であるが、前進及び逆転指令
は好ましくはツェナーダイオード１８の逆方向ブレーク
ダウン電圧を越えるほぼ等値の正及び負電圧を有してい
る。

前進及び逆転指令の大きさはそれぞれ典型的には±１２
Ｖである。

正の入力電圧５０が第２図の曲線ａに示されるように時
間ｔ１でＥｉｎに与えられると、回路点１２はわずかに
正の電圧５２（曲線ｂ）に上昇し演算増幅器２７の正の
入力をドライブする電流Ｉｎ３＝ （Ｖｂ／Ｒｎ＋）
−（Ｅｏｕｔ ／Ｒｆ ）を生じさせる。

この入力電流は、第２の端子３３での電圧が増幅器２７
の最大出力電圧即ち増幅器２７を飽和するように抵抗Ｒ
Ｃ十を介して充分な電流を与える電圧まで増大するよう
に、増幅器２７がダイオードＤ１０及び抵抗ＲＣ十を介
して充分な出力電流を出力するようにする。

ダイオードＤ１０は増幅器２７により導通すると、ダイ
オードＤ８及びＤｏは逆バイアスされかつ電流Ｉ ｎ２
＝＝ （十Ｖ ｃ−■Ｄｌｌ ）／Ｒｃ−は出力演算
増幅器２４の負の入力４０をドライブする。

ここで■Ｄ１１とはダイオードＤ１１間の順方向電圧降
下である。

この電流は増幅器２４の出力を負にして電流Ｉ ｆ２＝
ｃ 、 ｄ Ｅ男桂ｉ ””Ｉｎ２を生じさせる。

従って、負に進行するランプ５４はその最大負電圧５６
に達し、その時にＩｆ、＝−Ｅｏｕｔ／Ｒｆ ２６は基
準電流Ｉｎｌと等しくなる。

Ｉｎ１とＩｆｌとが等しい時には、増幅器２７への入力
は零となり、ブリッジリミッタ回路２８は平衡されるよ
うになりＩｎ２をカットオフし、そして出力電圧Ｅｏｕ
ｔは最大出力電圧５６でオフにレベルをとる。

この最大出力電圧５６は抵抗Ｒｆ２６を調節することに
よって制御される。

抵抗Ｒｆ２６の抵抗値が増大すると、Ｅｏｕｔの大きさ
はＩｆｌ−Ｉｎ１となる前に増大しなければならない。

増幅器２４が電流■ｆ１をオフにした後は、負荷電流は
コンデンサＣｆ２５をゆるやかに放電させ、それによっ
て増幅器をドライブしてほとんどの電流を負荷及びＩｆ
ｌに対して出力させる電流△■ｆ２を生じさせる。

しかしながら、コンデンサＣｆ２５が放電すると、Ｅｏ
ｕｔの大きさはＩｆｌがＩｎｌと最早等しくなくなりか
つ増幅器２７がオンになるまで減少するであろう。

接地と増幅器２７の負入力間に接続されたダンピング抵
抗Ｒｄが比較的大きく系が過ダンピング状態になるなら
ば、定常状態が第２図の曲線Ｃに示されるように達成せ
しめられ、ＩｆｌとＩ ｎ １との間のわずかな差は増
幅器２７をわずかにオンにし、それによってブリッジリ
ミッタ回路２８をわずかに不平衡にし少電流△Ｉ ｎ
２を流れさせる。

このようにして△Ｉｎ２が増幅器２４の出力に△Ｉｆ１
と負荷電流を補償するに充分な電流を与えて系を平衡に
維持させる。

しかしながら、Ｒｄが相当小であって系が不安定であれ
ば、増幅器２７は定常状態出力にはならず、オン及びオ
フ状態間を連続的にスイッチする。

このスイッチングは増幅器２４を連結してオン及びオフ
にし、鋸歯状波５８を第２図の曲線ｄに示されるように
最大振動電圧に重畳させる。

増幅器２７の電圧スイングを制限するためのダイオード
２９及び３０を使用すればリップル５８の大きさを減少
することができる。

ダンピング以下の状態により好ましくない重畳鋸歯状波
が生じるが、またランプ波形が始まる°際に時間ｔ１で
鋭い転移部６０をも生じさせる。

これに対して、ランプ発生器が過ダンピングされれば、
ランプ出力に対する左程鋭くはない、転移部６２は応答
を幾分か遅らせる。

’ Ｅｉｎが例えば時間ｔ２で零に戻る時は必ず出力
電圧Ｅｏｕｔはランプ波形６４を持って零に戻る。

従って、ランプ発生器１０がサーボ制御に関連して使用
されるとなめらかな減速機能が与えられる。

Ｅｉｎが零となれば、零でないＥｏｕｔ電圧は電流Ｉｆ
、を流れさせる。

電流Ｉｆ１は増幅器２７をドライブし、それによってブ
リッジリミッタ２８を不平衡にしＥｏｕｔを傾斜して零
に戻すように電流Ｉｎ２を減少させる。

従って、入力電圧Ｅｉｎが零であれば非常に正確な零出
力電圧Ｅｏｕｔが維持される。

Ｅｉｎでの負電圧は正に進行するランプ波形６６を負ラ
ンプ波形５４の発生と同様の態様で発生させるが、電流
と電圧は逆極性を有している。

負のＥｉｎ電圧により、ダイオードＤ２．Ｄ３．Ｄ６及
びツェナーダイオード１８が導通して負電流Ｉｎ 、が
生じる。

電流Ｉｎ１は増幅器２７に負の出力を生じさせ、タイオ
ートの８を激しく導通してダイオードＤ１ｏ及びＤｌｌ
に逆バイアスをかける。

ダイオードＤ９は電流−Ｉｎ２”（−ＶＣ−ＶＤ９）／
Ｒｃ＋を流し、この電流は増幅器２４の反転入力をドラ
イブして正のランプ波形６６を発生させる。

ＶＤ９はダイオード００間の順方向電圧降下である。

ランプ波形６６は系が過ダンピングの時には最大振幅電
圧６８で、系がダンピング以下の時は鋸歯状波部７０で
終る。

一つの構成に於いて、ランプ発生器１０は次の要素及び
値を使用すれば満足に作動することを知った。

ツェナーダイオード１８：ＩＮ７５１Ａ ランプ発生器１０はそれぞれ正及び負のデジタルステッ
プ入力に応じて２極性の正及び負ランプ信号を与える。

これらランプ信号は入力の振幅にはほとんど無関係であ
るスロープ及び振幅を有し、かつ入力が零に戻った時に
正確な零点に戻る出力ランプ波形を与える。

定常状態の振幅の調節は正及び負の出力信号に等しく作
用する単一のポテンショメータでなされてもよい。

単に一個のポテンショメータが正及び負両方のランプに
対して使用されるため、製造及び調節を行う上での時間
が節約される。

更にまた、電子要素の信頼性が機械的ポテンショメータ
の信頼性に比較して極めて犬であるから、このランプ発
生器の信頼性は２つのポテンショメータを使用する公知
のランプ発生器に比較し増加する。

また、出力電圧は零入力電圧に対して正確に制御され、
わずかな偏位は正及び負のランプに等しく影響する。

極めて簡単な回路内で容易に入手できる要素を使用する
ための本発生器は３個のＤＩＰパッケージと積分用コン
デンサ及びポテンショメータのみで組立てることができ
る。

この結果、材料費及び組立費は公知のランプ発生器に比
し極めて少額である。

ランプ機能はある要素の価を変化することによって非対
称にしうる。

例えば、抵抗Ｒｃ＋及びＲｃ−は電流Ｉｎ２の大きさを
制御するので、それぞれ正及び負のランプのスロープを
制御する。

同様に、抵抗Ｒｎ＋及びＲｎ−はＩｆｌを決定するＩｎ
１を制御し、従って正及び負ランプの相対最大振幅を制
御する。

第１図に示されるランプ発生器１０の基本的構成は特殊
な効果を得るために選択された回路点で可変の抵抗値を
増加あるいは減少することによって変更されることがで
きる。

これらの特殊な効果は本発明によるランプ発生器の機能
をかなり増大する。

第３図に示されるように、ランプ発生器８０は、回路点
１２に連結された入力ブリッジ回路８２と、回路点１２
での電流に応じる定電流源と定電流源に応じる積分増幅
器８４と積分増幅回路８４の出力及び回路点１２間に接
続されたフィードバックインピーダンスＲｆと、積分増
幅回路８４の出力に接続された可変スロープ出力回路８
６とを含んでいる。

入力ブリッジ回路８２はランプ発生器１０のブリッジ回
路と同様であり、かつ可変抵抗ＶＲｎ＋及びＶＲｎ−が
それぞれＲｎ＋及びＲｎ−に置換った以外は同様な記号
が附されている。

抵抗ＶＲｎ＋及びＶＲｎ−を変化することによって正及
び負のランプに対する最大出力電圧は独自に制御される
ことができる。

例えばＶ Ｒｎ＋を減少せしめれば、ランプ出力はＩｆ
ｌとＩｎ１が等しくなってランプ発生器を平衡させる前
により負になる。

可変インピーダンスＲｆは同様圧及び負の最大出力を同
時に制御するために使用することができる。

増幅器２７とブリッジリミッタ回路２８を含む定電流源
内には、特殊な特性が与えられうる。

増幅器２７の負入力の抵抗Ｒｄと接地との間に接続され
た基準電圧Ｖｄは全出力電圧波形をシフトするために使
用することができる。

例えば、ランプ発生器８０がＶｄ＝Ｏの際のＯＶ静止点
で一１２Ｖと＋１２Ｖとの間の出力を与える状態で、■
ｄ＝２■の際には＋２Ｖの静止点で一１０Ｖと＋１４Ｖ
との間の出力を与えることになる。

また、固定抵抗Ｒｃ＋及びＲｃ−を可変抵抗ＶＲｃ＋及
びＶＲｃ−に変えることにより、出力電圧の最大振幅を
影響させずに正及び負の出力ランプ波形のスロープを独
自に変化させることができる。

ブリッジリミッタ２８の出力３４と増幅器２４の入力の
回路点４０との間に可変抵抗ＶＲｓを設けることにより
、正及び負両方のランプ波形のスロープを対称的にかつ
同時に制御させることができる。

しかしながら、増幅器２７からの最大出力電圧が抵抗Ｖ
Ｒｓ間の電圧とダイオードＤ８又はＩ）ｔｏの順方向バ
イアス電圧との和の電圧を超すようにする注意が必要で
ある。

ランプ発生器８０が電流発生器として作動していると、
正及び負のランプの独立制御が出力回路８６によって公
知の態様で与えられる。

出力回路８６は可変抵抗ＶＲｕ＋と正の出力電流を流れ
させるように接続されたダイオードＤ１４と可変抵抗Ｖ
Ｒｕ−と負の出力電流を流れさせるようにＶＲｕ＋とＤ
１４とに並列に接続されたダイオードＤ１５とを含んで
いる。

抵抗ＶＲｕ＋とＶＲｕ−の変化は最大電圧のみに影響す
るインピーダンスＶＲｎ＋及びＶＲｎ−とスロープのみ
に影響するインピーダンスＶＲｃ＋及びＶＲｃ−に対し
てスロープ及び最大電流の両方に影響する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のランプ発生器を実施するキャプスクン
、駆動回路の概略回路図。 第２図は本発明の作動を理解する上で有用なグラフ図。 第３図は本発明によるランプ発生器の別の実施例の概略
回路図。 図に於いて、１２は回路点、１７．８２は入力ブリッジ
回路、Ｒｎ＋、 Ｒｎ−は固定抵抗、ＶＲｎ＋。 ＶＲｎ−は可変抵抗、２４は演算増幅器、Ｃｆ２５はフ
ィードバック積分コンデンサ、２７は演算増幅器、２８
はブリッジリミッタ回路、Ｒｆ２６は可変抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ （イ）それぞれが第１及び第２の端子を有し、それ
   ぞれの第１の端子を共通回路点３８に接続させた第１及
   び第２のインピーダンスＲｎ 。 Ｒｎ−１ （ロ）上記第１のインピーダンスＲｎ＋の上記第２の端
   子と接続した第１の端子と上記第２のインピーダンスＲ
   ｎ−の上記第２の端子と接続した第２の端子とを有し、
   選択したブレークダウン電圧を与えるツェナーダイオー
   ド１８、 （ハ）入力電圧Ｅｉｎに応じて上記第１及び第２のイン
   ピーダンスの上記第２の端子間に上記ツェナーダイオー
   ドの逆ブレークダウン電圧を与え、上記入力電圧が正の
   時に上記第１のインピーダンスＲｎ＋の上記第２の端子
   をクランプし、上記入力電圧が負の時に上記第２のイン
   ピーダンスＲｎ−の上記第２の端子をクランプするダイ
   オードブリッジ回路、 に）出力端子Ｅｏｕｔに接続した出力とその出力と逆極
   性の入力とを有する演算増幅器２４、（利 上記増幅器
   ２４の出力と上記回路点３８との間に接続した第３の可
   変インピーダンスＲｆ１（へ）上記増幅器２４の上記入
   出力間に接続したコンデンサ２５、 （ト）上記増幅器２４の入力と上記回路点３８との間に
   接続され、上記第１、第２及び第３のインピーダンスを
   通る電流の代数和が第１の極性である時に第１の極性と
   なりかつ上記第１、第２及び第３のインピーダンスを通
   る電流の代数和が第２の極性である時に第２の極性とな
   る入力電流を上記増幅器２４に与える定電流源回路２７
   ．２８、 を具備してなるランプ信号発生装置