JPS59150349A - 単相無効電力変換器 - Google Patents
単相無効電力変換器Info
- Publication number
- JPS59150349A JPS59150349A JP58014649A JP1464983A JPS59150349A JP S59150349 A JPS59150349 A JP S59150349A JP 58014649 A JP58014649 A JP 58014649A JP 1464983 A JP1464983 A JP 1464983A JP S59150349 A JPS59150349 A JP S59150349A
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- JP
- Japan
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- phase
- circuit
- phase shift
- electricity
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- Pending
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
し発明の技術分野〕
本発明は電力系統の電圧と電流に比例した電気量より無
効電力を検出して、こた::比例した直流出力に変換す
る単相無効電力変換器に関する。
効電力を検出して、こた::比例した直流出力に変換す
る単相無効電力変換器に関する。
電゛力系統の単相無効電力を検出するには、電圧と電流
を直接掛算器で掛算してから余弦(cos ine )
で求めた大きさを正弦(sine)の大きさに変換する
か、電流が電圧を90’移相させてから掛算する方法が
ある。
を直接掛算器で掛算してから余弦(cos ine )
で求めた大きさを正弦(sine)の大きさに変換する
か、電流が電圧を90’移相させてから掛算する方法が
ある。
この−例として、電流を進み90’移相させる事によっ
て無効電力を検出できることが次式よりわかる。誘導負
荷で負荷角をψとした時の瞬時電力Pは、電圧e=J
2 Es1n (wt−ψ)とすればP=exi =JFfsinwt々丁Isin(wt −9+ +9
0°)=FiIsinψ−BIcos(2wt+90’
−91)ここで g、Iは瞬時値e、iの実効値を意味
する。
て無効電力を検出できることが次式よりわかる。誘導負
荷で負荷角をψとした時の瞬時電力Pは、電圧e=J
2 Es1n (wt−ψ)とすればP=exi =JFfsinwt々丁Isin(wt −9+ +9
0°)=FiIsinψ−BIcos(2wt+90’
−91)ここで g、Iは瞬時値e、iの実効値を意味
する。
Wは角速度
ψはiがeより遅れる角度
tは時刻
となり、無効電力1=相当する直流分EIsinψと、
電圧、電流の2倍の周波数で変化する交流会E I C
OC08(2+90°−ψ)から成る事が分かる。ここ
で、交流会EIcos (2wt+90°−ψ)を除去
すれば無効電力変換器として必要な直流分を得ることが
できる。
電圧、電流の2倍の周波数で変化する交流会E I C
OC08(2+90°−ψ)から成る事が分かる。ここ
で、交流会EIcos (2wt+90°−ψ)を除去
すれば無効電力変換器として必要な直流分を得ることが
できる。
従来の無効電力変換器としては、■入力電気量としであ
る任意の相の電流に比例した第1の電気量と、電流入力
を得た相と直角位相関係1″−ある線間電圧に比例した
第2の電気量を得て第1の電気量と第2の電気量とのス
カラー積より無効電力を検出するものと■電圧か電流の
うちいずれか一方のみを90°移相させてからスカラー
積を求めて無効電力を検出するものに大別できる。
る任意の相の電流に比例した第1の電気量と、電流入力
を得た相と直角位相関係1″−ある線間電圧に比例した
第2の電気量を得て第1の電気量と第2の電気量とのス
カラー積より無効電力を検出するものと■電圧か電流の
うちいずれか一方のみを90°移相させてからスカラー
積を求めて無効電力を検出するものに大別できる。
以上の無効電力変換器には次の様な欠点がある。
(イ)前述■の無効電力変換器は、原理上平衡三相電力
系統にのみ適用可能であり、末端の配電系統ではバラン
サ等を設置しても平衡させるのは難しく、不平衡分を生
じてしまうので正確な無効電力を検出できない。
系統にのみ適用可能であり、末端の配電系統ではバラン
サ等を設置しても平衡させるのは難しく、不平衡分を生
じてしまうので正確な無効電力を検出できない。
(ロ)前述■の無効電力変換器は電流又は電圧を90°
移相させるのに移相回路を用いるが、いかな、る移相回
路を用いても電源周波数が変化した場合には移相角が変
化してしまうので正確な無効電力を検出できない。
移相させるのに移相回路を用いるが、いかな、る移相回
路を用いても電源周波数が変化した場合には移相角が変
化してしまうので正確な無効電力を検出できない。
本発明は従来技術のもつ欠点を除去することにより、不
平衡三相電力系統でも使用でき、かつ周波数変動のある
系統でも誤差の少ない無効電力を検出できる単相無効電
力変換器を提供することにある。
平衡三相電力系統でも使用でき、かつ周波数変動のある
系統でも誤差の少ない無効電力を検出できる単相無効電
力変換器を提供することにある。
本発明は電力系統から得られた電圧および電流のうちい
ずれか一方の電気量を入力し、この入力電気量に対して
振幅が等しくかつ、位相が90°から180°の範囲の
任意角度θ0進相又は遅相する出力電気量を生じる第1
の移相回路と、この第1の移相回路各に入力した電気量
と同じ電気量を入力し、この入力電気量に対して振幅が
等しく、かつ位相が(180°−θ0)進相又は遅相す
る出力電気量を生じる第2の移相回路と、これら第1お
よび第2の移相回路の出力電気量を入力し、肉入力量を
ベクトル合成するベクトル合成回路と、このベクトル合
成回路の出力′電気量および前記第1.第2の移相回路
に入力されない方の電気量を入力し、これら肉入力量を
掛算する掛算回路と、この掛算回路の出力を入力し、入
力量中の交流会を除去する低域通過フィルタとから成る
単相無効電力変換器に関するものである。
ずれか一方の電気量を入力し、この入力電気量に対して
振幅が等しくかつ、位相が90°から180°の範囲の
任意角度θ0進相又は遅相する出力電気量を生じる第1
の移相回路と、この第1の移相回路各に入力した電気量
と同じ電気量を入力し、この入力電気量に対して振幅が
等しく、かつ位相が(180°−θ0)進相又は遅相す
る出力電気量を生じる第2の移相回路と、これら第1お
よび第2の移相回路の出力電気量を入力し、肉入力量を
ベクトル合成するベクトル合成回路と、このベクトル合
成回路の出力′電気量および前記第1.第2の移相回路
に入力されない方の電気量を入力し、これら肉入力量を
掛算する掛算回路と、この掛算回路の出力を入力し、入
力量中の交流会を除去する低域通過フィルタとから成る
単相無効電力変換器に関するものである。
し発明の実施例〕
本発明による実施例を第1図を参照して説明する。
第1図は掛算器を用いた方法(=よる有効−力変換器に
、回路3、回路4の全域通過フィルター回路(APN)
l二よる移相回路とベクトル合成回路5を追加したも
のである。
、回路3、回路4の全域通過フィルター回路(APN)
l二よる移相回路とベクトル合成回路5を追加したも
のである。
系統より得た交流電流i、は、変流器lを介して所定の
電気量i、に変換され、また交流電圧e1は変圧器2を
介して所定の電気量e、に変換される。次に電気量12
は進み移相回路3により進み135°移相されて電気量
i3に、また進み移相回路4;二より進み45°移相さ
れて電気量i4に変換される。そして、電気量i、と電
気11j4のベクトル和を得る為にベクトル合成回路5
;=入力され、電気量i、より90°移相された電気量
i5::変換される。
電気量i、に変換され、また交流電圧e1は変圧器2を
介して所定の電気量e、に変換される。次に電気量12
は進み移相回路3により進み135°移相されて電気量
i3に、また進み移相回路4;二より進み45°移相さ
れて電気量i4に変換される。そして、電気量i、と電
気11j4のベクトル和を得る為にベクトル合成回路5
;=入力され、電気量i、より90°移相された電気量
i5::変換される。
その後、電気量i6及びe、は掛算回路6で掛算されて
電気量P、に変換されるが、電気量P、l二は原理上入
力電気量の2倍の周波数を持つ交流会と無効電力に比例
した直流分が重畳されたものとなる。
電気量P、に変換されるが、電気量P、l二は原理上入
力電気量の2倍の周波数を持つ交流会と無効電力に比例
した直流分が重畳されたものとなる。
この2倍の周波数を持つ交流会は不要な成分ゆえ次段の
低域通過フィルターLPF 7で取り除かれること(−
なる。
低域通過フィルターLPF 7で取り除かれること(−
なる。
次に本発明で用いる移相回路について説明する。
本発明で用いる移相回路としては、第2図4−示される
全域通過フィルター回路(APN)でなければならない
。つまり、入力周波数が零から無限大造変化した時に振
幅が一定で、位相角のみが変化することか必要条件であ
る。
全域通過フィルター回路(APN)でなければならない
。つまり、入力周波数が零から無限大造変化した時に振
幅が一定で、位相角のみが変化することか必要条件であ
る。
進み移相回路は第2図に示される様に、全域通過フィル
ター回路(APN)の入力端子INと演算増巾器OPI
の反転端子間に抵抗比lを接続し、なおかつ反転入力端
子と出力端子01JT間に帰還抵抗としてalと同じ抵
抗値をもつ抵抗R2を接続し、また入力端子INと演算
増巾器OPlの非反転端子間にコンデンサCIを接続し
、さらに非反転入力端子と電源のOV間に抵抗R3を接
続することによって構成される。
ター回路(APN)の入力端子INと演算増巾器OPI
の反転端子間に抵抗比lを接続し、なおかつ反転入力端
子と出力端子01JT間に帰還抵抗としてalと同じ抵
抗値をもつ抵抗R2を接続し、また入力端子INと演算
増巾器OPlの非反転端子間にコンデンサCIを接続し
、さらに非反転入力端子と電源のOV間に抵抗R3を接
続することによって構成される。
この進み移相回路の伝達関数T(jw)はで示される。
これより、振巾特性IT(jw)l及び位相特性LT(
jw)は IT(jw)l = 1 1− T(jw) = 2X tan−’(wr)とな
る。
jw)は IT(jw)l = 1 1− T(jw) = 2X tan−’(wr)とな
る。
上記、進み移相回路の振巾特性は第3図に、位相特性は
第4図の様になる。
第4図の様になる。
これより、周波数が変化しても振幅が変わらないで、移
相角のみが変わることがわかる。
相角のみが変わることがわかる。
第5図は、周知のベクトル合成回路の一例を示す回路図
であり、R3,R4はそれぞれ電気量is。
であり、R3,R4はそれぞれ電気量is。
i4を入力する入力抵抗器であり、演算増幅器op2の
反転入力端子に接続される。この反転入力端子と出力端
子との間に帰還抵抗比6を接続する。
反転入力端子に接続される。この反転入力端子と出力端
子との間に帰還抵抗比6を接続する。
op2の非反転入力端子は電源のOvに接続される。
更に演算増幅器OP2の出力端子は入力抵抗R7を介し
て次段の演算増幅器op3の反転入力端子に接続される
。この反転入力端子は帰還抵抗R8を介して出力端子に
接続される。演算増幅器の非反転入力端子は電源のOV
に接続される。
て次段の演算増幅器op3の反転入力端子に接続される
。この反転入力端子は帰還抵抗R8を介して出力端子に
接続される。演算増幅器の非反転入力端子は電源のOV
に接続される。
本発明の特徴は1つの電気量を2つの移相回路を用いる
ことによって、90°移相するのであるが、2つ用いる
理由、周波数変動の影響を受けにくくする為であり、1
つ用いた場合との比較結果を下記に述べる。
ことによって、90°移相するのであるが、2つ用いる
理由、周波数変動の影響を受けにくくする為であり、1
つ用いた場合との比較結果を下記に述べる。
比較するにあたって、移相回路は53Hzで調整され、
かつ周波数が30〜7 QHz迄変化した時に本来90
°であるべき移相角がどの様に変化するかを下表に示す
。
かつ周波数が30〜7 QHz迄変化した時に本来90
°であるべき移相角がどの様に変化するかを下表に示す
。
但し、A方式・・・全域通過フィルターで進み90’移
相する方式 B方式・・・全域通過フィルターで遅れ90゜移相する
方式 C方式・・・本発明の方式で、進み移相角を135°及
び45°とした場合 なお、表1に於いてA方式及びB方式は周波数に対する
移相角が決まってしまうが、C方式(1於いては移相角
の選び方によって太幅に変化する。
相する方式 B方式・・・全域通過フィルターで遅れ90゜移相する
方式 C方式・・・本発明の方式で、進み移相角を135°及
び45°とした場合 なお、表1に於いてA方式及びB方式は周波数に対する
移相角が決まってしまうが、C方式(1於いては移相角
の選び方によって太幅に変化する。
次に、前述の表1に示される値が無効電力としてどの位
の誤差になるかを表2に示す。
の誤差になるかを表2に示す。
−例として力率0.8(遅れ)で各種移相回路を用いた
時の周波数変動による無効電力の変化を示す。
時の周波数変動による無効電力の変化を示す。
但し、上表は無効電力P==BIs’inψ=JIco
S(ψ+θ)の基本式で求めた。ψ=負荷角 θ=移相
回路の移相角 上表2により、本発明のC方式を用り、)れば、周波数
変動がある場合にも他の方式にくらべて誤差の少ない無
効電力検出ができる。
S(ψ+θ)の基本式で求めた。ψ=負荷角 θ=移相
回路の移相角 上表2により、本発明のC方式を用り、)れば、周波数
変動がある場合にも他の方式にくらべて誤差の少ない無
効電力検出ができる。
また、力率が低い程、つまりcos (ψ+θ)に於い
てψの値が大きい程誤差が少なくなる。それをC方式で
力率0について検討したのを下表3に示す。
てψの値が大きい程誤差が少なくなる。それをC方式で
力率0について検討したのを下表3に示す。
表 3
〔他の実施例〕
(1)第1図に示した移相回路3.4の代りに第6図に
示される遅れ移相回路3/、 4/を用いて、移相角が
■90°を越え180°未満及び■O0を越え90゜未
満の組み合わせとすること1=より、容量性負荷時は正
の出力、逆に誘導性負荷時は負の出力となる単相電力変
換器が得られる。
示される遅れ移相回路3/、 4/を用いて、移相角が
■90°を越え180°未満及び■O0を越え90゜未
満の組み合わせとすること1=より、容量性負荷時は正
の出力、逆に誘導性負荷時は負の出力となる単相電力変
換器が得られる。
次に、遅れ移相回路3′および4′は第6図に示される
様(1第2図の移相回路に於いてコンデンサC8の代わ
りに抵抗RI、抵抗鳥の代わりにコンデンサC□を用い
たものである。
様(1第2図の移相回路に於いてコンデンサC8の代わ
りに抵抗RI、抵抗鳥の代わりにコンデンサC□を用い
たものである。
この遅れ移相回路の伝達関数T(jw)はで示される。
これより、振巾特性1T(、iw)I及び位相特性ムT
(jw)は lT(jw] = 1 ム’r(jw) −2x tan ” (wτ′)とな
る。
(jw)は lT(jw] = 1 ム’r(jw) −2x tan ” (wτ′)とな
る。
上記遅れ移相回路の振巾特性は第7図に、位相特性は第
8図の様になる。これより周波数が変化しても振巾が変
わらないで、移相角のみが変わることがわかる。
8図の様になる。これより周波数が変化しても振巾が変
わらないで、移相角のみが変わることがわかる。
尚、表1〜表3におけるC方式は、本実施例の移相回路
3′および4′による遅れ側の位相角135°、および
45°とした場合についてもあてはまるものである。
3′および4′による遅れ側の位相角135°、および
45°とした場合についてもあてはまるものである。
(2)第9図は、本発明による第1図の実施例中回路3
と回路4を電圧入力側で使用することによって単相無効
電力変換器が得られる。この場合移相回路として第2図
又は第6図のシ)ずれを用し)でもよい。
と回路4を電圧入力側で使用することによって単相無効
電力変換器が得られる。この場合移相回路として第2図
又は第6図のシ)ずれを用し)でもよい。
以上述べた様に、本発明によれば(1)不平衡三相電力
系統でも使用でき、(2)周波数変動のある系統でも誤
差の少ない無効電力検出ができ、特1′−力率改善を必
要とする低力率負荷に於いては、周波数変動があっても
ほとんど影響を受は力い単相無効電力変換器を提供する
ことができる。
系統でも使用でき、(2)周波数変動のある系統でも誤
差の少ない無効電力検出ができ、特1′−力率改善を必
要とする低力率負荷に於いては、周波数変動があっても
ほとんど影響を受は力い単相無効電力変換器を提供する
ことができる。
第1図は本発明による一実施例を示すブロック図、第2
図は進み移相回路の結線図、第3図は第2図の移相回路
の振巾特性図、第4図は、第2図の移相回路の位相特性
図、第5図は、ベクトル合成回路の結線図、第6図は遅
れ移相回路図、第7図はその振巾特性図、第8図は位相
特性図、第9図は他の実施例のブロック図である。 3.3’ 、4.4’・・・移相回路 5・・・ベクトル合成回路 6・・・掛算回路 7・・・低域通過フィルタ回路
図は進み移相回路の結線図、第3図は第2図の移相回路
の振巾特性図、第4図は、第2図の移相回路の位相特性
図、第5図は、ベクトル合成回路の結線図、第6図は遅
れ移相回路図、第7図はその振巾特性図、第8図は位相
特性図、第9図は他の実施例のブロック図である。 3.3’ 、4.4’・・・移相回路 5・・・ベクトル合成回路 6・・・掛算回路 7・・・低域通過フィルタ回路
Claims (1)
- (1)電力系統から得られた電圧および電流のうちいず
れか一方の電気量を入力し、この入力電気量に対して振
幅が等しくかつ、位相が90°からtSOoの範囲の任
意角度θ0進相又は遅相する出力電気量を生じる第1の
移相回路と、この第1の移相回路かに入力した電気量と
同じ電気量を入力し、この入力電気量に対して振幅が等
しく、かつ位相が(180°−θ0)進相又は遅相する
出力電気量を生じる第2の移相回路と、これら第1およ
び第2の移相回路の出力電気量を入力し、内入力量をベ
クトル合成するベクトル合成回路と、このベクトル合成
回路の出力電気量および前記第1.第2の移相回路に入
力されない方の電気量を入力し、これら内入力量を掛算
する掛算回路と、この掛算回路の出力を入力し、入力量
中の交流分を除去する低域通過フィルタとから成る単相
無効電力変換器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58014649A JPS59150349A (ja) | 1983-02-02 | 1983-02-02 | 単相無効電力変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58014649A JPS59150349A (ja) | 1983-02-02 | 1983-02-02 | 単相無効電力変換器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59150349A true JPS59150349A (ja) | 1984-08-28 |
Family
ID=11867044
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58014649A Pending JPS59150349A (ja) | 1983-02-02 | 1983-02-02 | 単相無効電力変換器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS59150349A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4620157A (en) * | 1984-06-22 | 1986-10-28 | Yokogawa Hokushin Electric Corporation | Reactive power to DC signal converter |
US5262715A (en) * | 1991-07-22 | 1993-11-16 | Landis & Gyr Betriebs Ag | Arrangement for the measurement of reactive power or reactive energy |
JP2009288070A (ja) * | 2008-05-29 | 2009-12-10 | Origin Electric Co Ltd | 交流電力測定装置 |
-
1983
- 1983-02-02 JP JP58014649A patent/JPS59150349A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4620157A (en) * | 1984-06-22 | 1986-10-28 | Yokogawa Hokushin Electric Corporation | Reactive power to DC signal converter |
US5262715A (en) * | 1991-07-22 | 1993-11-16 | Landis & Gyr Betriebs Ag | Arrangement for the measurement of reactive power or reactive energy |
JP2009288070A (ja) * | 2008-05-29 | 2009-12-10 | Origin Electric Co Ltd | 交流電力測定装置 |
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