JPS59106876A - Ｄｃ／ｄｃ変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 波（５ＭＨｚ　を越る周波数）において動作す現存する
電力用変換装置は、通常、電気良導体により結合された
複数の個別電気部品から成立っている。これらの部品は
、通常、説明の目的ならびに設計の目的で、電力変調回
路、フィルタ回路、整流器回路など、それぞれ全回路に
対して重要な、個別の独立した機能を実行するものとし
て識別されている副回路に分類されている。鉄心形磁気
部品や電解コンデンサなどのような個々の電気部品は、
良好な回路設計をすることができるように部品間へ間隙
を与えて組合されているので、その大きさは、多くの実
例において、電源が供給されている回路またはシステム
にほソ等しいか、あるいは成る場合にはこれを越える一
次元寸法、ならびに三次元寸法を有する電源装置を形造
っている。プリント回路基板実装形モジュール回路の時
代においては、その大きさゆえに、電源装置は通常、電
源が供給されている回路からかなり離れて配置されてい
る。このような大きさの制限の結果、回路が動作してい
ない時にターンオフできる個々の回路に対して専用電源
装置を与えるよりも、特定の瞬間には動作しているが、
あるいは動作していない多数の回路に対して、単一の電
源装置から電源を供給するようなバルク形の電源装置の
構想が採用されている。

特定の回路に対して電源装置を特定化し、電源装置を物
理的に特定の回路に近接して置くため、現存技術におい
て許容しうる大きさの電源装置に比べて、電源装置の大
きさをかなシ小さくしなければならない。

典型的なスイッチング式電力形変換回路では、スイッチ
ング周波数によシ決定された１サイクル長の時間にわた
って、種々の個別キャパシタンス素子と個別インダクタ
ンス素子とにエネルギを蓄えることによ逆動作を行って
いる。スイッチング周波数の増加は蓄積時間間隔を減じ
、特定動作サイクルにおいて記憶素子に蓄えられたエネ
ルギのレベルを減する作用をする。このような周波数の
増加があると、特定の電力容量に対して磁気素子と容量
性記憶素子との物理的、ならびに電気的大きさを減する
ことができる。

変換器の動作周波数が著しく増加して、単位容積あたり
のエネルギ蓄積にもとづき回路部品の大きさを著しく減
することができる限りにおいて、電力形変換器のスイッ
チング周波数があまり大きく増加していないと云う事実
は、動作周波数の増加に対する他の制約を示唆するもの
である。例えば、バイポーラ半導体スイッチングデバイ
スのスイッチング速度は、電荷蓄積により制限され、そ
れによって高周波動作から達成されるべき恩恵を限定し
ている。これは、現存するＭＯＳＦＥＴ形スイツチング
トランシスタの使用によ逆部分的に解決できるであろう
が、しかしながら、そのスイッチング速度はデバイスの
キャパシタンスとそのリード線の寄生インダクタンスに
より制限されている。

高周波においては、従来の受動素子に問題がある。高周
波においては、キャパシタの寄生インダクタンスと抵抗
とは変換器の効率を減するものである。インダクタの巻
線間キャパシタンス、ならびにインダクタのワイヤとコ
アとの自己加熱は、同様に得られるべきスイッチング周
波数を制限するものである。一般に、個別回路素子は高
周波において過大な電気的寄生パラメータを含み、それ
らを補償するためには可なすな設計上の努力を払わなけ
ればならない。大きさを増加させると損失を最小にする
必要があり、このような増加はエネルギ蓄積の考察にも
とづいて期待されたすべての恩恵を打消すものであろう
ことはありがちのことである。

回路のレイアウトには、高周波における電源装置の性能
を低下させる多くの浮遊キャパシタンスと浮遊インダク
タンスとを有する。

キャパシタは、高周波において許容値以下に性能を劣化
させる寄生インダクタンスと寄生抵抗とを有するもので
ある。電力用磁気装置では、高周波において望ましくな
い巻線容量を有し、インダクタとキャパシタンスとの両
方は望ましくない自己共振特性を示すものである。望ま
しくない寄生効果によるこれらの複雑な要素があるため
、大きさを縮小せしめる周波数の現実のトレードオフは
、特定の従来方式の電力形変換回路のトポロジに対して
線形であるようにも、あるいは予知できるもののように
もみえない。最終結果は、著しく大きさを減少させるこ
とであり、動作周波数は電源装置設計者を没頭させるほ
どに高いものになって、非常に高い周波数では電力形変
換回路の機能が制限される。

電力形変換回路の高周波動作の理論的特長にもかかわら
ず、非常に高い周波数において動作が困難であることに
関係し、部品や設計々どに問題点があるため、これらの
回路は未だ開発されていない。

電磁気輻射を遮蔽したり、あるいは除去したすするため
必要な構成は電気回路のコストを増加させると共に市場
性を制限するものであるため、電気輻射発生箇所の制御
に関するＦＣＣ規定は高周波電源装置の開発を制限する
ものである。

高周波電力形変換回路の恩恵を完全に実現するためには
、電力形変換回路はそれほど大きな電磁干渉の輻射がな
く、また、回路部品の有害な寄生効果の影響をそれほど
受けることなく動作できるものでなければならない。

その大きさは回路に近接した位置で電源を加えることが
できるようなものでなければならず、市場性を有するよ
うに動作が効果的で、しかも、製造が経済的でなければ
々らない。

本発明の第１の目的は、２次的なキャパシタンスを有す
る電力形スイッチと、前記スイッチに電源を結合するた
めの手段と、前記スイッチに駆動信号を加えるだめの手
段と、２次的なキャパシタンスを有する整流用スイッチ
に対して電力形スイッチを結合するだめの手段と、整流
用スイッチを出力端子に結合するための出力手段と、２
次的なキャパシタンスと、動作時において、電力形スイ
ッチに加えられていて、あらかじめ定められた周波数の
駆動信号で、成力形スイッチから整流用スイッチに対す
るエネルギの転送が事実上すべて、事実上、あらかじめ
定められた周波数で行われるように、電力形スイッチを
整流用スイッチに対して結合するだめの手段とを具備し
て構成したＤＣ／ＤＣ変換器を提供−することにある。

本発明の第２の目的は、誘電体材料の平面状基板と、２
つの電力終端子を有する電力形スイッチと、前記電力路
端子両端の駆動端子、ならびに事実上これと並列の２次
的なキャパシタンスと、駆動端子に結合された正弦波駆
動信号源とを備え電力終端子のひとつか、インピーダン
ス整合回路網を介して整流回路ならびにフィルタ回路を
含む出力回路に結合され、さらに平面状基板上に印刷さ
れた螺秋空石彫インダクタンスとして実現されたインダ
クタ、ならびにＤＣ電圧源を第１のインダクタに結合す
るだめの入力端子を少なくとも含む整合回路と、無線周
波数において重力形スイッチの２次的キャパシタンスを
活用するために結合された整合回路と、事実上２次的な
キャパシタンスを含む整流用ダイオードを含む整流回路
とを備え、さらに整流回路およびフィルタ回路は整流用
ダイオードの２次的なキャパシタンスがフィルタ回路の
回路リアクタンスの事実上の部分を上面に形成するため
、平面状基板上に印刷された第２の螺状空ＩＩｃｙ’形
インダクタを受持ち、さらに基板と電気部品とを取囲み
、入力端子に結合された入力手段ならびに出力回路に結
合された出力手段から成り高導電度を有する容器構造体
とを備え、入力手段が誘電体で被覆された導電性容器構
造体の外部表面の第１の部分によ多形成され連続的に導
電性板を装着した第１のキャパシタ素子であり、出力手
段が誘電体で被覆された導電性容器構造体の外部表面の
第２の部分により形成され、連続的に導電性板を装着し
た第２のキャパシタ素子であるように構成し、無線周波
数における動作に適したＤＣ／ＤＣ変換器を提供するこ
とにある。

本発明の第３の目的は、主導電路の両端に２次的なキャ
パシタンスを有する電力形スイッチと、前記主導電路に
対して電源を結合するための手段と、導通状態と非導通
状態とに交互に電力形スイッチを駆動するため、あらか
じめ定められた周波数を有する周期的駆動信号を受入れ
るための手段と、単方向性導電路の両端に２次的なキャ
パシタンスを有する整流性スイッチと、負荷を受入れる
ため単方向性導電路に結合された出力手段と、前記主導
電路を前記単方向性導電路に結合し、あらかじめ定めら
れた周波数でエネルギの転送が可能なように動作するり
アクタンス性インピーダンス変成回路網とを具備して構
成したＤＣ／ＤＣ変換器を提供することにある。

本発明の一実施例は、２次的な特性が完全に、しかも肯
定的に作用するように、十分高い値に選択された無線周
波数スペクトルにおける各周波数において、肯定的回路
素子として部品の２次的な電気特性を使うことによって
、高周波動作の利点から恩恵を受けるように設計したも
のである。２次的な部品と云う術語は、こ＼ではデバイ
ス、あるいは部品に固有な電気部品特性を意味し、有害
な寄生部品とも呼ばれることが多い。しかしながら、本
実施例においては、肯定的に使用されている。

電力回路には、放熱用シンクとしての容器を使用し、高
調波成分の低い正弦波形会形により駆動され、次に同調
形整流回路に結合された同調形インピーダンス整合回路
を動作させるように電気的に結合された電界効果形半導
体スイッチングデバイスが備えられている。

エネルギは事実上、最小高調波を有する単一周波数での
能動デバイスとインピーダンス整合回路網とを介して、
ＤＣ入力からＤＣ出力へと転送され、上記単一周波数は
回路の誘導性素子と容量性素子とにおいてエネルギ蓄積
の最小期間を有するものである。

スイッチングデバイスの２次的なキャパシタンスはデバ
イスのスイッチ部分の内部において電力が消費されるの
を防ぐために肯定的に使用されている。個々の部品の２
次的な特性を利用することは、個別部品の必要性を限定
し、これによって個々の部品の不良動作を許容するもの
である。高電力密度により集積形式の電力形変換回路の
実施例で経済的な製造ができ、電源を供給して単一回路
基板上に実装することができるような回路の大きさが得
られる。

次に、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

ＤＣ電圧を成るレベルから他のレベルへと変換するため
の、共振形ＤＣ／ＤＣ電力形変換回路のブロック系統図
を第１図に示す。電力変換プロセスにおいては、減衰し
た高調波を有し、事実上単一周波数を有するＡＣ電圧信
号へとＤＣ電圧が変換されている。電力回路では、その
ＡＣ電圧信号を整流して、回路の出力端で成るＤＣレベ
ルを得ている。第１図に示すように、電圧１１０のＤＣ
源は、ＤＣ電圧源１１０からの信号ノイズや信号高調波
などを隔離する機能を有する入力フィルタ１２０に結合
されている。ＤＣＣ電圧源１１０入力フィルタ１２０を
介して、インピーダンス整合回路網１３０に結合されて
いる電界効果形トランジスタ（ＭＯＳ、ＦＥＴ）のよう
な電圧側動形非線形電力反転スイッチデバイス１４０に
結合されている。電力反転スイッチ１４０は、駆動回路
１５０により供給されている正弦波駆動信号によって、
交互に導通状態と非導通状態とに周期的に駆動されてい
ム１駆動回路１５０はＤＣ電圧源１１０により電力を供
給され、出力レギュレータ回路１６０により供給された
帰還信号に応答できるものインピーダンス整合回路網１
３０ば、リアクタンス性素子から成立ち、制御形のイン
ピーダンスを電力反転スイッチ１４０の出力に与えるた
め、整流用スイッチ１７０と、出力フィルタ１８０と、
負荷回路１９０と組合されて動作する。この制御形のイ
ンピーダンスは選択された動作周波数でスイッチ１４０
０２次的なボ気特性と一体化して動作し、事実上、基本
スイッチング周波数でエネルギを負荷へ通過させている
。インピータンス整合回路網１３０と、整流器回路網１
７０と、負荷１９０を含むフィルタ回路網１８０とは、
電力形変換器の動作周波数宜おいて同調するような能動
素子と受動素子との２次的なりアクタンス性特性をすべ
て含んだひとつの共通同調形負荷回路網として設計され
ていて、信号の反射が事実上除去され、且つ、基本波と
高調波との信号の広い周波数スペクトラム全体にわたっ
てエネルギを伝送するよりも、むしろ事実」二は、同調
形周波数でのみ回路を通ってエネルギが伝達されるよう
に構成しである。

これにより電力消費量を大幅に減少させ、高い基本波周
波数において電力ドレインを高効率で実現できる。

電力形変換回路の電力ドレイン部分の電気的系統図を第
２図に開示する。この回路には、ＭＯ８ＦＥＴ半導体電
力反転スイッチ、すなわち成力変調スイッチ２４０と、
回路の電力ドレイン部分におぼろショットキィ半導体整
流スイッチ２７０とが含まれている。この回路の受動素
子は、２次的な内部半導体デバイスキャパシタンスと共
に回路内で作用する選択形集中素子の使用により実現さ
れている。

ＤＣＣ正圧入力入力端子２０１．２０２に結合され、入
力端子２０１．２０２はリード２０３．２０４を介して
ＤＣ電圧を結合し、電力形反転スイッチ２４０に対して
正弦波駆動信号を供給するための反転スイッチ駆動回路
２５０に電力を与える。リード２０１．２０２に加えら
れているＤＣ電圧はフィルタキャパシタ２０５と入力フ
ィルタインダクタ２０６とから成立つ入力フィルタを介
して、電力形反転スイッチ２４０の主導電路に結合され
ている。一般に、このインダクタは反転スイッチ２４０
のスイッチング周波数において高い値のりアクタンスを
有するように選択されているとは云え、入力フィルタイ
ンダクタ２０６のインダクタンス値は電力形反転スイッ
チ２４０を整流用スイッチ２７０に接続するインピーダ
ンス整合回路網のインピーダンス整合性質に対して寄与
するように選択できるものである。フィルタインダクタ
２０６とフィルタキャパシタ２０５との組合せは、スイ
ッチング周波数とその高調波とにおいて高い減衰量を与
えるように選択され、これによってＤＣ入力電圧源に戻
って流入する無線周波電流を最小に押えている。低減フ
ィルタのさらに段数を増加させたものを採用すれば、こ
の電流を任意に小さくすることができる。

ひとつの入力端子２０１は直接、電力形反転スイッチ２
４０の信号源端子２４１に結合されている。第２の入力
端子２０２はフィルタインダクタ２０６を介して、電力
形反転スイッチ２４０のドレーン端子２４２に結合され
ている。

第２のインダクタ２３１と、反転回路キャパシタ２３４
と、第３のインダクタ２３２とはインピーダンス整合回
路網と高周波除去フィルタとの一部分を形成し、これら
の回路はショットキィ形の整流用ダイオード２７０に結
合されている。ショットキィ形の整流用ダイオード２７
０は、ＤＣの隔離を希望する場合妃限って使用される零
周波隔離帰路キャパシタ２３３に結合されている。この
キャパシタ２３３が使用される場合には、さらに共通モ
ードのフィルタ作用を入力側で行うことが要求できる。

キャパシタ２８５とインダクタ２８２とから成立つフィ
ルタ回路網は、インピーダンス整合回路網を出力端子２
９１、基本動作周波数、ならびにこの動作周波数の高周
波において、キャパシタ２８５とインダクタ２８２とは
高い値の減衰量を与えるように選択されている。入力フ
ィルタを使う場合のように、低減フィルタの段数を増加
させれば、出力リップル電圧を任意に低くさせることが
できる。インダクタ２８２は、反転スイッチ２４０と、
端子２９１．２９２に接続された負荷との間でインピー
ダンス整合回路網のインピーダンス整合機能に寄与する
ように選択できる。

反転スイッチ２４０を第２図に示し、点線で系統的にキ
ャパシタ２４３として示したドレーンからソースへのキ
ャパシタンスも同時に示しである。このキャパシタンス
はスイッチ２４０の実積化部分であり、スイッチから切
離すことはできない。第２図はスイッチのドレーンとソ
ースとの端子間に現れる２次的な内部キャパシタンスの
総和を表わすものであり、実際にばＦＥＴのドレーン・
ソース間電圧と共に変化する事実上の非線形キャパシタ
ンスであるが、等側線形キャパシタンスにより系統的に
は表示されている。

ショットキィ形ダイオードとして表示されている整流用
スイッチ２７０には、点線で２次的な内部並列キャパシ
タンス２７１を含んで示しである。このキャパシタンス
は整流用スイッチの２次的なキャパシタンスのすべての
線形等価回路である。

インピーダンス整合回路網も基本動作周波数の高周波の
伝達を阻止する働きを有するもので、インダクタ２３１
．２３２とキャパシタ２３４．２３５とから成立つ。既
に説明したように、インダクタ２０６．２８２が無視で
きるほど大きく作られていない場合には、コノ回路網の
一部分になるであろう。この回路網は、電力形変換器の
動作周波数の基本波においてエネルギを事質上すべて転
送し、事実上、電圧・電流重畳期間を除去することによ
り反転スイッチ２４０と整流用スイッチ２７０とにおけ
る消費電力損失を除去するために同調しである。負荷回
路網を含む全体として受動電力ドレイン回路は共振点付
近で、電力形反転スイッチと共に動作することは注目す
べきである。この事実は、次の回路動作の説明から明ら
かである。

出力電圧は、出力レキ゛ニレージョン回路２６０に結合
されたセンシングリード２６１．２６２によりセンサさ
れ、出力レギュレーション回路２６０は成る制御された
値に出力電圧を保持しておくよう、動力反転スイッチを
駆動するための正弦波信号を供給する駆動回路２５０を
制御している。種々の制御法が採用できるなかで、こ＼
では特定の方法を使用し、駆動回路２５０の信号周波数
出力を制御するよう出力レギュレーション回路２６０の
誤差信号を使用している。リード２６１．２６２にセン
スされた出力電圧を参照電圧と比較することにより、出
力レキュレータ２６０では誤差信号を発生している。誤
差電圧は、出力レキュレータ２６０の内部にある電圧制
御形発振器に加えられている。発振器の出力は、バッフ
ァ段とリード線２６３とを介して、駆動装置の入力に結
合されている。駆動回路２５０の正弦波出力はリード線
２５１．２５４を介して、それぞれ反転スイッチ２４０
のソース端子２４１とケート端子２４４とに加えられて
いる。

動作時において、エネルギは入力端子２０１．２０２に
結合されたＤＣ電圧源から得られ、反転スイッチ２４０
のチョップ作用と、インピーダンス整合回路網のインピ
ーダンス変成と、整流用スイッチ２７１の整流作用とを
介して取出され、負荷に結合された出力端子２９１．２
９２において、成るあらかじめ選択されたレベルでＤＣ
電圧として現れる。

この電力形変換回路は特に狭帯域回路として設計され、
反転スイッチ２４０から整流用スイッチ２７０へのエネ
ルギ伝達は、事実上、基本周波数において行われる。正
弦波形波形は、従来形式の電力形変換器のパルス波形と
対比して優れている。これらの正弦波、すなわち軟波形
により、狭帯域内ではほとんどスプリアスリンギングを
生ずることなく、インピーダンス整合回路網を介してエ
ネルギを転送できる。電力信号のスイッチングと整流と
により共振が生ずる。こ＼で、共振とはスイッチングデ
バイス２４０と整流用デバイス２７０との両端に現れる
電圧とスイッチングデバイス２４０と整流用デバイス２
７０とに流れる電流とを事実上、同時に減するような周
期的な軟波形が、受動デバイス回路網の自然共振周波数
と能動デバイスの２次的なキャパシタンスとにより形成
される。

入力端子２０１．２０２に結合されたＤＣ電圧は直接、
ソース端子２４１に接続されると共に、インダクタ２０
６を介してインダクタ２３１の端子２０７に接続されて
いる。キャパシタ２０５とインダクタ２０６とは、高周
波基本波周波数、ならびに反転スイッチにより発生する
高周波からＤＣ入力電圧を隔離するための低域フィルタ
を構成している。電圧 ンダクタ２０６は、反転スイッチ２４０に入ってくるエ
ネルギをはソ一定の電流源に制限するだめのインダクタ
ンスであれば十分である。

反転スイッチ２４０は、１駆動回路２５０により発生し
た正弦波駆動信号により駆動され、駆動に応答して非導
通状態から導通状態、ガらびにその逆へと交互にスイッ
チする。従って、反転スイッチ２４０のスイッチングに
よって、そのドレーン端子２４２においてパルス化した
電圧波形が得られる。入力フィルタは高インピーダンス
回路へそれらの高周波咬番信号を与えるため、信号の形
状は主として、インピーダンス整合回路網と２次的なキ
ャパシタンス２４３との共振の性質により決定されてい
る。図示した実施例におけるドレーン端子２４２に発生
する実際の電圧波形は、正弦波波形の一部分と似ている
。反転スイッチ２４０は内部に２つの並列導電路を具備
していると考えられる。すなわち、ひとつは純粋なスイ
ッチング導電路であって、これと並列ニ、ソの内部の２
次的なキャパシタンスヲ表わすものが第２の導電路であ
る。デバイス両端の典型的な電圧波形は、第３図におけ
る電圧波形により示されている。第３図においては、非
導通期間のほとんどの期間における電圧波形３４は減衰
した正弦波の一部分に似ている。反転スイッチ２４０の
非導通状態の終端前に、負荷と、入力電圧と、駆動周波
数との成る条件のもとて点３４２において電圧は零の値
近くに下がり、小さな尖頭値３４３へと上がり、成る条
件のもとでは尖頭値３４３は現れない。両方の場合とも
、波形は小レベルのＤＣ値３４４にまで戻ｐ１この周期
で、反転スイッチは主導電路を通る電流を導通させてい
る。総体として考えられる反転スイッチに流れる電流は
、スイッチ部分に流れる電流は、スイッチ部分に流れる
電流と、並列の２次的なキャパシタンス路に流れる電流
との和であり、総和は近似的にＤＣレベルに重畳された
正弦波に近似していて、第６図の波形３３により示すよ
うな入力゛電流Ｉｉｎである。

スイッチ部分の非導通位相期間には、寄生、すなわち２
次的なキャパシタンス性導電路に流れる電流は、立下っ
てから再び立上る正弦波波形３３１に近似される。スイ
ッチが導通している期間には、電流波形は、３３３にお
いて尖頭値を有するまで立上がり、スイッチが再び非導
通になるに伴って３３４において立下る正弦波である。

スイッチ２４０のみの導通部分を通って流れる電流ば、
第５図において波形３２により表示されている。電流は
基本的に、非導通位相期間に零レベル３２１にあシ、ス
イッチが最初に導通状態にバイアスされた時には、３２
４において反転スイッチが非導通にバイアスされた時に
、比較的速やかに終端するまで、連続する疑似正弦波電
流波形３２３の前に、２次的なキャパシタ２４３上に残
留している小電圧により急峻な電流スパイク３２２が発
生する。電流と電圧との波形が反転スイッチにおいて低
消費電力を生ずるように作用することは特記すべきであ
る。すなわち、ひとつの波形の電流または電圧は、他の
波形の電圧捷たは電流が事実上載る大きさになる前に、
事実上塔になるまで減衰する。電流と電圧との波形３２
．３４は目立つほど重畳されていないが、寄生導電路、
すなわち２次的な導電路を含む反転スイッチ２４０の内
部の全電流波形３３は基本的に連続的である。その内部
の電流は高調波を含み、そのほとんどが反転スイッチ２
４０の外部へは出ない。

上に説明したように、反転スイッチ２４０はＭＯＳＦＥ
Ｔとして実施され、その等価回路には主導電路の両端に
大きな値の寄生キャパシタンス、すなわち内部の２次的
なキャパシタンスと、小さな値の寄生インダクタンス、
すなわち、この場合にはドレーン・ソース間電路と直列
な肯定的作用を有する２次的なインダクタンスとを含ん
でいる。電力形変換器の動作周波数における２次的なキ
ャパシタンスは、反転スイッチのスイッチング作用、あ
るいは変調作用により発生する高調波を吸収するのに十
分な値であり、その結果、反転スイッチの外部電流は直
流か、あるいは事実上、動作の基本周波数における正弦
波交番電流である。

従来技術による回路において、反転スイッチが非導通状
態にバイアスされている時には、寄生インダクタンスな
らび寄生キャパシタンスが電力を消費させるような電流
を発生させるため、高周波において反転スイッチにおい
て可なすな消費電力が発生することは注目に値する。こ
＼で電力形変換器においては、電力消費形の放電を除去
するため、内部の２次的なキャパシタンスと共に、イン
ピーダンス整合回路網のインダクタンスを合併させてい
る。２次的なキャパシタンス両端の電圧が低く、反転ス
イッチが導通状態にバイアスされていて、電力を消費す
るリンギングが除去されている時には消費電力が零であ
るように、最終的にはこの共振回路の組合せで同調させ
ている。

指示されているように、インピーダンス整合回路網は、
リアクタンス間でエネルギを交換するための反転スイッ
チ２４０の２次的なキャパシタンスやインダクタンスな
どに関連して動作し、並列の２次的なキャパシタンスに
蓄積されたエネルギは、反転スイッチが導通状態にバイ
アスされている時には基本的に零である。

インピーダンス整合回路網の同調により、第４図の電圧
波形２３によって示すような基本周波数において、整流
器に対してエネルギが転送されている。第４図は、イン
ピーダンス整合回路網の節点２３６における電圧を表わ
すものである。電圧波形から明らかなように、回路網は
ＤＣ，あるいは基本波周波数の高調波においてエネルギ
゛の転送を阻止するように同調をとっである。従って、
反転スイッチから整流用スイッチへの流れは近似的にＤ
Ｃ成分を含才ず、高調波成分を低レベルに含む単一周波
数信号である。

整流器回路と出力フィルタ回路とは、このＡＣ信号を再
変換し、出力端子２９１．２９２において適当なりＣ信
号を得るものである。

整流用ダイオ・−ド２７０はショットキィ形のダイオー
ドであり、電力形変換器の基本動作周波数において大き
な値の並列の２次的なキャパシタンス２７１を含むもの
である。第２図の点線に示すように、この２次的なキャ
パシタンス２７１は整流用スイッチの作用により発生し
た高調波の導電路として作用される。

この２次的なキャパシタンスは整流用デバイスに対して
は内部で構成されているので、これらの高調波電流はダ
イオードの内部で大きく制限され、整流用デバイスの外
側ではほとんど成力を消費しない。

流用スイッチ素子の等価回路は、抵抗性負荷と共に、直
列接続されたキャパシタと抵抗とを含むように構成され
る特徴を有している。

この回路特性は、端子２９１．２９２間に接続された抵
抗性ＤＣ負荷と、インダクタ２３１とキャパシタ２３４
とを含む回路の反転装置部分にインピーダンス整合され
るへき、インダクタ２３２とキャパシタ２３５とに組合
せて同調されたタイオード２７１の２次的な並列のキャ
パシタンスにより誘起される。

第８図は、その電圧波形２７により示すように、整流用
ダイオード２７０の両端の電圧を表わすものであり、こ
の両端に現れる電圧は低い傾斜の曲線２７１で始捷り、
２７２において正弦波に似た形に急峻に立上って、ダイ
オードに電流が導通する丁度前で２７３において急激に
終端する。整流用スイッチはその両端に低い値のＤＣ’
直圧降下を有して単方向に導通し、反転スイッチ２４０
０両端の電圧降ド彼形と同様な周波数で、その両端に正
弦波状波形の電圧降下を有する反対方向において電流を
阻止する。整流用スイッチ２７０両端の電圧波形は、反
転スイッチ２４０両端の電圧降下の、時間が逆の場合の
波形にはゾ類似している。

第７図の電流波形２８は整流用スイッチ（ダイオード導
通状態）のダイオード部分を介して流れる電流と、（ダ
イオード非導通状態の）組合せられている２次的なキャ
パシタンスを介して流れる電流とを表わすものである。

ダイオードが非導通の期間には、図示されているように
２次的なキャパシタンスを介して電流が流れ（領域Ａ１
とＡ２とを参照）、正の領域Ａ１と負の領域Ａ２との部
分は等しい面積を有する。この時間間隔の期間に、出力
端子では全整流用スイッチの平均端子電流が零となるよ
うに相互に打消されている。全期間における平均端子電
流は第７図においてｍ−で表わしてあり、これはＤＣ出
力電流である。

整流された電圧信号は、キャパシタ２８５とインダクタ
２８２とから成立つ出力フィルタを介して出力端子２９
１．２９２に結合されている。このフィルタは、基本波
動作周波数とその高調波において、交番電流と交番電圧
とを抑圧するように設計されている。従って、整流器両
端に現れる電圧が主としてＤＣ電圧として出力端子２９
１．２９２に現われる。低域フィルタの段数をさらに増
加させると、ＡＣ電圧あるいはリップルが任意の小さな
値になる。

第２図に示すように、成るあらかじめ決められた希望す
るＤＣ醒圧値から端子２９１．２９２における出力電圧
の偏移に応答する誤差信号を発生させる出力信号モニタ
を出力レキュレータ２６０が含んでいる。誤差信号に応
答して狭い範囲にわたって変化する周波数を有する重圧
制御形発振器を制御するため、誤差信号が使用されてい
る。電圧制御形発振器の出力は、リード線２６３を介し
て１．駆動回路２５０を、駆動するために結合されてい
る。

この回路においては、電力は単一の基本周波数において
伝達されているが、この回路におけるレキュレーション
は、駆動回路２５０により、１駆動されるような電力変
調スイッチ２４０の変調周波数を変えることにより得る
ことができる。周波数にわずかの変化があっても、イン
ピーダンス整合回路網を再同調することができると云う
効果があり、インダクタンス性素子やキャパシタンス性
素子で異なった応答特性があるので、主としてインダク
タ２３１とキャパシタ２３４とを再同調することができ
ると云う効果がある。

微小な周波数変化で出力電圧の変化を打消すことができ
るように全回路網を有効に再同調させるような組合せを
形成するため、キャパシタ２３４のリアクタンス変化は
インダクタ２３１のリアクタンス変化とは異なっている
。これを達成させるための正確な部品の値は描業者にお
いて明らかであり、出力電圧レベルに対応して変化する
。

電力形変換器の電力ドレイン部分の一実施例の物理的構
造は、第１０図において縦画形式で示されていて、その
断面は第１１図に示すものである。この構造体の基本的
な部品は回路のプリント形誘導部品を含む非導電性基板
３０１と、イ重々のスイッチングならひにキャパシタン
ス性個別電気部品と、基板と他の電気部品とを取囲む高
導電性容器３０２とから成るものである。容器は、容器
箱３０２の頂部に適合する高導電性の蓋を使用して完成
している。この特定の物理的モデルには、第２図に示す
ようなりＣ分離用キャパシタ２３３を含丑ない。

第１０図ならびに第１１図に示すように、電力形変換回
路の電力ドレイン部分の物理的な実施例は、誘電性材料
から成立つ中央の平面状基板構造３０１を具備して成立
つ。４個のインダクタンス素子３０６．３３１．３３２
．３３８はこの基板構造体上に印刷され、２つのキャパ
シタンス性デバイス３３４．３３５もこれに装着されて
いる。入力ならびに出力のフィルタキャパシタ３０５．
３８５は、それぞれ第１１図ておける容器の外側に堆積
した構成として示されている。印刷されたインダクタン
ス性素子３０６．３３１．３３２．３８２はリソグラフ
技法により形成され、そのＱの１直が最大になるように
設計されている。

基板構造体は、銅の導電性材料で作られた容器の２つの
導醒性接地面ｉｌｌ！１１３０３と３０８との中間に置
かれている。これらの２つの接地面構造体３０３．３０
８は４つの側壁により結合され、導電性材料の封止形容
器を形成している。ｉ床体として、この容器は組合せ接
地面、電磁輻射遮蔽、支持シャーシ構造体、ならびに放
熱用シンク構造として機能する。インダクタンス性素子
は２つの接地面の中間に配置されているので、発生した
電磁界は基板のまわりで対称的に分布している。

平面状螺形インダクタ３０６．３３１．３３２．３８２
は第２図の系統図に示すインダクタ２０６．２３１．２
３２．２８２に対応するものである。低インダクタンス
性ゆえに、インダクタ２３２は螺状構造ではなく、単に
導体を曲げたものである。

螺状インダクタンスの設計とレイアウトとは、表皮効果
や高動作周波数における近接損失などのために微妙むも
のである。重要な要素は導体の線の深さと幅、ならびに
導体と対称形接地平面との間の配置距離である。導体の
深さは高周波における表皮効果を考慮したものでなけれ
ばねらず、導体の幅と配置距離とは近接損失に与える関
係を考慮したものでなければならない。寸な、損失を最
小にするため、導体素子の表面の仕上げには注意を払わ
なけれならない。

入力電力端子３５１と出力重力端子３５３とは、それぞ
れ２つのフィルタキャパシタ３０５．３８５を介し−Ｃ
接続されている。フイルタキャパシタは誘電体で導電性
容器の底面を榎い、それに２枚の導電性板を装着して２
つの平板キャパシタを構成することにより形成される。

入力電圧はキャパシタ３０５に接続されたネジ端子３５
２に加えられ、出力電圧はキャパシタ３８５に装着され
たネジ端子３５１から得られる。

反転スイッチの駆動信号を供給するのに適した駆動回路
は、第９図に示しである。同様な性質を有する他の駆動
回路も、使用できるものと理解すべきである。第９図に
示す駆動回路は高周波Ｃ級増幅器から成立ち、発振器バ
ッファ回路９０２を介して、周波数が帰還誤差電圧に応
答して変化できる、レギュレーション回路の電圧制御形
発振器９０１により駆動されている、増幅器は第９図に
示すように、２次的なドレーン−ソース間キャノｆシタ
ンスと、キャパシタ９０４と、２つのインダクタ９０５
．９０６とを備えたＦＥＴ９０３から成立つ。正弦波駆
動も採用できるとけ云え、トランジスタ９０３のゲート
端子に加えられた信号は疑似方形波である。駆動回路は
、電力形反転スイッチ、すなわちトランジスタ９０７０
ケート・ソース間端子へ疑似正弦波信号を与えるもので
ある。インダクタ９０６は、動作周波帯の近傍で共振す
る電力形反転スイッチのゲート・ソース間キャパシタン
スとで同調している。インダクタ９０５は基本波周波数
の高調波を阻止するに十分な大きさの値を有し、キャパ
シタ９０４は、インダクタ９０５とキャパシタ９０４と
を直列結合したものが動作周波数帯の近傍で共振するよ
うな大きさのものである。ＤＣ供ａ醒圧ｖＤＤの調整と
共に２つの共振回路の適切なスタッブ同調によって、必
要な出力電圧レベルと帯域幅とが得られている。この１
駆動回路は誘電体基板上に印刷され、上記電力ドレイン
回路のような方法で導電性容器の内部に収容することが
できる。特定の部品値の選択は、当業者にとって容易に
できることは明らかである。

第９図には、ＤＣ電圧に正弦波状増幅器出力を重畳する
ことにより電力形反転スイッチの導電性デユーティ比を
変化させるだめの−技法として、ＤＣバイアス電源９１
７を示しである。これは、反転スイッチの損失を最小化
するのに有用であることが判明した。

こ＼には空心形インダクタを使用した特定実施例を開示
しであるとは云え、種々の変形が可能であるものと理解
すべきである。例えば、低損失のフェライトコア入りイ
ンダクタを空心形インダクタの代りに使用することもで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、同調形回路モードで動作している半導体電力
形スイッチを使用した変換器回路のブロック系統図、 第２図は、回路部品の２次的な電気特性を活用し、同調
形回路モードで動作させている変換器の回路系統図、 第３図乃至第８図は、第２図に示した回路の電流波形と
電圧波形とを示す図、 第９図は、第２図に示した変換器の電力形スイッチを制
御するだめの駆動回路の回路系統図、 第１０図は、変換器回路の電力ドレインの特定の物理的
実施例の縦画的に表示した図、第１１図は、第１０図に
示した物理的実施例の断面を示す図である。 〔主要部分の符号の説明〕 電力形スイッチ・・・１４０ 電源結合手段・・１２０ 駆動信号印加手段・・・１５０ スイッチ間結合手段・・・１３０ ＦＩＧ、　　６ 巽 りで　θ Ｖ（會） ＦＩＧ、　　９

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １．２次的なキャパシタンスを有する電方形スイッチと
   、 電源を前記スイッチに結合するだめの手段と、 駆動信号を前記スイッチに印加するための手段と、 ２次的なキャパシタンスを有する整流用スイッチに前記
   電力形スイッチを結合する手段と、 前記整流用スイッチを出力端子に結合する手段とから成
   るＤＣ／ＤＣ変換器であって抛 前記２次的なキャパシタンスと、整流用スイッチに電力
   スイッチを結合する手段とを 動作時知、所定の周波数の駆動信号が前記電力スイッチ
   に加えられた状態で、前記電力スイッチから前記整流用
   スイッチに転送されるほぼすべてのエネルギがほぼ前記
   所定の周波数となるように構成したＤＣ／ＤＣ変換器。 ２、特許請求の範囲第１項記載のＤＣ／ＤＣ変換器にお
   いて、 前記電力形スイッチと、前記整流用スイッチと、前記電
   力形スイッチを前記整流用スイッチに結合する手段とを
   事実上、完全に取囲む高導電性材料の容器 を具備したことを特徴とするＤＣ／ＤＣ変換器。 ３、特許請求の範囲第２項記載のＤＣ／ＤＣ変換器にお
   いて、 前記電源結合手段が誘電体基板により導体板から離れて
   置かれた容器の外側表面の第１の部分から成立つフィル
   タキャパシタを含み、 且つ、 前記出力手段が誘電体基板により導体板から離れて置か
   れた容器の外側表面の第２の部分から成立つフィルタキ
   ャパシタである ように構成したことを特徴とするＤＣ／ＤＣ変換器。 ４、特許請求の範囲第２項、または第３項記載のＤ　Ｃ
   ／Ｄ　Ｃ変換器において、 前記電力形スイッチを整流スイッチに結合する手段が前
   記容器の内部の平面状誘電体基板上に導体材料により作
   られた複数の螺状空心形インダクタを含むことを特徴と
   するＤＣ／ＤＣ変換器。 ５、特許請求の範囲第４項記載のＤＣ／ＤＣ変換器にお
   いて、 前記容器が対向する一対の壁面を含み、前記基板が前記
   壁面間の中間に配置されている ことを特徴とするＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃ変換器。 ６、特許請求の範囲第２項乃至第５項のいずかに記載の
   Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃ変換器において、前記電力スイッチが前
   記容器をその放熱用シンクとして作用することができる
   ような熱導電性実装により前記容器に結合したことを特
   徴とするＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃ変換器。 ７、特許請求の範囲第１項乃至第６項のいずれかに記載
   のＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃ変換器において、前記駆動信号印加手
   段に結合された駆動信号源と、 前記出力手段において、制御された電圧レベルからの電
   圧の変化を打消すように前記駆動信号の周波数を変更す
   るための電圧レギュレーション制御回路と を含むことを特徴とするＤＣ／ＤＣ変換器。 ８、誘電体材料で作られた平面状基板と、２個の電力絡
   端子を有する電力形スイッチと１ 、駆動端子、ならびに前記電力絡端子の実質的に２次的
   な分路キャパシタンスと、前記駆動端子に接続された正
   弦波駆動信号源と、 前記基板と電気的部品とを取囲み、入力端子に結合され
   た入力手段、ならびに出力回路に結合された出力手段を
   有する高導電性容器構造体とから成る、 無線周波数作動用ＤＣ／ＤＣ変換器であって、 前記２つの電力絡端子のひとつがインピーダンス整合回
   路網を介して整流回路ならびにフィルタ回路を含む出力
   回路に結合され、 前記整合回路網が、少なくとも前記平面状基板上に印刷
   された第１の螺状空心形インダクタンスとして実施され
   た第１のインダクタ、ならびにＤＣ電圧源を前記第１の
   インダクタに結合するだめの入力端子を備え、前記無線
   周波数において前記電力形スイッチの２次的キャパシタ
   ンスを利用するように結合され、 前記整流回路が、事実上、２次的なキャパシタンスを含
   む整流用ダイオードを含み、前記整流回路と前記フィル
   タ回路とが、前記平面状基板上に印刷された第２の螺状
   空心形インダクタンスを分割して受持ち、前記平面状基
   板上において、前記整流用ダイオードの２次的なキャパ
   シタンスが前記フィルタ回路の回路リアクタンスの事実
   上の部分を構成し、 前記入力手段が、誘電体とこれに付着した連続的な導体
   板とで覆われた前記導電性容器構造体の外部表面の第１
   の部分により形成された第１のキャパシタ素子を含み前
   記出力手段が、誘電体とこれに付着した連続的な導体板
   とで覆われた前記導電性容器構造体の外部表面の第２の
   部分により形成された第２のキャパシタ素子を含むよう
   にした、 Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃ変換器。 ９　主導電路を分路する２次的なキャパシタンスを有す
   る電力形スイッチと、 電源を前記主導電路に結合するだめの手段と、 前記電力形スイッチを交互に導通状態と非導通状とに駆
   動するため、あらかじめ決められた周波数を有する周期
   性駆動信号を受入れるだめの手段と、 単方向性導電路を分路する２次的なキャパシタンスを有
   する整流用スイッチと、負荷を受入れるため前記単方向
   性導電路に結合された出力手段と、 前記主導電路を前記単方向性導電路に結合し、前記あら
   かじめ決められた周波数でエネルギの転送を可能にする
   よう動作することができるリアクタンス性インピーダン
   ス変成回路網と からなるＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃ変換器。