JPS59100674A - ピ−ククランプ回路 - Google Patents
ピ−ククランプ回路Info
- Publication number
- JPS59100674A JPS59100674A JP57209372A JP20937282A JPS59100674A JP S59100674 A JPS59100674 A JP S59100674A JP 57209372 A JP57209372 A JP 57209372A JP 20937282 A JP20937282 A JP 20937282A JP S59100674 A JPS59100674 A JP S59100674A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- current
- emitter
- base
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/52—Automatic gain control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明はピーククランプ回路に係り、特に自動利得制御
の検波回路や映像信号処理等に好適なピーククランプ回
路に関する。
の検波回路や映像信号処理等に好適なピーククランプ回
路に関する。
従来のピーククランプ回路は、クランプトランジスタの
ベース・エミッタ間電圧Ｃ以下ＶＢＥと記す）がトラン
ジスタの電流増幅率Ｃ以下ｈＦＢと記す）に依存してお
夛、この補償が十分でないためにｈＦＥばらつきや温度
変化に対して性能が不十分という問題があった。
ベース・エミッタ間電圧Ｃ以下ＶＢＥと記す）がトラン
ジスタの電流増幅率Ｃ以下ｈＦＢと記す）に依存してお
夛、この補償が十分でないためにｈＦＥばらつきや温度
変化に対して性能が不十分という問題があった。
以下、−例を用いて従来の問題を説明する。
第１図は、従来のピーククランプ回路全用因たＡＧＣ回
路を示したものであり、集積回路に適した回路である。
路を示したものであり、集積回路に適した回路である。
１は信号入力端子、２は可変利得増幅器、３は信号出力
端子、４は利得制御信号入力端子、５は検波回路である
。可変利得増幅器２の利得は検波回路５から端子４に供
給される制御信号によシ制御される。検波回路５は、可
変利得増幅器２の出力信号のレベルの大きさに応じて可
変利得増幅器２の利得を制御する制御信号を発生する回
路である。検波回路５の出力は、可変利得増幅器２の利
得制御信号入力端子４に供給され、可変利得増幅器２と
検波回路５とで自動利得制御回路を構成している。
端子、４は利得制御信号入力端子、５は検波回路である
。可変利得増幅器２の利得は検波回路５から端子４に供
給される制御信号によシ制御される。検波回路５は、可
変利得増幅器２の出力信号のレベルの大きさに応じて可
変利得増幅器２の利得を制御する制御信号を発生する回
路である。検波回路５の出力は、可変利得増幅器２の利
得制御信号入力端子４に供給され、可変利得増幅器２と
検波回路５とで自動利得制御回路を構成している。
次に検波回路５の動作を簡単に説明する。検波回路５は
、２つの入力に直流電圧差を持たせたトランジスタ８と
９から成る差動増幅器の一方の入力に、可変利得増幅器
２の出力をコンデンサ１８ヲ介して信号のピークをクラ
ンプした信号を供給している。第２図に示すようにトラ
ンジスタ９０ベース電圧（α）をトランジスタ８０ベー
ス電圧よυ高く設定しておくと、トランジスタ８のベー
スには下側尖端がクランプされた信号（Ａｌが供給され
るため、信号の上側ピーク電圧がトランジスタ９０ベー
ス電圧と概略同じ値になるような振幅が検波回路５に入
力されるとトランジスタ８がオンするようになる。差動
増幅器のトランジスタ８の出力はトランジスタ１０゜ト
ランジスタ１１ヲ介してトランジスタ１４と抵抗２５の
直列回路に伝達される。該直列回路の一端は、外部端子
２０に接続され、端子２０にはフィルター用のコンデン
サ１９がアース間に接続されている。容量１９で信号の
交流分を取シ除き直流電圧を取り出し、この電圧がトラ
ンジスタ１５０ペースに導かれ、トランジスタ１５のコ
レクタは可変利得増幅器２の利得制御入力端子４に接続
されている。トランジスタ１５のコレクタ電流で可変利
得増幅器の利得が制御される。
、２つの入力に直流電圧差を持たせたトランジスタ８と
９から成る差動増幅器の一方の入力に、可変利得増幅器
２の出力をコンデンサ１８ヲ介して信号のピークをクラ
ンプした信号を供給している。第２図に示すようにトラ
ンジスタ９０ベース電圧（α）をトランジスタ８０ベー
ス電圧よυ高く設定しておくと、トランジスタ８のベー
スには下側尖端がクランプされた信号（Ａｌが供給され
るため、信号の上側ピーク電圧がトランジスタ９０ベー
ス電圧と概略同じ値になるような振幅が検波回路５に入
力されるとトランジスタ８がオンするようになる。差動
増幅器のトランジスタ８の出力はトランジスタ１０゜ト
ランジスタ１１ヲ介してトランジスタ１４と抵抗２５の
直列回路に伝達される。該直列回路の一端は、外部端子
２０に接続され、端子２０にはフィルター用のコンデン
サ１９がアース間に接続されている。容量１９で信号の
交流分を取シ除き直流電圧を取り出し、この電圧がトラ
ンジスタ１５０ペースに導かれ、トランジスタ１５のコ
レクタは可変利得増幅器２の利得制御入力端子４に接続
されている。トランジスタ１５のコレクタ電流で可変利
得増幅器の利得が制御される。
トランジスタ８．９から成る差動増幅器の利得が大きく
、可変利得増幅器の制御感度が太きいと、可変利得増幅
器２の出力電圧は差動増幅器の２つの入力の直流電圧オ
フセットｔ（Ｖｏ）でほとんど決定さ゛れる。このオフ
セット量のばらつきを小さく抑えるべく、トランジスタ
８ト９のベース電圧は、電圧Ｖ、なる定電圧源１６と電
圧Ｖ、なる定電圧源１７からそれぞれ２つのトランジス
タのベース・エミッタ間電圧Ｃ以下ＶＩＥと記す、）だ
け電圧降下した電圧にバイアスされ。
、可変利得増幅器の制御感度が太きいと、可変利得増幅
器２の出力電圧は差動増幅器の２つの入力の直流電圧オ
フセットｔ（Ｖｏ）でほとんど決定さ゛れる。このオフ
セット量のばらつきを小さく抑えるべく、トランジスタ
８ト９のベース電圧は、電圧Ｖ、なる定電圧源１６と電
圧Ｖ、なる定電圧源１７からそれぞれ２つのトランジス
タのベース・エミッタ間電圧Ｃ以下ＶＩＥと記す、）だ
け電圧降下した電圧にバイアスされ。
はぼ対称な回路構成で設計されて因る。そしてトランジ
スタ７とトランジスター３．トランジスタ６とトランジ
スター２に同じ電流を流すように設計すれば両者のトラ
ンジスタのＶｎｘハｍ’ｘ、温度変化に対してもトラン
ジスタ８とトランジスタ９のベース電圧のオフセット量
は一定に保たれる。
スタ７とトランジスター３．トランジスタ６とトランジ
スター２に同じ電流を流すように設計すれば両者のトラ
ンジスタのＶｎｘハｍ’ｘ、温度変化に対してもトラン
ジスタ８とトランジスタ９のベース電圧のオフセット量
は一定に保たれる。
ところで、トランジスタ６０ＶＢＥはクランプ時の電流
を考慮する必要がある。クランプ期間にトランジスタ乙
に流れる電流は、クランプ期間以外に流れるトランジス
タ７のべ−Ｘ１ｉｔＲ、！：４ 。
を考慮する必要がある。クランプ期間にトランジスタ乙
に流れる電流は、クランプ期間以外に流れるトランジス
タ７のべ−Ｘ１ｉｔＲ、！：４ 。
（１＋Ｎ）の積に等しＩ、−ｈ（Ｎは非クランプ期間と
クランプ期間の比）、信号が正弦波の場合、クランプ期
間と非クランプ期間の割合は約１：４である事が観測さ
れた。従って、トランジスタ７の定常ベース電流が１μ
Ａであるとすれば、クランプ時トランジスタ６に流れる
電流は５μＡである。このクランプ電流はトランジスタ
７のルＦＨに関係するため、 ｈＦＢがかわるとクラン
プ電流力力わシ、従ってトランジスタ６のＶＢＥがかわ
る。一方、トランジスタ１２のエミッタ電流はＶｓＥｎ
／Ｒ，（Ｖｎｚ＋ｓはトランジスタ１３のＶＢＥ 、
Ｒ，は抵抗２７の値）で決まるが、この値はトランジス
タのんＦＨに依存しない、このため、ｈＦＢの変化によ
ってトランジスタ８とトランジスタ９０ベース電圧オフ
セ・ソト量（札）がかわることになり。
クランプ期間の比）、信号が正弦波の場合、クランプ期
間と非クランプ期間の割合は約１：４である事が観測さ
れた。従って、トランジスタ７の定常ベース電流が１μ
Ａであるとすれば、クランプ時トランジスタ６に流れる
電流は５μＡである。このクランプ電流はトランジスタ
７のルＦＨに関係するため、 ｈＦＢがかわるとクラン
プ電流力力わシ、従ってトランジスタ６のＶＢＥがかわ
る。一方、トランジスタ１２のエミッタ電流はＶｓＥｎ
／Ｒ，（Ｖｎｚ＋ｓはトランジスタ１３のＶＢＥ 、
Ｒ，は抵抗２７の値）で決まるが、この値はトランジス
タのんＦＨに依存しない、このため、ｈＦＢの変化によ
ってトランジスタ８とトランジスタ９０ベース電圧オフ
セ・ソト量（札）がかわることになり。
可変利得増幅器２の出力レベルがかわることに女る。ｈ
ＦＫが大きな温度依存性をもつことと。
ＦＫが大きな温度依存性をもつことと。
さらに、トランジスタ１２とトランジスタ６の電流が同
一でなくなるためＶＢＥの温度特性が一致しなくなるこ
とから、出力レベルが温度依存性を持つという欠点もあ
る。
一でなくなるためＶＢＥの温度特性が一致しなくなるこ
とから、出力レベルが温度依存性を持つという欠点もあ
る。
また、従来のピーククランプ回路はクランプトランジス
タのＶＢＥのばらつき補償が不十分なため、クランプさ
れた信号の直流電圧がｈＦＥや温度によりばらついてし
まうという部組があった。゛ 〔発明の目的〕 本発明は従来の欠点をなくし、トランジスタのｈＦＥや
温度に依存せず、クランプ電圧ばらつきを完全に補償す
るピークランプ回路を提供することにある。
タのＶＢＥのばらつき補償が不十分なため、クランプさ
れた信号の直流電圧がｈＦＥや温度によりばらついてし
まうという部組があった。゛ 〔発明の目的〕 本発明は従来の欠点をなくし、トランジスタのｈＦＥや
温度に依存せず、クランプ電圧ばらつきを完全に補償す
るピークランプ回路を提供することにある。
本発明の特徴は、信号をクランプするトランジスタの電
流と尋しい電流を流すようにしたトランジスタを用いて
クランプ電圧ばらつきを補償するようＫした事である。
流と尋しい電流を流すようにしたトランジスタを用いて
クランプ電圧ばらつきを補償するようＫした事である。
以下１本発明の一実施例を第３図により説明する。第２
図は１本発明によるピーククランプ回路を採用したＡＧ
Ｃ回路を示しておシ、集積回路に適した回路である。
図は１本発明によるピーククランプ回路を採用したＡＧ
Ｃ回路を示しておシ、集積回路に適した回路である。
１は信号入力端子、２は可変利得増幅器、３は信号出力
端子、４は利得制御信号入力端子、５は検波回路である
。検波回路５はトランジスタ６〜１５．３０、定電圧源
１６．１７．コンデンサ１Ｂ。
端子、４は利得制御信号入力端子、５は検波回路である
。検波回路５はトランジスタ６〜１５．３０、定電圧源
１６．１７．コンデンサ１Ｂ。
１９、定電流源２１．３１． ３２．３３、抵抗２３〜
２５．２８゜２９、で構成されて込る。２０はコンデン
サ１９を接続するだめのＩＣ端子を示しておシ、従来と
同じものには同じ符号を記している。
２５．２８゜２９、で構成されて込る。２０はコンデン
サ１９を接続するだめのＩＣ端子を示しておシ、従来と
同じものには同じ符号を記している。
可変利得増幅器２と検波回路５とでＡＧＣ回路を構成し
ているのは従来と同じである。概略動作も従来と同じで
あるので説明は省略する。
ているのは従来と同じである。概略動作も従来と同じで
あるので説明は省略する。
本発明が従来例と異なるのはピーククランプ回路を含む
検波回路５の構成であシ、以下検波回路５を具体的に説
明する。可変利得増幅器２の出力は検波回路５に供給さ
れ、コンデンサ１８を介してトランジスタ６のエミッタ
に入力される。トランジスタ６のベースは電圧Ｖ１なる
定電圧源１６に接続されている。トランジスタ６のエミ
ッタはトランジスタ７のベースに接続され、トランジス
タ７のエミッタがら差動増幅器を構成するトランジスタ
８のベースに信号が伝達される。差動増幅器を構成する
もう一方のトランジスタ９のベースはトランジスター３
のエミッタに接続され、トランジスター３のベースはト
ランジスタ１２のエミッタに、トランジスター２のベー
スは電圧Ｖ、なる定電圧源１７に接続されている。
検波回路５の構成であシ、以下検波回路５を具体的に説
明する。可変利得増幅器２の出力は検波回路５に供給さ
れ、コンデンサ１８を介してトランジスタ６のエミッタ
に入力される。トランジスタ６のベースは電圧Ｖ１なる
定電圧源１６に接続されている。トランジスタ６のエミ
ッタはトランジスタ７のベースに接続され、トランジス
タ７のエミッタがら差動増幅器を構成するトランジスタ
８のベースに信号が伝達される。差動増幅器を構成する
もう一方のトランジスタ９のベースはトランジスター３
のエミッタに接続され、トランジスター３のベースはト
ランジスタ１２のエミッタに、トランジスター２のベー
スは電圧Ｖ、なる定電圧源１７に接続されている。
トランジスタ３０はトランジスター３と互いにベースが
接続されておシ、トランジスター３と共にトランジスタ
１２のエミッタ電流を決める電流源となっている。
接続されておシ、トランジスター３と共にトランジスタ
１２のエミッタ電流を決める電流源となっている。
差動増幅器を構成するトランジスタ８のベースの直流電
圧は、（Ｖｌ −ＶＢＪ！６ ＶＢ均）（たたしＶＢＥ
６ ＃Ｖｎ尉ｉｊ： ） ５ンジスタ６，７のベース・
エミッタ間電圧）で示される。又トランジスタ９のベー
スの直流電圧は同様に、（Ｖ＊ ’ｎｘｓ＊ Ｖｎｚ
ｕ ） （ただしＶＥＥＩｍ ｌ ＶＥＥＩｍはトラン
ジスタ１２．１５のベースエミッタ間電圧）で示される
。従ってトランジスタ９．トランジスタ８のベースの直
流電圧オフゞットＶＯは（Ｖ２Ｈ仙−Ｖｎｈ１２＋ＶＩ
Ｉｘｅ ＋’ｍｒｓ十Ｖｎ醇）で与えら、 ８ 。
圧は、（Ｖｌ −ＶＢＪ！６ ＶＢ均）（たたしＶＢＥ
６ ＃Ｖｎ尉ｉｊ： ） ５ンジスタ６，７のベース・
エミッタ間電圧）で示される。又トランジスタ９のベー
スの直流電圧は同様に、（Ｖ＊ ’ｎｘｓ＊ Ｖｎｚ
ｕ ） （ただしＶＥＥＩｍ ｌ ＶＥＥＩｍはトラン
ジスタ１２．１５のベースエミッタ間電圧）で示される
。従ってトランジスタ９．トランジスタ８のベースの直
流電圧オフゞットＶＯは（Ｖ２Ｈ仙−Ｖｎｈ１２＋ＶＩ
Ｉｘｅ ＋’ｍｒｓ十Ｖｎ醇）で与えら、 ８ 。
れる。ＶＥｍ２とＶＢＥ６＋ＶＥｍ３とＶＢＥｔが常に
等しければ、オフセット電圧は（Ｆｔ ’ｔ ）となり
、温度やｈＦＢの影響を受けなくなる。上記条件を達成
するには。
等しければ、オフセット電圧は（Ｆｔ ’ｔ ）となり
、温度やｈＦＢの影響を受けなくなる。上記条件を達成
するには。
トランジスタ１２とトランジスタ６、トランジスタ１３
とトランジスタ６のエミッタ電流を等しくする事が必要
である。
とトランジスタ６のエミッタ電流を等しくする事が必要
である。
トランジスタ１３のエミッタ電流は、エミッタに接続さ
れた定電流源３２の電流Ｉ２に等しい、トランジスタ７
のエミッタ電流は、エミッタに接続された定電流源３１
の電流ＩＩに等しい、従ってＩ、とＩｓ ｋ等しくすれ
ばトランジスタ１３とトランジスタ７０ＶＢＥは等しく
なる１次にトランジスタ１２のエミッタ電流とトランジ
スタ６のエミッタ電流について説明する。トランジスタ
７のベデンサ１８から何も信号が供給されない時はこの
電流がトランジスタ６のエミッタ電流となる。
れた定電流源３２の電流Ｉ２に等しい、トランジスタ７
のエミッタ電流は、エミッタに接続された定電流源３１
の電流ＩＩに等しい、従ってＩ、とＩｓ ｋ等しくすれ
ばトランジスタ１３とトランジスタ７０ＶＢＥは等しく
なる１次にトランジスタ１２のエミッタ電流とトランジ
スタ６のエミッタ電流について説明する。トランジスタ
７のベデンサ１８から何も信号が供給されない時はこの
電流がトランジスタ６のエミッタ電流となる。
ところが、差動増幅器の直流電圧オフセットを決定する
のは、コンデンサ１８ヲ介してトランジスタ６に信号が
印加され下側尖端がクランプされる時のレランジスタ６
のエミッタ電流である。
のは、コンデンサ１８ヲ介してトランジスタ６に信号が
印加され下側尖端がクランプされる時のレランジスタ６
のエミッタ電流である。
非クランプ期間とクランプ期間の比全Ｎとすると、クラ
ンプ時のトランジスタ６のエミッタ電流ＩＣＬはＩＨＴ
（１＋Ａ’）で与えられる。すなわち、トランジスタ
７０ベース電流の（１−１−＃）倍の電流が流れる。ク
ランプ時、トランジスタ６のＶａｎ Ｉｄ。
ンプ時のトランジスタ６のエミッタ電流ＩＣＬはＩＨＴ
（１＋Ａ’）で与えられる。すなわち、トランジスタ
７０ベース電流の（１−１−＃）倍の電流が流れる。ク
ランプ時、トランジスタ６のＶａｎ Ｉｄ。
上記電流に対応する値となる。
次にトランジスタ１２のエミッタ電流につ−て説明する
。トランジスタ１２のエミッタにはトランジスタ１３と
トランジスタ３００ベースが接続すれているので２つの
トランジスタのベース電流の和（ｌ７１１３ ＋ Ｉｎ
ｖ ）がエミッタ電流となる＠ （Ｉｊｈｓはトラン
ジスタのベース電流、Ｊｉｍはトランジスタ３０のベー
ス電流）トランジスタ１３のエミッタ電流Ｉ、は、トラ
ンジスタ７のエミッタ電流（と等しくなる様に決めるの
は前述の通夛であるため、”ｔａはＩＩｎ と等しくな
る。トランジスタ６のクランプ時のエミッタ電流はＩｖ
ｒＣ１＋Ｎ） であるので、トランジスタ３０のベー
ス電流ｆ Ｉ ｍｙ ｘＡ’にしてやれば、トランジス
タ１２のエミッタ電流とトランジスタ６の工εツタ電流
は等しく々る。
。トランジスタ１２のエミッタにはトランジスタ１３と
トランジスタ３００ベースが接続すれているので２つの
トランジスタのベース電流の和（ｌ７１１３ ＋ Ｉｎ
ｖ ）がエミッタ電流となる＠ （Ｉｊｈｓはトラン
ジスタのベース電流、Ｊｉｍはトランジスタ３０のベー
ス電流）トランジスタ１３のエミッタ電流Ｉ、は、トラ
ンジスタ７のエミッタ電流（と等しくなる様に決めるの
は前述の通夛であるため、”ｔａはＩＩｎ と等しくな
る。トランジスタ６のクランプ時のエミッタ電流はＩｖ
ｒＣ１＋Ｎ） であるので、トランジスタ３０のベー
ス電流ｆ Ｉ ｍｙ ｘＡ’にしてやれば、トランジス
タ１２のエミッタ電流とトランジスタ６の工εツタ電流
は等しく々る。
トランジスタのｈＦＥはエミッタ電流が多少かわっても
ほとんど変化しないので、トランジスタ３０のエミッタ
電流を決めている定電流源３′５の電ｆｉ’ｓｔ）ラン
ジスタ１３のエミッタ電流Ｉ、のＮ倍に設定すれば、ト
ランジスタ３００ベース電流はＩＢ３ｏ＝ＮＩＢ、、と
なる、従ってトランジスタ１２のエミッタ電流とトラン
ジスタ６のクランプ電流とは等しくなる。
ほとんど変化しないので、トランジスタ３０のエミッタ
電流を決めている定電流源３′５の電ｆｉ’ｓｔ）ラン
ジスタ１３のエミッタ電流Ｉ、のＮ倍に設定すれば、ト
ランジスタ３００ベース電流はＩＢ３ｏ＝ＮＩＢ、、と
なる、従ってトランジスタ１２のエミッタ電流とトラン
ジスタ６のクランプ電流とは等しくなる。
以上の様に、トランジスタ７とトランジスタ１３のエミ
ッタ電流は等しくされるのでＶＢＥは互いに等しくなる
。又トランジスタ３０のエミッタ電流Ｉ、をトランジス
タ７．１３のＮ倍に設定しているため、トランジスタ１
２のエミッタ電流とトランジスタ６のクランプ時のエミ
ッタ電流は等しくされるのでＶＥＥは互いに等しくなる
。トランジスタ１２，６のエミッタ電流はトランジスタ
１３、３０およびトランジスタの１ｋｙｘに依存するが
両者の電流比は従来のようにｈｐｘの絶対値には依存せ
ず、ルｙｘが整合さえしていればその比は、１１ 。
ッタ電流は等しくされるのでＶＢＥは互いに等しくなる
。又トランジスタ３０のエミッタ電流Ｉ、をトランジス
タ７．１３のＮ倍に設定しているため、トランジスタ１
２のエミッタ電流とトランジスタ６のクランプ時のエミ
ッタ電流は等しくされるのでＶＥＥは互いに等しくなる
。トランジスタ１２，６のエミッタ電流はトランジスタ
１３、３０およびトランジスタの１ｋｙｘに依存するが
両者の電流比は従来のようにｈｐｘの絶対値には依存せ
ず、ルｙｘが整合さえしていればその比は、１１ 。
一定に保たれる。集積回路におりては同一チップ内に近
接して配置されたトランジスタのＶＢＥｈｐｘの整合性
は非常によい、従って差動増幅器の直流電圧オフセット
量はｈＦＥの絶対値ばらつきや温度変化の影響を受ける
事なく一定にする事が可能になる。
接して配置されたトランジスタのＶＢＥｈｐｘの整合性
は非常によい、従って差動増幅器の直流電圧オフセット
量はｈＦＥの絶対値ばらつきや温度変化の影響を受ける
事なく一定にする事が可能になる。
第４図は本発明によるＡＧＣ回路の他の実施例を示した
ものである。第３図の実施例と異なるのは、クランプ用
トランジスタ６のＶＥＲ補償をトランジスタ６０ベース
側で行なっている事である。電圧源１６のアノード側に
トランジスタ３６ノエミツタが接続されてお〕、そのベ
ースニハトランジスタ３８のベースおよびトランジスタ
３７のエミッタが接続されている。トランジスタ３８の
エミッタには定電流源３５が接続されている。
ものである。第３図の実施例と異なるのは、クランプ用
トランジスタ６のＶＥＲ補償をトランジスタ６０ベース
側で行なっている事である。電圧源１６のアノード側に
トランジスタ３６ノエミツタが接続されてお〕、そのベ
ースニハトランジスタ３８のベースおよびトランジスタ
３７のエミッタが接続されている。トランジスタ３８の
エミッタには定電流源３５が接続されている。
トランジスタ′５６のコレクタにはトランジスタ３７の
ベース・コレクタト、トランジスタ６のベースと、電源
ＶＣＣとの間に定電流源３４が接続されている。クラン
プ用トランジスタ６０ベース電圧は（Ｖ、＋Ｖｎｚｍａ
＋ ’ｎｅｓｔ ）となシ、（Ｖｎｘｓｓ ＊ ＶＢ
Ｅｒｒはト１２ 。
ベース・コレクタト、トランジスタ６のベースと、電源
ＶＣＣとの間に定電流源３４が接続されている。クラン
プ用トランジスタ６０ベース電圧は（Ｖ、＋Ｖｎｚｍａ
＋ ’ｎｅｓｔ ）となシ、（Ｖｎｘｓｓ ＊ ＶＢ
Ｅｒｒはト１２ 。
ランジスタ３６．３７のペースエミッタ間電圧）トラン
ジスタ８のベース電圧は（’Ｈ＋ＶＪｌｆｆｓａ ＋’
ＪＩＪ？Ｓ７ ’ＪＩＪ＋６−Ｖｎｘｒ ）で与えられ
る。トランジスタ９０ベースには電圧Ｖ、なる定電圧源
が接続されているので、差動増幅器を構成するトランジ
スタ９とトランジスタ８の直流電圧オフセットは（Ｖ、
−Ｖｌ −ＶＪＩＡ！８６＋Ｖｎｘ７−Ｖｎｘｙｒ
＋Ｖｎｘａ ）となる、前実施例と同様にＶＢＥ＆６と
ＶＢＥ７１ ＶＢＥＢＹ とＶＢＥ６が常に等しくな
ればオフセット量は安定となる。これはたがいのトラン
ジスタのエミッタ電流を等しくすることで達成される。
ジスタ８のベース電圧は（’Ｈ＋ＶＪｌｆｆｓａ ＋’
ＪＩＪ？Ｓ７ ’ＪＩＪ＋６−Ｖｎｘｒ ）で与えられ
る。トランジスタ９０ベースには電圧Ｖ、なる定電圧源
が接続されているので、差動増幅器を構成するトランジ
スタ９とトランジスタ８の直流電圧オフセットは（Ｖ、
−Ｖｌ −ＶＪＩＡ！８６＋Ｖｎｘ７−Ｖｎｘｙｒ
＋Ｖｎｘａ ）となる、前実施例と同様にＶＢＥ＆６と
ＶＢＥ７１ ＶＢＥＢＹ とＶＢＥ６が常に等しくな
ればオフセット量は安定となる。これはたがいのトラン
ジスタのエミッタ電流を等しくすることで達成される。
トランジスタ３６のエミッタ電流は。
通常トランジスタ６とトランジスタ８０ベース電流が無
視されるように設計されるため定電流源３４の電流Ｉ、
にほぼ等しくなる。従って定電流源３４の電流Ｉ２を定
電流源３１の電流１１と等しくすればＶＢＥ７とｖｎｘ
おは等しくなる。一方トランジスタ３７のエミッタ電流
は、トランジスタ３６とトランジスタ３８のベース電流
の和である。トランジスタ３８のエミッタ電流すなわち
定電流源３５の電流１ｓｆ （ＩｉｘＡｒ） にすれ
ばこの電流は”’ ”ＦＥｓａ 十１ Ｎ写；）となるｍ （ｈ１ｘｍｓ＋ｈｘＥ３８はトラ
ンジスタ３６゜３８のｈｐｘ ） ）ランジスタロのク
ランプ時の電流ジスタフのｈｙｘ ）前述の通り同一チ
ップ内ではＶＢＭ 、 ｈＦＢ の整合性は非常によく
、又ＩｍとＩ、は等しいからトランジスタ６とトランジ
スタ５７には同じ電流が流れＶＢＥ も等しくなる１以
上の事から、前実施例と同様に差動増幅器のオフセット
量はｈＦＫの絶対値や温度変化の彰ｌ＃ヲ受けることな
く常に安定に保たれる。
視されるように設計されるため定電流源３４の電流Ｉ、
にほぼ等しくなる。従って定電流源３４の電流Ｉ２を定
電流源３１の電流１１と等しくすればＶＢＥ７とｖｎｘ
おは等しくなる。一方トランジスタ３７のエミッタ電流
は、トランジスタ３６とトランジスタ３８のベース電流
の和である。トランジスタ３８のエミッタ電流すなわち
定電流源３５の電流１ｓｆ （ＩｉｘＡｒ） にすれ
ばこの電流は”’ ”ＦＥｓａ 十１ Ｎ写；）となるｍ （ｈ１ｘｍｓ＋ｈｘＥ３８はトラ
ンジスタ３６゜３８のｈｐｘ ） ）ランジスタロのク
ランプ時の電流ジスタフのｈｙｘ ）前述の通り同一チ
ップ内ではＶＢＭ 、 ｈＦＢ の整合性は非常によく
、又ＩｍとＩ、は等しいからトランジスタ６とトランジ
スタ５７には同じ電流が流れＶＢＥ も等しくなる１以
上の事から、前実施例と同様に差動増幅器のオフセット
量はｈＦＫの絶対値や温度変化の彰ｌ＃ヲ受けることな
く常に安定に保たれる。
正弦波入力の場合、Ｎキ４の実測値が得られたが、この
Ｎは信号波形により異なる。クランプする信号の波形に
応じてダミートランジスタ（第３図の場合トランジスタ
３０、第４図の場合トランジスタ３８）に流す電流を変
えてやればよい、この時、ｈＦＥが変わる恐れがある場
合は。
Ｎは信号波形により異なる。クランプする信号の波形に
応じてダミートランジスタ（第３図の場合トランジスタ
３０、第４図の場合トランジスタ３８）に流す電流を変
えてやればよい、この時、ｈＦＥが変わる恐れがある場
合は。
ｈｙｘが同じになるような電流とした並列接続トランジ
スタの構成にしてもよい、第３図に示した実施例では検
波手段を差動増幅器を用いるものとして説明したが、第
４図に示した実施例ではトランジスタ７のエミッタには
安定な直流電圧を持つ信号が得られるので検波回路だけ
でなく、たとえば映像信号をピーククランプしＦＭ変調
するような磁気記録再生装置の映像信号処理回路に用す
ても好適である。
スタの構成にしてもよい、第３図に示した実施例では検
波手段を差動増幅器を用いるものとして説明したが、第
４図に示した実施例ではトランジスタ７のエミッタには
安定な直流電圧を持つ信号が得られるので検波回路だけ
でなく、たとえば映像信号をピーククランプしＦＭ変調
するような磁気記録再生装置の映像信号処理回路に用す
ても好適である。
以上述べたように本発明によれば、信号をクランプする
トランジスタのＶＩＥと等しい電圧のＶＢＥのトランジ
スタを得られるため、 ｈｐｚの絶対値や温度によっ
てかわるクランプトランジスタのＶｎｘ ｋ完全に補償
できるピーククランプ回路が実現できる。したがって、
ＡＧＣ回路の検波回路に用いればｈｘのばらつきや温度
変化による出力電圧の変動をきわめて小さくできるとい
う効果がある。さらにクランプ電圧の安定化が図れるの
で映像信号音ＦＭ変調する前段のクランプ回路に用いれ
ば発振周波数の安定化が図れるという効果もあり、クラ
ンプ回路をもつすべての装置に利用できる。
トランジスタのＶＩＥと等しい電圧のＶＢＥのトランジ
スタを得られるため、 ｈｐｚの絶対値や温度によっ
てかわるクランプトランジスタのＶｎｘ ｋ完全に補償
できるピーククランプ回路が実現できる。したがって、
ＡＧＣ回路の検波回路に用いればｈｘのばらつきや温度
変化による出力電圧の変動をきわめて小さくできるとい
う効果がある。さらにクランプ電圧の安定化が図れるの
で映像信号音ＦＭ変調する前段のクランプ回路に用いれ
ば発振周波数の安定化が図れるという効果もあり、クラ
ンプ回路をもつすべての装置に利用できる。
５
第１図は、従来のピーククランプ回路の問題を説明する
ための回路図、第２図は回路動作を説明するため信号波
形図、第３図は本発明の一実施例を示す回路図、第４図
は本発明の他の実施例を示す回路図である。 ２・・・可変利得増幅器 ５・・・検波回路６・・・
クランプ用トランジスタ １８・・・クランプ用コンデンサ 、１６゜
ための回路図、第２図は回路動作を説明するため信号波
形図、第３図は本発明の一実施例を示す回路図、第４図
は本発明の他の実施例を示す回路図である。 ２・・・可変利得増幅器 ５・・・検波回路６・・・
クランプ用トランジスタ １８・・・クランプ用コンデンサ 、１６゜
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、一端に信号が供給されるコンデンサと、該コンデン
サの他端にエミッタが接続される第１のトランジスタと
、ベースが上記第１のトランジスタのエミッタに接続さ
れクランプされた信号を取り出す第２のトランジスタを
有するピーククランプ回路において、信号のクランプ期
間に上記第１のトランジスタに流れるエミッタ電流に等
しい電流を発生する電流源と、該電流源からエミッタ電
流が供給される第３のトランジスタとを少なく共具備し
。 該第３のトランジスタのベース＠エミッタ間電圧ニよシ
上記第１のトランジスタのベース・エミッタ間電圧を補
償するようにした事を特徴とするピーククランプ回路。 ２ 上記電流源が第１の電流源と第２の電流源から成シ
、該第１の電流源の電流は上記第２のトランジスタと等
しいエミッタ電流を有するトランジスタのベース電流で
あり、上記第２電流源の電流は上記第１のトランジスタ
の非クランプとクランプの期間比と上記第２のトランジ
スタのエミッタ電流の積に等し込エミッタ電流を有する
少なく共１個以上で構成されるトランジスタのベース電
流の和である事を特徴とする特許請求の範囲第一項記載
のピーククランプ回路
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57209372A JPS59100674A (ja) | 1982-12-01 | 1982-12-01 | ピ−ククランプ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57209372A JPS59100674A (ja) | 1982-12-01 | 1982-12-01 | ピ−ククランプ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59100674A true JPS59100674A (ja) | 1984-06-09 |
Family
ID=16571833
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57209372A Pending JPS59100674A (ja) | 1982-12-01 | 1982-12-01 | ピ−ククランプ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59100674A (ja) |
-
1982
- 1982-12-01 JP JP57209372A patent/JPS59100674A/ja active Pending
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CA1096036A (en) | Dynamic transducer biasing signal amplifying circuitry | |
| EP0196906B1 (en) | Automatic gain control detection circuit | |
| US5345346A (en) | Positive feedback low input capacitance differential amplifier | |
| US4935703A (en) | Low bias, high slew rate operational amplifier | |
| US5323121A (en) | Folded cascode operational amplifier with gain enhancing base current compensation | |
| EP0124944B1 (en) | Peak detector | |
| JP2704245B2 (ja) | 基準電圧発生回路 | |
| US4216436A (en) | High gain differential amplifier | |
| JPS61212933A (ja) | 電子光学的トランスジユーサ | |
| JPS60204107A (ja) | 増幅装置 | |
| JPS6341446B2 (ja) | ||
| JPS59100674A (ja) | ピ−ククランプ回路 | |
| US5424682A (en) | Variable gain amplifier circuit | |
| JPH07509825A (ja) | 熱による歪みが小さい増幅段 | |
| JPH05102755A (ja) | 差動増幅器 | |
| JP3406468B2 (ja) | 定電圧発生回路 | |
| JP2722769B2 (ja) | 利得制御回路 | |
| KR930001882Y1 (ko) | 입력 바이어스 전류 제거회로 | |
| JPS648954B2 (ja) | ||
| JPH0112417Y2 (ja) | ||
| JPS6029229Y2 (ja) | 差動増幅器 | |
| KR960008145Y1 (ko) | 전류원 회로 | |
| JPH0346574Y2 (ja) | ||
| JP2567869B2 (ja) | 電圧／電流変換回路 | |
| JPS6175613A (ja) | 振幅制限回路 |