JPS5897901A - リニアアレイアンテナ - Google Patents
リニアアレイアンテナInfo
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- JPS5897901A JPS5897901A JP19574281A JP19574281A JPS5897901A JP S5897901 A JPS5897901 A JP S5897901A JP 19574281 A JP19574281 A JP 19574281A JP 19574281 A JP19574281 A JP 19574281A JP S5897901 A JPS5897901 A JP S5897901A
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- JP
- Japan
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- conductor
- line
- substrate
- antenna
- impedance
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- Granted
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q21/00—Antenna arrays or systems
- H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
- H01Q21/08—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart the units being spaced along or adjacent to a rectilinear path
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は広帯域なりニアアレイアンテナに関する０
従来、全方向性ビームアンテナの一種に、一枚のテフロ
ン基板の両面に伝送線路上の波長で２分の１波長の長さ
の放射導体部メストリップ導体部とを交互Ｋ、且つ、放
射導体部とストリップ□導体部とが互いに対向位置する
ようにプリントして、非対称平行線路を構成し、このテ
フロン基板を絶縁性の筒で覆った構造の比較的広帯域な
アンテナがあるが、このアンテナをさらに広帯域化する
ためには、線路の特性インピーダンスを比較的高い値に
設定すると共に、放射導体部の幅を広くすればよいこと
が知られている。（「プリント化高利得水平面内無指向
性アンテナ」電子通信学会論文−誌ＶＯＬ Ｊ６３−Ｂ
ｍｌ、 ５５．１ ）しかし力から、上記構造のもの
では、放射導体部の幅を広°くする□にしたがって、特
性インピーダンスが低下し、また特性インピーダンスを
高くす、るにはストリＪ一体部の幅を狭くしなければな
らないが、あまり狭くすると伝送損失が増加する。一方
、放射導体部の幅を広くするとアンテナ外径が太くなり
、実用的なアンテナ形状を確保することができない。そ
の上、テフロン基板は接着が困難であること、高価であ
ること、等の問題があり、おのずと広帯域化するには限
界があった。
ン基板の両面に伝送線路上の波長で２分の１波長の長さ
の放射導体部メストリップ導体部とを交互Ｋ、且つ、放
射導体部とストリップ□導体部とが互いに対向位置する
ようにプリントして、非対称平行線路を構成し、このテ
フロン基板を絶縁性の筒で覆った構造の比較的広帯域な
アンテナがあるが、このアンテナをさらに広帯域化する
ためには、線路の特性インピーダンスを比較的高い値に
設定すると共に、放射導体部の幅を広くすればよいこと
が知られている。（「プリント化高利得水平面内無指向
性アンテナ」電子通信学会論文−誌ＶＯＬ Ｊ６３−Ｂ
ｍｌ、 ５５．１ ）しかし力から、上記構造のもの
では、放射導体部の幅を広°くする□にしたがって、特
性インピーダンスが低下し、また特性インピーダンスを
高くす、るにはストリＪ一体部の幅を狭くしなければな
らないが、あまり狭くすると伝送損失が増加する。一方
、放射導体部の幅を広くするとアンテナ外径が太くなり
、実用的なアンテナ形状を確保することができない。そ
の上、テフロン基板は接着が困難であること、高価であ
ること、等の問題があり、おのずと広帯域化するには限
界があった。
本発明は、上記問題、点を解決するもので、スペーサを
介して基板を互いに平行に配置すると共Ｋ、この２枚の
基板の表部に放射導体部とストリップ導体部とを交互に
プリントして非対称平行線路を構成することにより、線
路の特性インピーダンスを高くして広帯域化したりニア
アレイアンテナを提供するものである。
介して基板を互いに平行に配置すると共Ｋ、この２枚の
基板の表部に放射導体部とストリップ導体部とを交互に
プリントして非対称平行線路を構成することにより、線
路の特性インピーダンスを高くして広帯域化したりニア
アレイアンテナを提供するものである。
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明するＯ
まず、構成について説明する。
第１図は基板１．２の平面図を示すもので、基板１．２
は、ガラス繊維エポキシ樹脂製であって一方の基板１０
表面には、幅ａ、長さ２分のλ（λは線路内波長）の放
射導体部３Ａ、３Ｂと幅ｂＱ、長さ２分のλのストリッ
プ導体部４とを、３人、４．５Ｂの順序で銅箔な用いて
プリン）１どにより配設しており、ガラス繊維エポキシ
樹脂の基板が露出している部分１人と合せて全体の長さ
２λとなつている。他方の基板２は、全体の長さが２６
５λでありて、表面には基板１と同様に放射導体部３Ｃ
１３，３Ｄとストリップ導体部４Ａ、４Ｂとを・−５Ｃ
，４Ａ、３．４Ｂ、３Ｄの順序でプリントしている。５
は外部給電線（図示せず）と本発明のアンテナとを接続
する同軸ケーブル６（第２図示）が貫通する穴、７はケ
ーブル６の外部導体を接続するための穴である。整合回
路用基板８は長さ約４分のλのガラス繊維エポキシ樹脂
製で、表面には幅す、長さ約４分のλのストリップ線路
９をプリントしている。ストリップ線路９０両端には、
穴１０．１１を開設している。
は、ガラス繊維エポキシ樹脂製であって一方の基板１０
表面には、幅ａ、長さ２分のλ（λは線路内波長）の放
射導体部３Ａ、３Ｂと幅ｂＱ、長さ２分のλのストリッ
プ導体部４とを、３人、４．５Ｂの順序で銅箔な用いて
プリン）１どにより配設しており、ガラス繊維エポキシ
樹脂の基板が露出している部分１人と合せて全体の長さ
２λとなつている。他方の基板２は、全体の長さが２６
５λでありて、表面には基板１と同様に放射導体部３Ｃ
１３，３Ｄとストリップ導体部４Ａ、４Ｂとを・−５Ｃ
，４Ａ、３．４Ｂ、３Ｄの順序でプリントしている。５
は外部給電線（図示せず）と本発明のアンテナとを接続
する同軸ケーブル６（第２図示）が貫通する穴、７はケ
ーブル６の外部導体を接続するための穴である。整合回
路用基板８は長さ約４分のλのガラス繊維エポキシ樹脂
製で、表面には幅す、長さ約４分のλのストリップ線路
９をプリントしている。ストリップ線路９０両端には、
穴１０．１１を開設している。
第２図（Ａ）〜（Ｂ）は、それぞれ本発明のアンチ。
ナの横断面図及び縦断面図を示すもので、１２ｔｆｉ絶
縁性の筒、１６はスペーサで、この実施例では比誘電率
が空気に近い値を屯ち、厚さｔｏ、長さ２λの角柱状の
発泡スチロールを使用している。
縁性の筒、１６はスペーサで、この実施例では比誘電率
が空気に近い値を屯ち、厚さｔｏ、長さ２λの角柱状の
発泡スチロールを使用している。
基板１．２は、放射、導体部３Ａ、３．３Ｂとストリッ
プ導体＊４Ａ、４．４Ｂのうち、それぞれ３人と４Ａ１
３と４．３Ｂと４Ｂとが反対方向で互いに対向位置する
ようにスペーサ１３０両面に取付けて非対称平行線路（
アンテナ部分）を構成している。この非対称平行線路の
接続点からアンテナ側を見たインピーダンスはか力り高
いので、同軸ケーブル６のインピーダンス（５０Ω）と
の整合をとるために、整合回路を接続する必要があるが
、この回路部は次のように構成している。
プ導体＊４Ａ、４．４Ｂのうち、それぞれ３人と４Ａ１
３と４．３Ｂと４Ｂとが反対方向で互いに対向位置する
ようにスペーサ１３０両面に取付けて非対称平行線路（
アンテナ部分）を構成している。この非対称平行線路の
接続点からアンテナ側を見たインピーダンスはか力り高
いので、同軸ケーブル６のインピーダンス（５０Ω）と
の整合をとるために、整合回路を接続する必要があるが
、この回路部は次のように構成している。
整合回路用基板８ｉ、第２図（Ａ） のように基板２
の左側端部から、４分のλだけ右側へ、且つ基板２側か
ら中心軸方向に向けてｔの高さに基板２と平行に配置し
ている。同軸ケーブル６の内部導体６ａの芯線は整合回
路用基板８０穴１０に取付けてストリップ線路９の一端
と接続し、同軸ケーブル６の外部導体６ｂは、給電用基
板２の穴７に接続している。ストリップ線路９の他端は
コンデンサ１４を介して放射導体部３人と接続して、第
３図示のような整合回路１５を構成している。
の左側端部から、４分のλだけ右側へ、且つ基板２側か
ら中心軸方向に向けてｔの高さに基板２と平行に配置し
ている。同軸ケーブル６の内部導体６ａの芯線は整合回
路用基板８０穴１０に取付けてストリップ線路９の一端
と接続し、同軸ケーブル６の外部導体６ｂは、給電用基
板２の穴７に接続している。ストリップ線路９の他端は
コンデンサ１４を介して放射導体部３人と接続して、第
３図示のような整合回路１５を構成している。
なお、コンデンサ１４は電圧定在波比（以下ｖＳＷＲと
記す）および中心周波数の調整用である。
記す）および中心周波数の調整用である。
なお、放射導体部３Ｃと同軸ケーブル６とを平行に布設
することにより、同軸ケーブル６の外部導体と放射導体
部３Ｃの裏面との間−で平行分岐回路１６を構成して同
軸ケーブル６の外部導体に不平衡電流が流れないように
している。
することにより、同軸ケーブル６の外部導体と放射導体
部３Ｃの裏面との間−で平行分岐回路１６を構成して同
軸ケーブル６の外部導体に不平衡電流が流れないように
している。
このような構成のアンテナ部と整合回路部とは＠２図示
のように絶縁性の筒１２に内接した状態で収納されてい
る。１２３は筒１２のキャップ、１７は同軸ケーブル６
を外部給電１ｉｔ（図示せず）に接続するための端子で
ある。
のように絶縁性の筒１２に内接した状態で収納されてい
る。１２３は筒１２のキャップ、１７は同軸ケーブル６
を外部給電１ｉｔ（図示せず）に接続するための端子で
ある。
次に、動作について説明する。
まず、本発明のアンテナ構造では、伝送路の特性インピ
ーダンスの値を従来のものより高い値と、なるように改
良してｖｓｗａの周波数特性を広帯域化していること式
ついて説明する。
ーダンスの値を従来のものより高い値と、なるように改
良してｖｓｗａの周波数特性を広帯域化していること式
ついて説明する。
まずａ ＋ 放射導体部の幅
ｂｏ＋ ストリップ導体部の幅
ｔ′Ｏ１非対称平行線路間の厚さ
ｔｓ ｌ 非対称平行線路の比誘電率Ｚｏ ＋ 非
対称平行線路の特性インピーダンスとすると、放射導体
部の幅ａ１ストリップ導体部の幅ｂ□ 、の非対称平行
線路の各部の等価半径ｒ１、ｒ２は 幅８の導体に対する；幅ｂ□の差電位係数をＰｌ （２
）、幅ｂ□の導体に対する幅ａの差電位係数をＰ２（１
）である。ここで、 Ｌ：線路の単位長当りのインダクタンスＣＩ静電容量 Ｍｌ線路内伝搬速度 Ｕ＋自由空間伝搬速度（３×１０８ｍ／、）とすると、 ｖ＝１／憚＝Ｕ／、Ｆ：、 ・・・・・・（３）
ｚｏ＝匹Ｗ ・・・・・・（４）となり
、ε、＝１の時の静電容量をＣ８とするとＣ＝ｇｓ Ｃ
ｏ ・・曲（５）１／ｃ、 ＝
Ｐｌ（２） ” Ｐ２（１） ””” （６）
式（１）を（２）に代入し常用対数に換算しそれらを式
（７）に代入し、整理すると、伝送路の特性インピーダ
ンスＺ。は次式で与えられる。
対称平行線路の特性インピーダンスとすると、放射導体
部の幅ａ１ストリップ導体部の幅ｂ□ 、の非対称平行
線路の各部の等価半径ｒ１、ｒ２は 幅８の導体に対する；幅ｂ□の差電位係数をＰｌ （２
）、幅ｂ□の導体に対する幅ａの差電位係数をＰ２（１
）である。ここで、 Ｌ：線路の単位長当りのインダクタンスＣＩ静電容量 Ｍｌ線路内伝搬速度 Ｕ＋自由空間伝搬速度（３×１０８ｍ／、）とすると、 ｖ＝１／憚＝Ｕ／、Ｆ：、 ・・・・・・（３）
ｚｏ＝匹Ｗ ・・・・・・（４）となり
、ε、＝１の時の静電容量をＣ８とするとＣ＝ｇｓ Ｃ
ｏ ・・曲（５）１／ｃ、 ＝
Ｐｌ（２） ” Ｐ２（１） ””” （６）
式（１）を（２）に代入し常用対数に換算しそれらを式
（７）に代入し、整理すると、伝送路の特性インピーダ
ンスＺ。は次式で与えられる。
従って、上記式（８）より、放射インピーダンス自体の
広帯域性を保ち特性インピーダンスＺ。を高くするには
、比誘電率、６５、ストリップ導体部の幅ｂｏを小さく
し、非対称平行線路間の厚さｔ。
広帯域性を保ち特性インピーダンスＺ。を高くするには
、比誘電率、６５、ストリップ導体部の幅ｂｏを小さく
し、非対称平行線路間の厚さｔ。
を大きくすれはよい。そこで、この実施例では基板１．
２に比誘電゛率ξ、中４．２の値をもつガラス繊維エポ
キシ樹脂を用い、スペーサ１３として比誘電率がはソ空
気に近い発泡スチロールを用いている。この場合には非
対称平行線路の合成比誘電率ははソスペーサ１．５の比
誘電率に依存して決まる。
２に比誘電゛率ξ、中４．２の値をもつガラス繊維エポ
キシ樹脂を用い、スペーサ１３として比誘電率がはソ空
気に近い発泡スチロールを用いている。この場合には非
対称平行線路の合成比誘電率ははソスペーサ１．５の比
誘電率に依存して決まる。
試作例では発泡スチロールを用いたスペーサ１３の厚さ
ｔ□ ＝ １１）、５ ｍｍ、ガラス繊維エボ千シ樹脂
基板を用い、その放射導体部の幅ａ＝２４ｍｍ、基板の
厚さ１．５ ｍｍの場合には、非対称平行線路の合成比
誘電率ｔ、 ＝ １．８と小さくなり、安価なガラス繊
維工：ボキシ樹脂の基板を用いても特性インピーダンス
Ｚ。−が大きくなり、広帯域化が可能である。さらに、
従来のように一枚のテフロン基板の表裏に構成した非対
称平行線路間の厚さ１ｏに比べて、本発明のものは、非
対称平行線絡間にスペーサ１３．が介在しているのでｔ
’ が大。
ｔ□ ＝ １１）、５ ｍｍ、ガラス繊維エボ千シ樹脂
基板を用い、その放射導体部の幅ａ＝２４ｍｍ、基板の
厚さ１．５ ｍｍの場合には、非対称平行線路の合成比
誘電率ｔ、 ＝ １．８と小さくなり、安価なガラス繊
維工：ボキシ樹脂の基板を用いても特性インピーダンス
Ｚ。−が大きくなり、広帯域化が可能である。さらに、
従来のように一枚のテフロン基板の表裏に構成した非対
称平行線路間の厚さ１ｏに比べて、本発明のものは、非
対称平行線絡間にスペーサ１３．が介在しているのでｔ
’ が大。
となる。従って式（８）より特性インピーダンスＺ。
を大にすることができ、かつまた、伝送路の誘電体損失
は主、としてスペーサ１３の損失係数に依存。
は主、としてスペーサ１３の損失係数に依存。
することになるから、スペーサとして誘電体損の十分小
さいものを用いればガラス繊維エポキシ樹脂固有の大き
な誘電体損の影替が緩和されるため、伝送路の伝送損失
を小さくできる。
さいものを用いればガラス繊維エポキシ樹脂固有の大き
な誘電体損の影替が緩和されるため、伝送路の伝送損失
を小さくできる。
整合回路１５は４分のλの非対称平行線路に直列にコン
デンサ１４を接続して構成しているので、平行線路の間
隙ｔ（基板２と整合回路用基板８との間隙）とコンデン
サ１４の値を調整することによりＶＳＷＲ及び指定周波
数の調整ができる。
デンサ１４を接続して構成しているので、平行線路の間
隙ｔ（基板２と整合回路用基板８との間隙）とコンデン
サ１４の値を調整することによりＶＳＷＲ及び指定周波
数の調整ができる。
次いで、Ｖ８ＷＲの周波数特性について［４図〜第５図
を参照して説明する。
を参照して説明する。
第４図は非対称平行線路を平面状に展開したもので、Ｐ
１２からアンテナ側を見たインピーダンスは、放射導体
部５Ｄと６Ｂの放射インピーダンスをそれぞれ４分のλ
の分布定数回路を介して直列゛接続したものと近似的に
みなすことができるから、ＰＰＰ 点から見たインピ
ーダンスも同２３−３４ ％ ４５ 様である。従って、第４図に示す非対称平行線路の等偵
回路は第５図に示すようになる。以下、この等価回路に
より同軸ケーブル６側からこのアンテナを見たＶＳＷＲ
の周波数特性を求める。
１２からアンテナ側を見たインピーダンスは、放射導体
部５Ｄと６Ｂの放射インピーダンスをそれぞれ４分のλ
の分布定数回路を介して直列゛接続したものと近似的に
みなすことができるから、ＰＰＰ 点から見たインピ
ーダンスも同２３−３４ ％ ４５ 様である。従って、第４図に示す非対称平行線路の等偵
回路は第５図に示すようになる。以下、この等価回路に
より同軸ケーブル６側からこのアンテナを見たＶＳＷＲ
の周波数特性を求める。
第４図〜Ｍ５図において、放射導体部の長さ！、幅ａ、
ス） ＩＪツブ導体部の幅ｂｏ とし、各放射基７体部
６．６Ａ〜３Ｄへ流れる放射電流は全て等しいとみなす
とともに、第５図示のように各部のインピーダンスを定
めると、各素子の放射インピーダンスは自己インピーダ
ンスとそれぞれの素子との相互インピーダンスの和とし
て、 ｚｒ１＝ｚ１１＋ｚ１２＋Ｚ１Ｓ＋ｚ１４＋ｚ１５＝
”ｒ、＋ Ｊ ｘｒ１＋＋＋＋Ｉ （９）Ｚｒ２＝Ｚ２
２＋Ｚ２１＋ｚ２３＋Ｚ２４＋ｚ２５＝ｚ１１＋２Ｚ１
ｉ＋Ｚ１３＋Ｚ１４ ＝ＦＬｒ２＋ｊＸｒ２・・曲（１ｏ） ”ｒ３ ＝ ”３３ ” ｚ３２ ” ”３１ ” Ｚ
５４ ” ｚ３５＝ｚ１１＋２Ｚ１２＋２Ｚ、３ ＝ Ｒｒ３＋ ｊ Ｘ、、 −（１１
）ｚｒ４ ” Ｚ４４．” ”４Ｂ ＋”４２ ” ”
４１ ” Ｚ４５＝ｚｒ２ ・
・曲（１２）ｚｒ５＝Ｚ５５＋Ｚ５４＋ｚ５３＋Ｚ５２
＋Ｚ５１＝Ｚｒ１ ・・曲（
１３）である。ここで、自己インピーダンス”１１、Ｚ
２□・・・・・・のｆＩｉ＃′ｉ近似度を上げるため、
バレンの方法により計算された第６図により求める。Ｚ
、Ｚ１２ １３ ・・・・・・等の相互インピーダンスは、一般に約２分
のλのアンテナ２本が互いにずれて一定の間隔で平行に
配置された構成のアンテナについて求めた値から、第７
図（周波数２６２．５ＭＨｚアンテナ全長１＝０．４２
５ｍ、間隔ｄ＝（ｌとして計算して求めたグラフ）によ
り求める。
ス） ＩＪツブ導体部の幅ｂｏ とし、各放射基７体部
６．６Ａ〜３Ｄへ流れる放射電流は全て等しいとみなす
とともに、第５図示のように各部のインピーダンスを定
めると、各素子の放射インピーダンスは自己インピーダ
ンスとそれぞれの素子との相互インピーダンスの和とし
て、 ｚｒ１＝ｚ１１＋ｚ１２＋Ｚ１Ｓ＋ｚ１４＋ｚ１５＝
”ｒ、＋ Ｊ ｘｒ１＋＋＋＋Ｉ （９）Ｚｒ２＝Ｚ２
２＋Ｚ２１＋ｚ２３＋Ｚ２４＋ｚ２５＝ｚ１１＋２Ｚ１
ｉ＋Ｚ１３＋Ｚ１４ ＝ＦＬｒ２＋ｊＸｒ２・・曲（１ｏ） ”ｒ３ ＝ ”３３ ” ｚ３２ ” ”３１ ” Ｚ
５４ ” ｚ３５＝ｚ１１＋２Ｚ１２＋２Ｚ、３ ＝ Ｒｒ３＋ ｊ Ｘ、、 −（１１
）ｚｒ４ ” Ｚ４４．” ”４Ｂ ＋”４２ ” ”
４１ ” Ｚ４５＝ｚｒ２ ・
・曲（１２）ｚｒ５＝Ｚ５５＋Ｚ５４＋ｚ５３＋Ｚ５２
＋Ｚ５１＝Ｚｒ１ ・・曲（
１３）である。ここで、自己インピーダンス”１１、Ｚ
２□・・・・・・のｆＩｉ＃′ｉ近似度を上げるため、
バレンの方法により計算された第６図により求める。Ｚ
、Ｚ１２ １３ ・・・・・・等の相互インピーダンスは、一般に約２分
のλのアンテナ２本が互いにずれて一定の間隔で平行に
配置された構成のアンテナについて求めた値から、第７
図（周波数２６２．５ＭＨｚアンテナ全長１＝０．４２
５ｍ、間隔ｄ＝（ｌとして計算して求めたグラフ）によ
り求める。
次に、第５図示の各等価給電点インピーダンスＺｉに
ｚｉ２、Ｚｉ３、Ｚａｌ、”ａ２を求メル。放射導体部
３．３Ａ〜３Ｄの幅ａの等価半径ｒ１ｉｊ式（１）より
ｒ１＝ａ／４であるから、放射導体部の特性インピー
ダンスＷ６は １ ｗｅ＝ ６０ ｌｏｇ、 −・・・・−（１４）となる
。上記式（１つを用いて第５図示の各等価給電点インピ
ーダンス、ｚｉｌ、”ｉ２、ＺｉＳオ！ ヒ［４図示の
Ｐ ％ Ｐ 及びＰ’ Ｐ 点からアンチ１２
４５ ２３ ％ Ｓ４す側を見たイ
ンピーダンスｚａ１、ｚａ２け＝Ｒ１１＋ｊＸｉ１
・・・・・・（１５）” ”ｉ２” ｊ
Ｘｉ２ ・・・・・・（１６）＝ルミｓ
” Ｊ ｘｉｓ ・・・・・・（１７
）Ｚａ１＝Ｚｉ１＋Ｚｉ２＝Ｒ１１＋Ｒｉ２＋ｊ（Ｘｉ
１＋Ｘ１２）＝Ｒａ１＋ｊＸａ１・・・・・・（１８）
Ｚ、２＝ Ｚｉ２＋Ｚｉｓ＝Ｒｉ２＋”ｉｓ＋ ｊ （
Ｘｉ２＋Ｘ１３）” ”ａ２ ” Ｊ Ｘａ２
・・・・・・（１９）である。但し Ｔ＝ｔａｎβｌ／２ ＝ ｔａｎｒ ｆ ｌ ＪＴ’；÷１５０÷２・・・・
・・（２０）ｌ：放射導体部の長さ を示している。
ｚｉ２、Ｚｉ３、Ｚａｌ、”ａ２を求メル。放射導体部
３．３Ａ〜３Ｄの幅ａの等価半径ｒ１ｉｊ式（１）より
ｒ１＝ａ／４であるから、放射導体部の特性インピー
ダンスＷ６は １ ｗｅ＝ ６０ ｌｏｇ、 −・・・・−（１４）となる
。上記式（１つを用いて第５図示の各等価給電点インピ
ーダンス、ｚｉｌ、”ｉ２、ＺｉＳオ！ ヒ［４図示の
Ｐ ％ Ｐ 及びＰ’ Ｐ 点からアンチ１２
４５ ２３ ％ Ｓ４す側を見たイ
ンピーダンスｚａ１、ｚａ２け＝Ｒ１１＋ｊＸｉ１
・・・・・・（１５）” ”ｉ２” ｊ
Ｘｉ２ ・・・・・・（１６）＝ルミｓ
” Ｊ ｘｉｓ ・・・・・・（１７
）Ｚａ１＝Ｚｉ１＋Ｚｉ２＝Ｒ１１＋Ｒｉ２＋ｊ（Ｘｉ
１＋Ｘ１２）＝Ｒａ１＋ｊＸａ１・・・・・・（１８）
Ｚ、２＝ Ｚｉ２＋Ｚｉｓ＝Ｒｉ２＋”ｉｓ＋ ｊ （
Ｘｉ２＋Ｘ１３）” ”ａ２ ” Ｊ Ｘａ２
・・・・・・（１９）である。但し Ｔ＝ｔａｎβｌ／２ ＝ ｔａｎｒ ｆ ｌ ＪＴ’；÷１５０÷２・・・・
・・（２０）ｌ：放射導体部の長さ を示している。
以上より、ＶＳＷＲの周波ａ４１１Ｆ性を計算するため
の関係式は第５図示の等価回路から、順次各等価給一点
インピーダンスが接続された平行線路の入力インピーダ
ンスを求め、それらの合成により、同軸ケーブル６か゛
ら右を見たインピーダンスを計算すると、 ＝瓜２ ＋ ｊ Ｘ１２ ・・・・・・（
２１）＝ Ｒ２＋ Ｉ Ｘ２ ・・・・・
・（２２）−Ｒ＋ ｊ Ｘ１３ ′ ・・
・・・・（２Ｓ）３ １ ＋ ＦＡＴ３＋ ｊ ＱＡＴ３ −Ｒ３＋ Ｊ Ｘｓ ・・曲（２４）”
”ｔ４ ” Ｊ Ｘｔａ ・・・
川 （２５）＝へ＋ｊＸ５ 曲・・（２７
）で表わされる。
の関係式は第５図示の等価回路から、順次各等価給一点
インピーダンスが接続された平行線路の入力インピーダ
ンスを求め、それらの合成により、同軸ケーブル６か゛
ら右を見たインピーダンスを計算すると、 ＝瓜２ ＋ ｊ Ｘ１２ ・・・・・・（
２１）＝ Ｒ２＋ Ｉ Ｘ２ ・・・・・
・（２２）−Ｒ＋ ｊ Ｘ１３ ′ ・・
・・・・（２Ｓ）３ １ ＋ ＦＡＴ３＋ ｊ ＱＡＴ３ −Ｒ３＋ Ｊ Ｘｓ ・・曲（２４）”
”ｔ４ ” Ｊ Ｘｔａ ・・・
川 （２５）＝へ＋ｊＸ５ 曲・・（２７
）で表わされる。
一方、反射係数をｒ、ＶＳＷＲを８とすると、で表わさ
れる。従って、第６図から自己°インビー。
れる。従って、第６図から自己°インビー。
ダンス、第７図から相互インピーダンスを求め、式（９
）〜式（Ｓｌ）を適用してＶＳＷＲの周波数特性を電子
計算機を用いて計算することができる。計算結果は後述
の蒙８図に点線で示されているように、ＶＳＷＲ２，０
以下の周波数帯域幅２３ ＭＨｚ テある。
）〜式（Ｓｌ）を適用してＶＳＷＲの周波数特性を電子
計算機を用いて計算することができる。計算結果は後述
の蒙８図に点線で示されているように、ＶＳＷＲ２，０
以下の周波数帯域幅２３ ＭＨｚ テある。
次に、２６０ＭＨｚ帯で使用する試作品について説明す
る。
る。
第１図〜第３図において、非対称平行線路部は放射導体
部３．３Ａ〜３Ｄの幅ａ ＝ ２４ ｍｍ 、 ストリ
ップ導体部４．４Ａ〜４Ｂの幅ｂ□ ＝ ｊ ｍｍ 。
部３．３Ａ〜３Ｄの幅ａ ＝ ２４ ｍｍ 、 ストリ
ップ導体部４．４Ａ〜４Ｂの幅ｂ□ ＝ ｊ ｍｍ 。
非対称平行線路間の厚さｔ′０＝１９．５ｍｍとし、５
区間の放射導体部の全長を２１２５ｍｍとした。なお、
この時の非対称平行線路の合成比誘電率は１．８であっ
た。整合回路１５は、ストリップ線路９０幅ｂ＝４ｍｍ
、基板２からの距離ｔ ＝ ９ ｍｍ。
区間の放射導体部の全長を２１２５ｍｍとした。なお、
この時の非対称平行線路の合成比誘電率は１．８であっ
た。整合回路１５は、ストリップ線路９０幅ｂ＝４ｍｍ
、基板２からの距離ｔ ＝ ９ ｍｍ。
Ｃ＝２．ＩＰＦとした。なお、整合回路１５を完全。
Ｋ調整することにより、ｖｓｗａの帯域幅をかたシ広げ
ることができた。
ることができた。
第８図はＶＳＷＲの周波数特性を示すもので、実線は試
作アンテナを用いて測定した実測値、点線は計算値を示
しており、実測値でＶ ８ Ｗ Ｒ２，０以下の周波数
帯域幅２４．５ ＭＨｚが得られた。このように、実測
値は上記に述べた理論的な計算式から導ひいた計算値と
も比較的よい一致を見せている。々お、計算値と実測値
のずれは主に各部寸法等が正確に数値解析に反映し得か
かったための誤差である。
作アンテナを用いて測定した実測値、点線は計算値を示
しており、実測値でＶ ８ Ｗ Ｒ２，０以下の周波数
帯域幅２４．５ ＭＨｚが得られた。このように、実測
値は上記に述べた理論的な計算式から導ひいた計算値と
も比較的よい一致を見せている。々お、計算値と実測値
のずれは主に各部寸法等が正確に数値解析に反映し得か
かったための誤差である。
１８９図（Ｉｎ’）、（ｂ）、（Ｃ）は、上記試作アン
テナを用いて垂直面内の放射パターンを測定したもので
、第９図（ａ）は周波数２４５ＭＨｚ、（ｂ）図は２６
ＱＭ）Ｉｚ、（Ｃ）図は２７５ ＭＨｚの場合を示して
いる。これらの測定結果よシ明らかなように、垂直面内
の指向特性を示すメインロープは広帯域にわたって水平
方向によく集中している。
テナを用いて垂直面内の放射パターンを測定したもので
、第９図（ａ）は周波数２４５ＭＨｚ、（ｂ）図は２６
ＱＭ）Ｉｚ、（Ｃ）図は２７５ ＭＨｚの場合を示して
いる。これらの測定結果よシ明らかなように、垂直面内
の指向特性を示すメインロープは広帯域にわたって水平
方向によく集中している。
また、本発明によるアンテナと標準ダイポールアンテナ
との比較測定の結果、導体抵抗損および誘電体損はほと
んど無視することができることを確認した。また、水平
面内指向特性の真円度は０．１ ｄＢ 以下テア−）＊
。サラＫ、Ｖ Ｓ Ｗ Ｒ２，０以下の動作利得は、２
分のλの標準ダイポールアンテナ比で３ ｄＢ以上であ
り、比帯域は９．４２９６であった。
との比較測定の結果、導体抵抗損および誘電体損はほと
んど無視することができることを確認した。また、水平
面内指向特性の真円度は０．１ ｄＢ 以下テア−）＊
。サラＫ、Ｖ Ｓ Ｗ Ｒ２，０以下の動作利得は、２
分のλの標準ダイポールアンテナ比で３ ｄＢ以上であ
り、比帯域は９．４２９６であった。
以上述べたように、本発明によれば、スペーサを介して
非対称平行線路を構成したので、伝送線路の合成比誘電
率を小さくすることができ、ｖＳＷＲを広帯域にするこ
とができると共に、従来より本細いアンテナ外径で広帯
域なアンテナを得ることができる。スペーサの誘電体損
も考慮できるので、基板として安価で誘電体損失の大き
な材質を用いても非対称平行線路の合成誘電体損失を小
さくすることができる。
非対称平行線路を構成したので、伝送線路の合成比誘電
率を小さくすることができ、ｖＳＷＲを広帯域にするこ
とができると共に、従来より本細いアンテナ外径で広帯
域なアンテナを得ることができる。スペーサの誘電体損
も考慮できるので、基板として安価で誘電体損失の大き
な材質を用いても非対称平行線路の合成誘電体損失を小
さくすることができる。
図面は本発明の実施例を示すもので、第１図は基板１．
２の平面図及び整合回路用基板８の平面図、第２図（Ａ
）はアンテナの横断面図、第２図（Ｂ）は第２図（Ａ）
Ｂ−８６断面図、第３図はアンテナの要部断面図、第４
図は結線図、第５図は第４図の等価回路図、第６図は線
状アンテナの自己インピーダンスを求めるグラフ、第７
図は相互インピーダンスを求めるグラフ、第８図はＶＳ
ＷＲの周波数特性を示すグラフ、第９図（ａ）、（ｂ）
、（Ｃ）は垂直面内の放射パターンを示す図である。 １．２・・・基板 ５．３Ａ、３Ｂ、３Ｃ１６Ｄ・・・放射導体部４．４Ａ
、４Ｂ・・・ストリップ導体部１３・・・スペーサ 特許出願人 日本船舶通信株式会社 手続−正置（方式） 昭和５７年８１月１′、８日 特許庁長官 島田春樹 殿 １、事件の表示 昭和５ｂｌｌＰＩＩＩｆｆ厘第１９
５７４２号２、発−の名称 リニアアレイアンテナ＆
補正をする者 （発送日 昭和５７１１１１５月３０日）５、補正の対
象 明細書の発明の詳細な説明の欄、明細書の図面の簡単な
説明の欄及び図面。 （２）第１９頁１４行「第６図は・・・・・・」から、
同頁１６行「を求めるグラフ」までを削除して、次文を
加入する。 ［第６図は放射導体部の等価半径ｄ′をパラメータとし
てバレンの方法により線状アンテナの自己（放射）イン
ピーダンスを求めるグラフでに点で縦軸のスケール変更
している。第７図は長さｊのアンテナ間の相互インピー
ダンスを求めるグラフ、」 （３）第６図、第７図を削除し、別紙訂正図面を提出す
る。 以上
２の平面図及び整合回路用基板８の平面図、第２図（Ａ
）はアンテナの横断面図、第２図（Ｂ）は第２図（Ａ）
Ｂ−８６断面図、第３図はアンテナの要部断面図、第４
図は結線図、第５図は第４図の等価回路図、第６図は線
状アンテナの自己インピーダンスを求めるグラフ、第７
図は相互インピーダンスを求めるグラフ、第８図はＶＳ
ＷＲの周波数特性を示すグラフ、第９図（ａ）、（ｂ）
、（Ｃ）は垂直面内の放射パターンを示す図である。 １．２・・・基板 ５．３Ａ、３Ｂ、３Ｃ１６Ｄ・・・放射導体部４．４Ａ
、４Ｂ・・・ストリップ導体部１３・・・スペーサ 特許出願人 日本船舶通信株式会社 手続−正置（方式） 昭和５７年８１月１′、８日 特許庁長官 島田春樹 殿 １、事件の表示 昭和５ｂｌｌＰＩＩＩｆｆ厘第１９
５７４２号２、発−の名称 リニアアレイアンテナ＆
補正をする者 （発送日 昭和５７１１１１５月３０日）５、補正の対
象 明細書の発明の詳細な説明の欄、明細書の図面の簡単な
説明の欄及び図面。 （２）第１９頁１４行「第６図は・・・・・・」から、
同頁１６行「を求めるグラフ」までを削除して、次文を
加入する。 ［第６図は放射導体部の等価半径ｄ′をパラメータとし
てバレンの方法により線状アンテナの自己（放射）イン
ピーダンスを求めるグラフでに点で縦軸のスケール変更
している。第７図は長さｊのアンテナ間の相互インピー
ダンスを求めるグラフ、」 （３）第６図、第７図を削除し、別紙訂正図面を提出す
る。 以上
Claims (1)
- （１）絶縁性の筒で覆われたリニアアレイアンチ・すに
おいて、 間隙を介して互いに平行に配置してあり、表面にそれぞ
れ放射導体部とストリップ導体部とを交互圧配設して非
対称平行゛線路を構成する基板と、この基板の上記間隙
に介在するスペーサと、を具備することを特徴とするり
ニアアレイアンテナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19574281A JPS5897901A (ja) | 1981-12-07 | 1981-12-07 | リニアアレイアンテナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19574281A JPS5897901A (ja) | 1981-12-07 | 1981-12-07 | リニアアレイアンテナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5897901A true JPS5897901A (ja) | 1983-06-10 |
| JPH0254682B2 JPH0254682B2 (ja) | 1990-11-22 |
Family
ID=16346208
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19574281A Granted JPS5897901A (ja) | 1981-12-07 | 1981-12-07 | リニアアレイアンテナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5897901A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4972196A (en) * | 1987-09-15 | 1990-11-20 | Board Of Trustees Of The Univ. Of Illinois | Broadband, unidirectional patch antenna |
| US5339089A (en) * | 1990-11-23 | 1994-08-16 | Andrew Corporation | Antenna structure |
| US5363115A (en) * | 1992-01-23 | 1994-11-08 | Andrew Corporation | Parallel-conductor transmission line antenna |
-
1981
- 1981-12-07 JP JP19574281A patent/JPS5897901A/ja active Granted
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4972196A (en) * | 1987-09-15 | 1990-11-20 | Board Of Trustees Of The Univ. Of Illinois | Broadband, unidirectional patch antenna |
| US5339089A (en) * | 1990-11-23 | 1994-08-16 | Andrew Corporation | Antenna structure |
| US5363115A (en) * | 1992-01-23 | 1994-11-08 | Andrew Corporation | Parallel-conductor transmission line antenna |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0254682B2 (ja) | 1990-11-22 |
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