JPS5882971A - 直流エレベ−タ−の制御装置 - Google Patents
直流エレベ−タ−の制御装置Info
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- JPS5882971A JPS5882971A JP56182453A JP18245381A JPS5882971A JP S5882971 A JPS5882971 A JP S5882971A JP 56182453 A JP56182453 A JP 56182453A JP 18245381 A JP18245381 A JP 18245381A JP S5882971 A JPS5882971 A JP S5882971A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直流エレベータ−の制御装置に係り、特に３相
全波サイリスタブリツジを用いた直流エレベータ−制御
装置に関するものである。
全波サイリスタブリツジを用いた直流エレベータ−制御
装置に関するものである。
３相交流電源から可変直流電圧を得て、それを直流電動
機の電機子に与えるようにしてなるエレベータ−の制御
装置を第１図に示す。３相交流電源Ｅ、からのＵ、Ｖ、
Ｗの３相の電圧を６個のサイリスタＵ＋ ＋ Ｕｔ ＋
Ｌ ＋ Ｖ２ ｓ Ｗ＋ ＋ Ｗｚよりなる３相全波
サイリスタブリツジの交流端子に与えたときの３相全波
サイリスタブリツジの出力電圧ＥＬは、各サイリスタの
ゲートパルスを発生する位相を制御することによって制
御され、シーブＳを回転することによってロープＲを介
してカウンターウェイトＣＷとつるべ状に吊シ下けられ
たケージＣを駆動する直流電動機の電機子Ｍに印加され
る。
機の電機子に与えるようにしてなるエレベータ−の制御
装置を第１図に示す。３相交流電源Ｅ、からのＵ、Ｖ、
Ｗの３相の電圧を６個のサイリスタＵ＋ ＋ Ｕｔ ＋
Ｌ ＋ Ｖ２ ｓ Ｗ＋ ＋ Ｗｚよりなる３相全波
サイリスタブリツジの交流端子に与えたときの３相全波
サイリスタブリツジの出力電圧ＥＬは、各サイリスタの
ゲートパルスを発生する位相を制御することによって制
御され、シーブＳを回転することによってロープＲを介
してカウンターウェイトＣＷとつるべ状に吊シ下けられ
たケージＣを駆動する直流電動機の電機子Ｍに印加され
る。
ゲートパルスを発生する位相（サイリスタＵ。
については、Ｕ、Ｗ相の電圧が正に切り替った時点から
の電気角の遅れで表わすことができ、以後これを制御遅
れ角と称する。）がαであるときの直流出力電圧ＥＬは
、 Ｅ・＝３ａ・Ｅ、・・・α ・・・・・・・・・・・・
（１）π で表わされるが、制御遅れ角αが零で、直流出力電圧Ｅ
ｔ、が最大のときと、α＝９０°で直流出力電圧ＥＬが
零のときの出力電圧波形、Ｕ相電圧波形、Ｕ相電流波形
の関係は、第２図（ａ）、 （ｂ）に示すようになる。
の電気角の遅れで表わすことができ、以後これを制御遅
れ角と称する。）がαであるときの直流出力電圧ＥＬは
、 Ｅ・＝３ａ・Ｅ、・・・α ・・・・・・・・・・・・
（１）π で表わされるが、制御遅れ角αが零で、直流出力電圧Ｅ
ｔ、が最大のときと、α＝９０°で直流出力電圧ＥＬが
零のときの出力電圧波形、Ｕ相電圧波形、Ｕ相電流波形
の関係は、第２図（ａ）、 （ｂ）に示すようになる。
第２図（ａ）は、直流電動機の電機子Ｍの時定数が電源
の周期より十分長いと仮定し、かつ、負荷の直流電圧Ｅ
ｏ）つまシ、直流電動機の逆起電力が出力電圧Ｅｔ、よ
りわずかに低い値となっていると仮定した場合の波形で
あり、Ｕｖ 、 Ｖｖ。
の周期より十分長いと仮定し、かつ、負荷の直流電圧Ｅ
ｏ）つまシ、直流電動機の逆起電力が出力電圧Ｅｔ、よ
りわずかに低い値となっていると仮定した場合の波形で
あり、Ｕｖ 、 Ｖｖ。
Ｗｖは相電圧、ＥＬは出力電圧、Ｕ■はＵ相電流である
。
。
出力電圧ＥＬが最大のときには、Ｕ相電流Ｕｒの中心値
がＵ相電圧Ｕｖの中心値（最大値）に一致しており、Ｕ
相電流ＵＩの基本波成分の位相は、Ｕ相電圧Ｕｖと一致
しており、力率はこのような制御方式としては最高のも
のとなる。
がＵ相電圧Ｕｖの中心値（最大値）に一致しており、Ｕ
相電流ＵＩの基本波成分の位相は、Ｕ相電圧Ｕｖと一致
しており、力率はこのような制御方式としては最高のも
のとなる。
しかし、第２図（ｂ）に示すように、出力電圧ＥＬが零
である場合は、Ｕ相電流Ｕｌの中心がＵ相電圧Ｕｖの零
の点にあり、Ｕ相電流Ｕｒの基本波成分は、Ｕ相電圧Ｕ
ｖから９０’遅れており、力率零であるといえる。この
ように、３相全波サイ」ノスタプリツジの点弧角を制御
することにより、出力電圧Ｅｔ、を制御する方式は、特
に出力電圧Ｅｘ。
である場合は、Ｕ相電流Ｕｌの中心がＵ相電圧Ｕｖの零
の点にあり、Ｕ相電流Ｕｒの基本波成分は、Ｕ相電圧Ｕ
ｖから９０’遅れており、力率零であるといえる。この
ように、３相全波サイ」ノスタプリツジの点弧角を制御
することにより、出力電圧Ｅｔ、を制御する方式は、特
に出力電圧Ｅｘ。
が低い範囲で力率が悪くなるという欠点を有する。
また、３相全波ブリッジ回路の出力電圧Ｅｔ、について
は、電源周波数の６倍の周波数のものを基本波にしたリ
ップル成分が含まれるが、このリップル分は、出力電圧
ＥＬが高いほど低く、出力電圧ＥＬが零のとき最大とな
り、第２図（ａ）、 （ｂ）のＵ相電流Ｕｗの脈動から
れかるように、出力電圧ＥＬが低いときには、出力電流
のリップル分が大きくなる。このた追、出力電流の平均
値が等しい場合、出力電圧ＥＬが低いほど直流電動機の
電磁騒音が大きくなる傾向にある。
は、電源周波数の６倍の周波数のものを基本波にしたリ
ップル成分が含まれるが、このリップル分は、出力電圧
ＥＬが高いほど低く、出力電圧ＥＬが零のとき最大とな
り、第２図（ａ）、 （ｂ）のＵ相電流Ｕｗの脈動から
れかるように、出力電圧ＥＬが低いときには、出力電流
のリップル分が大きくなる。このた追、出力電流の平均
値が等しい場合、出力電圧ＥＬが低いほど直流電動機の
電磁騒音が大きくなる傾向にある。
この電磁音は機械室は勿論の事をエレベータ−の昇降路
内を伝播してケージＣだけでなく昇降内近くの部屋に伝
わりエレベータ−特有の問題となっていた。
内を伝播してケージＣだけでなく昇降内近くの部屋に伝
わりエレベータ−特有の問題となっていた。
そこで、従来は出力電流のリップル分を平滑するために
交流−直流変換装置の出力に直流リアク）＃ＬＤを挿入
し、電磁音の発生を抑制する方式を採用していた。また
整流回路になんらかの故障が発生し出力電流が増加する
場合出力回路を遮断するためにコンタクタＣＴＴが用い
られているが、このコンタクタには時間遅れがある。こ
のため出力電流が急激に上昇するとコンタクタＣＴＴが
遮断できない間にサイリスタ素子の破壊電流を越える場
合があり整流回路出力には出力電流の上昇を。
交流−直流変換装置の出力に直流リアク）＃ＬＤを挿入
し、電磁音の発生を抑制する方式を採用していた。また
整流回路になんらかの故障が発生し出力電流が増加する
場合出力回路を遮断するためにコンタクタＣＴＴが用い
られているが、このコンタクタには時間遅れがある。こ
のため出力電流が急激に上昇するとコンタクタＣＴＴが
遮断できない間にサイリスタ素子の破壊電流を越える場
合があり整流回路出力には出力電流の上昇を。
抑制するためにも直流リアクトルＬＤが挿入されていた
。このように従来回路では整流回路出力にコンタクタＣ
ＴＴや直流リアクトルＬＤ等が挿入されていたので装置
が大形となシ高価となるこれらの機器に発生する損失が
大きいという欠点があつた。
。このように従来回路では整流回路出力にコンタクタＣ
ＴＴや直流リアクトルＬＤ等が挿入されていたので装置
が大形となシ高価となるこれらの機器に発生する損失が
大きいという欠点があつた。
本発明は上記に鑑みてなされたもので、その目的とする
ところは、出力回路に挿入されていた直流リアクトルの
除去ないし小形化を可能にし、もって装置の小形軽量化
、原価低減を図ることのできる直流エレベータ−の制御
装置を提供することにある。
ところは、出力回路に挿入されていた直流リアクトルの
除去ないし小形化を可能にし、もって装置の小形軽量化
、原価低減を図ることのできる直流エレベータ−の制御
装置を提供することにある。
本発明の特徴は、直流電動機の電機子を全波整゛流回路
で制御するものにおいて、その整流回路の正側又は負側
アームの夫々に電流遮断機能を有する制御可能な開閉手
段を接続し、この開閉手段を所望の通流時間幅でもって
高周波で開閉制御し、その開期間に出力電流を電源回路
を通さないで環流させ出力電流の低周波のリップル分を
低減することによシ、大きな直流リアクトルを介さず整
流出力を直接電機子に給電可能にしたところにある。
で制御するものにおいて、その整流回路の正側又は負側
アームの夫々に電流遮断機能を有する制御可能な開閉手
段を接続し、この開閉手段を所望の通流時間幅でもって
高周波で開閉制御し、その開期間に出力電流を電源回路
を通さないで環流させ出力電流の低周波のリップル分を
低減することによシ、大きな直流リアクトルを介さず整
流出力を直接電機子に給電可能にしたところにある。
以下、本発明を実施例にしたがい説明する。
第２図（ａ）、 （ｂ）Ｋ示すような出方電圧を得る場
合、６個のサイリスタは電流しゃ断機能をもたないサイ
リスタを用いて得られるが、ゲートにパルス状の逆電流
を流すことにより流れている電流をしゃ断する機能をも
つサイリスタ（以下ＧＴＯと称する。また、トランジス
タを用いてもＧＴＯと同じ機能が得られるので、以後Ｇ
ＴＯと称する場合は、トランジスタを含むものとする。
合、６個のサイリスタは電流しゃ断機能をもたないサイ
リスタを用いて得られるが、ゲートにパルス状の逆電流
を流すことにより流れている電流をしゃ断する機能をも
つサイリスタ（以下ＧＴＯと称する。また、トランジス
タを用いてもＧＴＯと同じ機能が得られるので、以後Ｇ
ＴＯと称する場合は、トランジスタを含むものとする。
）を用いれば力率を改善することができる。
第１図において、従来は、負荷電流ＩＬが必らず電源Ｅ
、を通って流れるようにしているが、これに対して、例
えば、サイリスタＵ、とＵ２を同時に点弧して、負荷電
流ＩＬが電源Ｅ、を流れない期間を作るようにすれば、
電源Ｅ、に流れる電流を低減することができ、かつ出力
電流の低周波のリップル分を低減できる。
、を通って流れるようにしているが、これに対して、例
えば、サイリスタＵ、とＵ２を同時に点弧して、負荷電
流ＩＬが電源Ｅ、を流れない期間を作るようにすれば、
電源Ｅ、に流れる電流を低減することができ、かつ出力
電流の低周波のリップル分を低減できる。
例えば、出力電圧Ｅｔ、が零の場合、第３図（崩テ示し
た期間Ｔ（以後サイリスタＵＩ＆ＶＩが点弧しているべ
き期間のことを期間Ｔと称する。）においては、サイリ
スタＵ、と′ｖ１が点弧しているが、このときサイリス
タＵ、、Ｖ、 としてＧＴＯを用いて電源周波数の３０
倍の周波数で開閉し、ＧＴＯＵＩが切れている期間はＧ
ＴＯＶ、を導通させた場合の期間Ｔにおける出力電圧Ｅ
Ｌの波形とＵ相電流Ｕ！の波形は、それぞれ第３図（ｄ
）、 （ｅ）に示すようになる。このように、ＧＴＯＵ
ｌを点弧している期間には、第３図（Ｃ）の■のループ
で示したように電流が流れ、電源に負荷電流が流れるが
、Ｇ Ｔ ＯＵ＋ を切り、ｖｌを点弧させたときは、
電流が■のループで流れ、電源を通らない。このときの
出力電圧ＥＬは零となる。そして、出力電流Ｉｔ、は負
荷のインダクタンスＬＬと抵抗ＲＬによる時定数で減少
するが一般にこの時定数は数１００ｍ８程度あるので上
記ＧＴＯＶ、がＯｎしている期間（約１ ｍ ８以下）
での出力電流変化は十分に小さくなり外部に直流リアク
トルを挿入しなくとも電動機による電磁音の発生を低減
できる。
た期間Ｔ（以後サイリスタＵＩ＆ＶＩが点弧しているべ
き期間のことを期間Ｔと称する。）においては、サイリ
スタＵ、と′ｖ１が点弧しているが、このときサイリス
タＵ、、Ｖ、 としてＧＴＯを用いて電源周波数の３０
倍の周波数で開閉し、ＧＴＯＵＩが切れている期間はＧ
ＴＯＶ、を導通させた場合の期間Ｔにおける出力電圧Ｅ
Ｌの波形とＵ相電流Ｕ！の波形は、それぞれ第３図（ｄ
）、 （ｅ）に示すようになる。このように、ＧＴＯＵ
ｌを点弧している期間には、第３図（Ｃ）の■のループ
で示したように電流が流れ、電源に負荷電流が流れるが
、Ｇ Ｔ ＯＵ＋ を切り、ｖｌを点弧させたときは、
電流が■のループで流れ、電源を通らない。このときの
出力電圧ＥＬは零となる。そして、出力電流Ｉｔ、は負
荷のインダクタンスＬＬと抵抗ＲＬによる時定数で減少
するが一般にこの時定数は数１００ｍ８程度あるので上
記ＧＴＯＶ、がＯｎしている期間（約１ ｍ ８以下）
での出力電流変化は十分に小さくなり外部に直流リアク
トルを挿入しなくとも電動機による電磁音の発生を低減
できる。
さらに、小さい出力電圧ＥＬを発生する場合には、位相
αを零に制御して高い正電圧を発生させ、かつ、期間Ｔ
において、ＧＴＯＵ、が導通している期間を十分短くす
れば、出力電圧ＥＬを十分小さくすることができる。こ
のようにした場合の出力電流波形とＵ相電流波形をそれ
ぞれ第４図（ｂ）。
αを零に制御して高い正電圧を発生させ、かつ、期間Ｔ
において、ＧＴＯＵ、が導通している期間を十分短くす
れば、出力電圧ＥＬを十分小さくすることができる。こ
のようにした場合の出力電流波形とＵ相電流波形をそれ
ぞれ第４図（ｂ）。
（Ｃ）に示す。なお、第４図（ａ）は相電圧波形である
。
。
Ｕ相電流Ｕ！の中心値はほぼＵ相電圧Ｕｖの最大値と一
致し、Ｕ相電源の基本波成分はＶ相電圧Ｖｖと同相とな
るので、力率は１に近づき、電源に流れる電流もパルス
状となり、十分小さくなっている。
致し、Ｕ相電源の基本波成分はＶ相電圧Ｖｖと同相とな
るので、力率は１に近づき、電源に流れる電流もパルス
状となり、十分小さくなっている。
一方、全波整流回路の正側、負側または全制御素子を電
流遮断機能を有する制御可能な開閉手段とすることによ
り従来素子の保護の目的にも挿入されていた直流リアク
トルＬＤ及びコンタクタＣＴＴを取り除いてもよい°。
流遮断機能を有する制御可能な開閉手段とすることによ
り従来素子の保護の目的にも挿入されていた直流リアク
トルＬＤ及びコンタクタＣＴＴを取り除いてもよい°。
たとえば、電動機が回生運転のとき停電等の故障で出力
電流ＩＬが急激に増加するような場合従来は出力回路を
直流コンタクタＣＴＴで遮断していた。
電流ＩＬが急激に増加するような場合従来は出力回路を
直流コンタクタＣＴＴで遮断していた。
そのためコンタクタの動作遅れ時間（約１００ｍ ｓ
）内に出力電流ＩＬが素子の破壊電流にならないように
直流リアクトルＬＤを挿入し電流の立上りを押えていた
、この様子を第５図（イ）に示す、時間ｔ、で故障が発
生し故障が検出されるとコンタクタＣＴＴを遮断するた
めの信号が発せられるがコンタクタＣＴＴが遮断できる
までに時間ｔ２となり出力電流ＩＬはＩｔ、１ となっ
て遮断される。
）内に出力電流ＩＬが素子の破壊電流にならないように
直流リアクトルＬＤを挿入し電流の立上りを押えていた
、この様子を第５図（イ）に示す、時間ｔ、で故障が発
生し故障が検出されるとコンタクタＣＴＴを遮断するた
めの信号が発せられるがコンタクタＣＴＴが遮断できる
までに時間ｔ２となり出力電流ＩＬはＩｔ、１ となっ
て遮断される。
一方本発明は全波整流回路の正側、負側または全制御素
子をＧＴＯで構成し、故障検出信号を用いて全べてのＧ
ＴＯに消弧パルスを与えることにより出力電流ＩＬをほ
ぼ瞬時に遮断できるので外部に電流上昇抑制用の直流リ
アクトルを挿入しなくとも出力電流ＩＬは第５図（ロ）
で示すように故障発生時の出力電流ＩＬの上昇は急激と
なるが最大値Ｉｔ４は従来の場合の最大値ＩＬ＋に比べ
十分小さな値に押えることができる。
子をＧＴＯで構成し、故障検出信号を用いて全べてのＧ
ＴＯに消弧パルスを与えることにより出力電流ＩＬをほ
ぼ瞬時に遮断できるので外部に電流上昇抑制用の直流リ
アクトルを挿入しなくとも出力電流ＩＬは第５図（ロ）
で示すように故障発生時の出力電流ＩＬの上昇は急激と
なるが最大値Ｉｔ４は従来の場合の最大値ＩＬ＋に比べ
十分小さな値に押えることができる。
このように本実施例によれば、従来使用していた外部挿
入直流リアクトルＬＤ及びコンタクタＣＴＴが除去でき
るので装置の小形軽量化、原価低減を図れる効果がある
。また直流リアクトルの除去により直流リアクトルに消
費されていた損失がなくなるので装置の省電力効果も得
られる。
入直流リアクトルＬＤ及びコンタクタＣＴＴが除去でき
るので装置の小形軽量化、原価低減を図れる効果がある
。また直流リアクトルの除去により直流リアクトルに消
費されていた損失がなくなるので装置の省電力効果も得
られる。
次に本発明による他の実施例について説明する。
上記した、方式においては、出力電圧ＥＬを十分小さな
値まで連続的に制御しようとすると、Ｇ Ｔ ＯＵ ＋
〜Ｗ１のオン時間を非常に短くしなければならず、そ
のような制御は困難であり、特に出力電圧Ｅｘ、を１／
１０以下まで連続的に制御することは非常に困難である
。
値まで連続的に制御しようとすると、Ｇ Ｔ ＯＵ ＋
〜Ｗ１のオン時間を非常に短くしなければならず、そ
のような制御は困難であり、特に出力電圧Ｅｘ、を１／
１０以下まで連続的に制御することは非常に困難である
。
ところで、直流電動機で駆動される高速エレベータ−に
おいては、定格速度の１／１０００以下の速度まで連続
して制御する必要が生じるが、このような場合、従来の
方式では制御不能である。
おいては、定格速度の１／１０００以下の速度まで連続
して制御する必要が生じるが、このような場合、従来の
方式では制御不能である。
出力電圧ＥＬを十分小さい値まで連続して使用するため
には、まず、制御遅れ角αを零として通流率を１／１０
程度まで下げたら、次にαの制御を行って、αを０〜９
０’まで連続的に下げることによ２て達成できる。
には、まず、制御遅れ角αを零として通流率を１／１０
程度まで下げたら、次にαの制御を行って、αを０〜９
０’まで連続的に下げることによ２て達成できる。
したがって、ここでゲート信号の一制御方法について説
明する。ただし、出力電流ＩＬは常に連続して流れるも
のと仮定し、また、各パルスを次のように表わすものと
する。
明する。ただし、出力電流ＩＬは常に連続して流れるも
のと仮定し、また、各パルスを次のように表わすものと
する。
ＣＴＯＵｌ 、■５．ＷＩの点弧信号をＧＵ、 。
ＧＶ＋ 、 ＧＷ、 とし、サイリスｌＵｔ、、 Ｖ
、 。
、 。
Ｗ２の点弧信褥をＧＵ２．ＧＵ２．ＧＷ２とする。
なお、点弧信号Ｇ Ｕ ＋ には２つのモードがあるの
で、ＧＴＯＵ＋が点弧したとき負荷電流が電源に流入す
る期間（出力電圧が発生している期間）の点弧信号ＧＵ
、をＧＵｏ、負荷電流が電源に流入しない期間（出力電
圧が零の期間）のそれをＧ Ｕ ｌ ２とし、他の点弧
信号Ｇｖ１．ＧＷ、にも同様のサフィックスをつけるも
のとする。
で、ＧＴＯＵ＋が点弧したとき負荷電流が電源に流入す
る期間（出力電圧が発生している期間）の点弧信号ＧＵ
、をＧＵｏ、負荷電流が電源に流入しない期間（出力電
圧が零の期間）のそれをＧ Ｕ ｌ ２とし、他の点弧
信号Ｇｖ１．ＧＷ、にも同様のサフィックスをつけるも
のとする。
第６図（ｂ）に制御遅れ角がαのときの各点弧信号パル
スの発生する期間が示しである。点弧信号Ｇ Ｕ ＋は
、Ｇ’ｌ’ＯＵ、が導通ずる期間正電圧であって、非導
通期間が零となる信号であればよく、点弧信号Ｇ Ｕ
ｔは、負荷電流連続の条件であれば、点弧するときのみ
正の狭幅パルスとなっていればよい。
スの発生する期間が示しである。点弧信号Ｇ Ｕ ＋は
、Ｇ’ｌ’ＯＵ、が導通ずる期間正電圧であって、非導
通期間が零となる信号であればよく、点弧信号Ｇ Ｕ
ｔは、負荷電流連続の条件であれば、点弧するときのみ
正の狭幅パルスとなっていればよい。
このような信号を発生させるためのもととなる信号は、
従来の３相全波サイリスタブリッジ回路のゲート信号の
ように、１周期に各サイリスタのゲート信号を１個ずつ
発生するものであればよく、各サイリスタに相当するゲ
ート信号をＧＵ、３のように表わせば、００１３〜０ｗ
２３は第６図（Ｃ）に示すようなパルス列となる。これ
かられかるように、ＧＵ２ ＝ＧＵ２３ 、 ＧＷ２
＝ＧＶ２３ 、 ＧＷ２ ＝ＧＷ２３となる。つまり、
サイリスタＵ２− Ｖ２ 、Ｗｔのゲートパルスは従来
のものと同じでよい。
従来の３相全波サイリスタブリッジ回路のゲート信号の
ように、１周期に各サイリスタのゲート信号を１個ずつ
発生するものであればよく、各サイリスタに相当するゲ
ート信号をＧＵ、３のように表わせば、００１３〜０ｗ
２３は第６図（Ｃ）に示すようなパルス列となる。これ
かられかるように、ＧＵ２ ＝ＧＵ２３ 、 ＧＷ２
＝ＧＶ２３ 、 ＧＷ２ ＝ＧＷ２３となる。つまり、
サイリスタＵ２− Ｖ２ 、Ｗｔのゲートパルスは従来
のものと同じでよい。
このパルス群をフリップフロップ回路に通せば信号Ｇ
Ｕ ｒ ｓのパルスから信号ＧＵ２３のパルスまでオン
となるようなパルスＧＵ、を得ることができる。このよ
うにして得られたパルスＧＵ４ 、ＧＷ４−ＧＷ、を第
６図（ｄ）に示す。さらに、信号（３Ｕ、、 。
Ｕ ｒ ｓのパルスから信号ＧＵ２３のパルスまでオン
となるようなパルスＧＵ、を得ることができる。このよ
うにして得られたパルスＧＵ４ 、ＧＷ４−ＧＷ、を第
６図（ｄ）に示す。さらに、信号（３Ｕ、、 。
ＧＵ１０．ＧＷＩ、がオンであるときに発生するパルス
Ｃチョッパ動作の通流時のパルスを第６図（ｅ）に期間
ＴのみについてＰとして示しである。このとき、ＧＴＯ
Ｕ＋ 、Ｖ＋ 、Ｗ＋に加えるべきゲートパルスの論理
式は次に示すようになる。
Ｃチョッパ動作の通流時のパルスを第６図（ｅ）に期間
ＴのみについてＰとして示しである。このとき、ＧＴＯ
Ｕ＋ 、Ｖ＋ 、Ｗ＋に加えるべきゲートパルスの論理
式は次に示すようになる。
ＧＷＩ２ ＝示謂・ＧＵ４・Ｐ、／
・・・・・・・・・（３）
これらのゲートパルスを発生するための実際の回路の一
実施例を第７図に示す。第７図において、Ｔ、は２次側
の中性点を接地したΔ−Ｙ変圧器、ＰＵ、ＰＶ、ＰＷは
従来と同様の移相器で、それぞれ移相信号Ｓ６によって
点弧信号パルス（３Ｕ＋ ｓ 。
実施例を第７図に示す。第７図において、Ｔ、は２次側
の中性点を接地したΔ−Ｙ変圧器、ＰＵ、ＰＶ、ＰＷは
従来と同様の移相器で、それぞれ移相信号Ｓ６によって
点弧信号パルス（３Ｕ＋ ｓ 。
ＧＵ、等を発生する。一点弧信号ＧＵｚｓ 、 ＧＵ２
８ 。
８ 。
Ｇ Ｗｚ ａはそれぞれＧＵ２− Ｇ’Ｖｚ −ＧＷｚ
として使用できる。
として使用できる。
これらのパルスをフリップフロップ回路ＰＵｌ。
ｐ ｙ Ｉ−Ｐ Ｗ ｌに加え、パルスＧＵ、、ＧＶ、
。
。
ＧＷ、を得る。一方、早流角移相器ＰＰは、通流率指令
ＳｐにしたがってパルスＰを発生する。これらの信号は
、ノット回路Ｐ２を通して論理式（２）を満足するよｐ
に、３ゲ一トＮＡＮＤ回路Ｐ、に加えられ、さらにその
出力が（３）式を満足するように、２ゲ一トＮＡＮＤ回
路Ｐ、に加えられる。このようにしてパルスＧＵＩ 、
ＧＶ＋ 、ＧＷ＋ が得られる。
ＳｐにしたがってパルスＰを発生する。これらの信号は
、ノット回路Ｐ２を通して論理式（２）を満足するよｐ
に、３ゲ一トＮＡＮＤ回路Ｐ、に加えられ、さらにその
出力が（３）式を満足するように、２ゲ一トＮＡＮＤ回
路Ｐ、に加えられる。このようにしてパルスＧＵＩ 、
ＧＶ＋ 、ＧＷ＋ が得られる。
次に、制御遅れ角αとパルスＰとの制御方法について説
明する。正出力電圧を制御するときは、まず、Ｐの通流
率を０．１と一定にしておいて、αを９，０°からＯま
で変えると、出力電圧Ｅｔ、 （第１図参照）は、０か
ら０． Ｉ Ｘ ３ Ｖ’丁／π・Ｅｌとなる。ｉいて
Ｐを０．１から１まで変えると、出力電圧Ｅｉ、は最大
３ ｖ’Ｔ／π・Ｅ、まで増加する。
明する。正出力電圧を制御するときは、まず、Ｐの通流
率を０．１と一定にしておいて、αを９，０°からＯま
で変えると、出力電圧Ｅｔ、 （第１図参照）は、０か
ら０． Ｉ Ｘ ３ Ｖ’丁／π・Ｅｌとなる。ｉいて
Ｐを０．１から１まで変えると、出力電圧Ｅｉ、は最大
３ ｖ’Ｔ／π・Ｅ、まで増加する。
負出力電圧を制御するときは、αを９０’から１８０°
まで変えると、出力電圧Ｅｒ、は０から−０．１・３
Ｎ／Ｔ ／π・Ｅ、ｔで変わる。続いてＰを０．１から
１まで変化すると、負出力電圧は最大３Ｖ′Ｔ／π・Ｅ
ｌまで増加する。
まで変えると、出力電圧Ｅｒ、は０から−０．１・３
Ｎ／Ｔ ／π・Ｅ、ｔで変わる。続いてＰを０．１から
１まで変化すると、負出力電圧は最大３Ｖ′Ｔ／π・Ｅ
ｌまで増加する。
出力電圧指令ＳＬからα指令ｓａ、Ｐ指令Ｓｐを得るた
めには、第８図（ａ）に示す特性をもつ関数発生器Ｆ、
、Ｆ、を第８図（ｂ）に示すように接続すればよい。
めには、第８図（ａ）に示す特性をもつ関数発生器Ｆ、
、Ｆ、を第８図（ｂ）に示すように接続すればよい。
上記した本発明に係る回路方式を用いて直流電動機を制
御する回路の一実施例を第９図に示す。
御する回路の一実施例を第９図に示す。
第９図において、Ｍは直流電動機の電機子、Ｆはそれの
界磁、ｔｈは界磁電流を制御するプッシュプルサイリス
タ増幅器、ＰＳはそれの移相器である。また、ＰＣは第
７図に示したゲート回路で、ＰＡは電機子電流を検出す
る直流変流器ＣＴの出力と電機子電流指令Ｓｃとを比較
する比較器であり、Ｕ、〜Ｗ、 、 Ｕ、〜Ｗ２はサイ
リスタであるが、上記したように、サイリスタＵ＋ ”
”Ｗ＋ とじてはＧＴＯを用いである。
界磁、ｔｈは界磁電流を制御するプッシュプルサイリス
タ増幅器、ＰＳはそれの移相器である。また、ＰＣは第
７図に示したゲート回路で、ＰＡは電機子電流を検出す
る直流変流器ＣＴの出力と電機子電流指令Ｓｃとを比較
する比較器であり、Ｕ、〜Ｗ、 、 Ｕ、〜Ｗ２はサイ
リスタであるが、上記したように、サイリスタＵ＋ ”
”Ｗ＋ とじてはＧＴＯを用いである。
電機子電流は、電機子電流指令Ｓｃにしたがって一定に
制御されており、速度は、速度指令Ｓｓと速度発電機Ｐ
Ｇで検出された速度が移相器ＰＳで比較され、界磁電流
を負に制御することにより正負にトルクを制御し、これ
によシ速度指令Ｓｇにしたがうように制御される。
制御されており、速度は、速度指令Ｓｓと速度発電機Ｐ
Ｇで検出された速度が移相器ＰＳで比較され、界磁電流
を負に制御することにより正負にトルクを制御し、これ
によシ速度指令Ｓｇにしたがうように制御される。
このような制御方式においては、電機子電流が一方向で
あっても、正逆転、カ行、回生の４象限運転が可能とガ
るという特徴を有する。しかも、電機子電流は、一定に
常に連続の状態で制御されるから、サイリスタＵ２ 、
Ｖ２ 、Ｗ２のゲートパルスは、狭幅パルスでよく、ゲ
ート回路を簡略化できる。
あっても、正逆転、カ行、回生の４象限運転が可能とガ
るという特徴を有する。しかも、電機子電流は、一定に
常に連続の状態で制御されるから、サイリスタＵ２ 、
Ｖ２ 、Ｗ２のゲートパルスは、狭幅パルスでよく、ゲ
ート回路を簡略化できる。
以上述べたように本発明の他の実施例によれば出力電圧
を正から負又は負から正に連続して制御できるようにな
るのでエレベータ−のように高精度の制御が要求される
ものに効果がある。
を正から負又は負から正に連続して制御できるようにな
るのでエレベータ−のように高精度の制御が要求される
ものに効果がある。
このように、本発明の実施例によれば、力率が改善され
、電源の容量を低減でき、がっ、直流リアクトル及びコ
ンタクタが不要となシ、工学的効果が大きい。
、電源の容量を低減でき、がっ、直流リアクトル及びコ
ンタクタが不要となシ、工学的効果が大きい。
なお、上記した実施例では、Ｕ、 、 Ｖ、 、 Ｗ。
をＧＴＯとしテいるが、Ｕ、、ｖ、、Ｗ、をＧＴＯとし
、Ｕ、、Ｖ、、Ｗ、はサイリスタとして、Ｕｔ −Ｖｔ
、Ｗ２を高周波で開閉するようにしてもよく、同様な
効果が得られる。
、Ｕ、、Ｖ、、Ｗ、はサイリスタとして、Ｕｔ −Ｖｔ
、Ｗ２を高周波で開閉するようにしてもよく、同様な
効果が得られる。
また、直流電動機の制御方式として、電機子電流を一定
に制御する場合を示してあ１が、電流遮断機能を有する
制御可能な開閉手段を正側又は負側及び全制御素子に適
用した全波整流・回路によシ直流電動機を制御してなる
エレベータ−装置でる ・れば全波整流回路を正逆２組
用いて電機子電圧、電流を制御する方式であってもよく
、又交流電源は３相電源に限るものでもない。
に制御する場合を示してあ１が、電流遮断機能を有する
制御可能な開閉手段を正側又は負側及び全制御素子に適
用した全波整流・回路によシ直流電動機を制御してなる
エレベータ−装置でる ・れば全波整流回路を正逆２組
用いて電機子電圧、電流を制御する方式であってもよく
、又交流電源は３相電源に限るものでもない。
以上説明したように、本発明によれば、低周波のリップ
ル成分を減少できるので、直流リアクトルを不要ないし
小形化することができ、装置の小形化及び省電力化が可
能となるという効果がある。
ル成分を減少できるので、直流リアクトルを不要ないし
小形化することができ、装置の小形化及び省電力化が可
能となるという効果がある。
第１図は一般の３相−直流変換器の主回路図、第２図は
従来の３相−直流変換器における波形図、第３図、第４
図は本発明の装置の３相−直流変換器における波形図、
第５図は故障時の出力電流波形図、第６図は本発明の装
置におけるゲートパルスの波形図、第７図は本発明の装
置のゲート回路の一実施例を示す回路図、第８図は本発
明の装置の移相器の久方回路に採用する関数発生器を説
明するための図、第９図は本発明の装置にょシ直流エレ
ベータ−を制御する場合の一実施例を示す回路図である
。 Ｅ、・・・３相交流電源、Ｕ１〜Ｗ、・・・ＧＴＯＸＵ
２〜Ｗ２・・・サイリスタ、Ｍ・・・直流電動機電機子
、Ｓ・・・シープ、Ｃ・・・ケージ、Ｔｒ・・・変圧器
、ＰＵ〜ＰＷ・・・移相器、Ｐ Ｕ ＋ −Ｐ Ｗ 、
・・・フリップフロップ回路、ＰＰ・・・通流角移相器
、Ｐ２−・・ノット回路、Ｐ３．Ｐ、・・・ＮＡＮＤ回
路、Ｆヶ、ＦＦ・・・関数発生器、ＰＡ・・・比較器、
ＰＣ・・・ゲート回路、ｔｈ・・・プッシュプルサイリ
スタ増幅器、ＰＳ・・・移相器、ＣＴ・・・直流変流器
、ＰＧ・・・速度発電機。 代理人 弁理士 高橋明夫 第１頁の続き ０発 明 者 中嶋肇 日立市幸町３丁目２番１号日立 エンジニアリング株式会社内 ０発 明 者 坂井吉男 ■出 願 人 日立エンジニアリング株式会社日立市幸
町３丁目２番１号
従来の３相−直流変換器における波形図、第３図、第４
図は本発明の装置の３相−直流変換器における波形図、
第５図は故障時の出力電流波形図、第６図は本発明の装
置におけるゲートパルスの波形図、第７図は本発明の装
置のゲート回路の一実施例を示す回路図、第８図は本発
明の装置の移相器の久方回路に採用する関数発生器を説
明するための図、第９図は本発明の装置にょシ直流エレ
ベータ−を制御する場合の一実施例を示す回路図である
。 Ｅ、・・・３相交流電源、Ｕ１〜Ｗ、・・・ＧＴＯＸＵ
２〜Ｗ２・・・サイリスタ、Ｍ・・・直流電動機電機子
、Ｓ・・・シープ、Ｃ・・・ケージ、Ｔｒ・・・変圧器
、ＰＵ〜ＰＷ・・・移相器、Ｐ Ｕ ＋ −Ｐ Ｗ 、
・・・フリップフロップ回路、ＰＰ・・・通流角移相器
、Ｐ２−・・ノット回路、Ｐ３．Ｐ、・・・ＮＡＮＤ回
路、Ｆヶ、ＦＦ・・・関数発生器、ＰＡ・・・比較器、
ＰＣ・・・ゲート回路、ｔｈ・・・プッシュプルサイリ
スタ増幅器、ＰＳ・・・移相器、ＣＴ・・・直流変流器
、ＰＧ・・・速度発電機。 代理人 弁理士 高橋明夫 第１頁の続き ０発 明 者 中嶋肇 日立市幸町３丁目２番１号日立 エンジニアリング株式会社内 ０発 明 者 坂井吉男 ■出 願 人 日立エンジニアリング株式会社日立市幸
町３丁目２番１号
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、直流電動機によって駆動される直流エレベータ−に
おいて、交流電源と、該交流電源に接続され、少なくと
も正側又は負側アームに電流しゃ断機能を有する開閉手
段を夫々接続して成る全波制御整流回路と、この整流回
路の直流出力側に接続された上記電動機の電機子回路と
、上記開閉手段の通流時間幅を指令する手段と、上記交
流電源周波数の少なくとも６倍以上の周波数で上記開閉
手段を上記通流時間幅に応じて開閉するゲート制御手段
とを備えたことを特徴とする直流エレベータ−の制御装
置。 ２、特許請求の範囲第１項において、上記開閉手段の位
相角を指令する手段を備え、上記ゲート制御手段は、上
記指令された位相角によって決童る期間上記開閉手段を
開閉するように構成した直流エレベータ−の制御装置。 ３、特許請求の範囲第１項において、上記整流回路の直
流リアクトルを直流リアクトルを介さずに上記電動機の
電機子に接続して成る直流エレベータ−の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56182453A JPS5882971A (ja) | 1981-11-13 | 1981-11-13 | 直流エレベ−タ−の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56182453A JPS5882971A (ja) | 1981-11-13 | 1981-11-13 | 直流エレベ−タ−の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5882971A true JPS5882971A (ja) | 1983-05-18 |
| JPH0334312B2 JPH0334312B2 (ja) | 1991-05-22 |
Family
ID=16118529
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56182453A Granted JPS5882971A (ja) | 1981-11-13 | 1981-11-13 | 直流エレベ−タ−の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5882971A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2017163312A1 (ja) * | 2016-03-22 | 2017-09-28 | 三菱電機株式会社 | エレベータの制御装置およびエレベータの制御方法 |
-
1981
- 1981-11-13 JP JP56182453A patent/JPS5882971A/ja active Granted
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2017163312A1 (ja) * | 2016-03-22 | 2017-09-28 | 三菱電機株式会社 | エレベータの制御装置およびエレベータの制御方法 |
| JPWO2017163312A1 (ja) * | 2016-03-22 | 2018-12-20 | 三菱電機株式会社 | エレベータの制御装置およびエレベータの制御方法 |
| CN109104893A (zh) * | 2016-03-22 | 2018-12-28 | 三菱电机株式会社 | 电梯的控制装置和电梯的控制方法 |
| CN109104893B (zh) * | 2016-03-22 | 2020-06-23 | 三菱电机株式会社 | 电梯的控制装置和电梯的控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0334312B2 (ja) | 1991-05-22 |
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