JPS585615B2 - 超高周波同期固体発振器 - Google Patents
超高周波同期固体発振器Info
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- JPS585615B2 JPS585615B2 JP51047469A JP4746976A JPS585615B2 JP S585615 B2 JPS585615 B2 JP S585615B2 JP 51047469 A JP51047469 A JP 51047469A JP 4746976 A JP4746976 A JP 4746976A JP S585615 B2 JPS585615 B2 JP S585615B2
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- oscillator
- frequency
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- oscillation
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION, OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/24—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal directly applied to the generator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B9/00—Generation of oscillations using transit-time effects
- H03B9/12—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices
- H03B9/14—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices and elements comprising distributed inductance and capacitance
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B9/00—Generation of oscillations using transit-time effects
- H03B9/12—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices
- H03B2009/126—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices using impact ionization avalanche transit time [IMPATT] diodes
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0074—Locking of an oscillator by injecting an input signal directly into the oscillator
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は．導波管内に設けられた発振素子を含んで高周
波を発振する様に構成せる超高周波固体発振器よりの発
振出力が同期用発振器よりの超高周波発振出力と同期し
て得られる様になされた超高周波同期固定発振器に関す
る。
波を発振する様に構成せる超高周波固体発振器よりの発
振出力が同期用発振器よりの超高周波発振出力と同期し
て得られる様になされた超高周波同期固定発振器に関す
る。
斯種超高周波同期固体発振器として．従来，第１図に示
す如く導波管内に設けられた発振素子を含んで高周波（
その周波数をｆｏとする）を発振する様に構成せる超高
周波固体発振器１に，サーキュレータ２を介してｆｏに
近い周波数（これをｆＬ（＝ｆｏ＋△ｆとする）で発振
している同期用発振器３よりの発振出力Ｓを供給し．而
して発振器１より発振出力Ｓの周波数ｆＬに同期せる発
振出力Ａを得，これをサーキュレータ２を介して導出す
る様に構成された所謂基本波同期型のものが提案されて
いる。
す如く導波管内に設けられた発振素子を含んで高周波（
その周波数をｆｏとする）を発振する様に構成せる超高
周波固体発振器１に，サーキュレータ２を介してｆｏに
近い周波数（これをｆＬ（＝ｆｏ＋△ｆとする）で発振
している同期用発振器３よりの発振出力Ｓを供給し．而
して発振器１より発振出力Ｓの周波数ｆＬに同期せる発
振出力Ａを得，これをサーキュレータ２を介して導出す
る様に構成された所謂基本波同期型のものが提案されて
いる。
然し乍ら斯る構成による場合．発振器３として発振器１
の発振周波数ｆｏに近い安定な周波数の発振出力が得ら
れる発振器を要し．而して斯る発振器を得るのが比較的
困難であった。
の発振周波数ｆｏに近い安定な周波数の発振出力が得ら
れる発振器を要し．而して斯る発振器を得るのが比較的
困難であった。
又従来，第１図に１上述せる構成と同様の．但し同期用
発振器３がこれより得られる発振出力Ｓの周波数をして
ｆｏ／ｎに近い周波数即ち（ｆｏ＋△ｆ）／ｎ（但しｎ
＝２，３，４・・・・・）となされた所謂周波数逓倍同
期型のものも提案されている。
発振器３がこれより得られる発振出力Ｓの周波数をして
ｆｏ／ｎに近い周波数即ち（ｆｏ＋△ｆ）／ｎ（但しｎ
＝２，３，４・・・・・）となされた所謂周波数逓倍同
期型のものも提案されている。
然し乍ら．斯る構成による場合，同期発振器３が低い周
波数で発振する発振器でよいので，その発振器をこれよ
り得られる発振出力Ｓの周波数をして安定な周波数で得
られるものとして比較的容易に得ることが出来るという
利益を有するも，斯る利益をより得べくｎの値を犬とす
れば発振器１の発振出力Ａの周波数が同期し得るその周
波数帯域巾△ｆが小となり．従って上述せる利益を十分
満足に得ることが出来なかった。
波数で発振する発振器でよいので，その発振器をこれよ
り得られる発振出力Ｓの周波数をして安定な周波数で得
られるものとして比較的容易に得ることが出来るという
利益を有するも，斯る利益をより得べくｎの値を犬とす
れば発振器１の発振出力Ａの周波数が同期し得るその周
波数帯域巾△ｆが小となり．従って上述せる利益を十分
満足に得ることが出来なかった。
更に従来．第１図にて上述せる基本波同期型又は上述せ
る周波数逓倍型の構成と同様の，但し発振器１が周波数
ｆｏでの発振の外これに近い周波数（これをｆｓとする
）で寄生発振する様になされ、而して周波数ｆｓでの寄
生発振出力が発振器３よりの発振出力Ｓと周期すること
により発振器１より得られる発振出力Ａが発振器３の発
振出力Ｓと同期する様になされた所謂寄生振動同期型の
ものも提案されている。
る周波数逓倍型の構成と同様の，但し発振器１が周波数
ｆｏでの発振の外これに近い周波数（これをｆｓとする
）で寄生発振する様になされ、而して周波数ｆｓでの寄
生発振出力が発振器３よりの発振出力Ｓと周期すること
により発振器１より得られる発振出力Ａが発振器３の発
振出力Ｓと同期する様になされた所謂寄生振動同期型の
ものも提案されている。
然し乍ら斯る構成による場合，寄生発振出力の電力は比
較的小であるので発振器３がその発振出力Ｓの電力をし
て比較的小なる発振器で良いという利益を有するも、発
振出力Ａが発振出力Ｓと同期し得る周波数帯域巾が比較
的小であるという欠点を有していた。
較的小であるので発振器３がその発振出力Ｓの電力をし
て比較的小なる発振器で良いという利益を有するも、発
振出力Ａが発振出力Ｓと同期し得る周波数帯域巾が比較
的小であるという欠点を有していた。
叙上に鑑み，本発明者等は，発振出力の周波数をして安
定に容易に得ることの出来る低い周波数で足る発振器で
良い同期用発振器を用い．超高周波固体発振器より得ら
れる発振出力が比較的広い周波数帯域巾に亘って同期用
発振器よりの発振出力と同期して得られるという優れた
超高周波同期固体発振器を得べく種々の実験をなした結
果，第２図にて以下述べる一例構成によって上述せる優
れた超高周波同期固体発振器を得ることが出来ることが
確認された事に基き此処に本発明を提案するに到ったも
のである。
定に容易に得ることの出来る低い周波数で足る発振器で
良い同期用発振器を用い．超高周波固体発振器より得ら
れる発振出力が比較的広い周波数帯域巾に亘って同期用
発振器よりの発振出力と同期して得られるという優れた
超高周波同期固体発振器を得べく種々の実験をなした結
果，第２図にて以下述べる一例構成によって上述せる優
れた超高周波同期固体発振器を得ることが出来ることが
確認された事に基き此処に本発明を提案するに到ったも
のである。
即ち第２図は本発明の一例を示し，導波管（図示せず）
内に設けられた発振用ダイオードの如き発振素子（図示
せず）を含んで超高周波を発振する様に構成せる超高周
波固体発振器２１と，導波管内に於て発振素子よりみて
一方側に設けられた例えばショートピストンの如き発振
器２１の発振出力を調整する千段２２及び他方側に設け
られたＥ−Ｈチューナの如き同様の調整手段２３と，直
流バイアスの得られる直流バイアス電源２４と、これよ
り得られる直流バイアスＥを分岐回路２５を介して発振
器２１の発振素子に供給する様になされた直流バイアス
供給手段２６と．発振器２１の発振周波数（これをｆｏ
とする）に比し低い同期用低周波（その周波数をｆとす
る）を発振する様に構成せる同期用低周波発振器２７と
，これよりの発振出力Ｓをアイソレータ２８及び分岐回
路２５をそれ等の順に介して発振器２１の発振素子に供
給する同期用発振出力供給手段２９と．発振器２１の発
振出力Ａをアイソレータ３０を介して導出する様になさ
れた発振出力導出手段３１とを具備する。
内に設けられた発振用ダイオードの如き発振素子（図示
せず）を含んで超高周波を発振する様に構成せる超高周
波固体発振器２１と，導波管内に於て発振素子よりみて
一方側に設けられた例えばショートピストンの如き発振
器２１の発振出力を調整する千段２２及び他方側に設け
られたＥ−Ｈチューナの如き同様の調整手段２３と，直
流バイアスの得られる直流バイアス電源２４と、これよ
り得られる直流バイアスＥを分岐回路２５を介して発振
器２１の発振素子に供給する様になされた直流バイアス
供給手段２６と．発振器２１の発振周波数（これをｆｏ
とする）に比し低い同期用低周波（その周波数をｆとす
る）を発振する様に構成せる同期用低周波発振器２７と
，これよりの発振出力Ｓをアイソレータ２８及び分岐回
路２５をそれ等の順に介して発振器２１の発振素子に供
給する同期用発振出力供給手段２９と．発振器２１の発
振出力Ａをアイソレータ３０を介して導出する様になさ
れた発振出力導出手段３１とを具備する。
この場合発振器２１の発振素子に同期用低周波供給手段
２９を介しての発振器２７よりの発振出力Ｓを供給せざ
る状態に於て．分岐回路２５及びアイソレータ２８間の
伝送路上の符号３２で示す位置に於て，発振出力調整手
段２２及び２３の調整により発振器２１の発振出力Ａが
．最大で得られる状態より例えば０．５ｄｂ程度又はそ
れ以上低下せる僅かにずれた状態の得られる調整手段２
２及び２３の調整状態（これを非最適調整状態と称す）
に於ては，比較的低い周波数（これをｆｓとする）の発
振出力（これをＢとする）が得られるも．最大で得られ
る状態の得られる調整手段２２及び２３の調整状態（こ
れを最適調整状態と称す）に於ては上述せる発振出力Ｂ
が得られない様に構成されている。
２９を介しての発振器２７よりの発振出力Ｓを供給せざ
る状態に於て．分岐回路２５及びアイソレータ２８間の
伝送路上の符号３２で示す位置に於て，発振出力調整手
段２２及び２３の調整により発振器２１の発振出力Ａが
．最大で得られる状態より例えば０．５ｄｂ程度又はそ
れ以上低下せる僅かにずれた状態の得られる調整手段２
２及び２３の調整状態（これを非最適調整状態と称す）
に於ては，比較的低い周波数（これをｆｓとする）の発
振出力（これをＢとする）が得られるも．最大で得られ
る状態の得られる調整手段２２及び２３の調整状態（こ
れを最適調整状態と称す）に於ては上述せる発振出力Ｂ
が得られない様に構成されている。
尚上述せる非最適調整状態及び最適調整状態は．上述せ
る如く調整手段２２及び２３の調整により得られるもの
であるが，その理由は．調整手段２２及び２３がその調
整如何によって発振器２１に対する上述せる周波数ｆ０
とこれとは異なる他の周波数ｆ１との２つの共振周波数
をもつ複合共振器が形成されたり．されなかったりし，
而して今述べた複合共振器が形成される場合は，その複
合共振器よりｆ０、ｆ１、｜ｆ０＋ｆ１｜、｜ｆ０−ｆ
１｜の周波数を有する発振出力が得られ．そしてその｜
ｆ０−ｆ１｜の周波数の発振出力が．周波数ｆｓの発振
出力Ｂとして位置３２に得られるも，上述せる複合共振
器が形成されない場合は．位置３２に上述せる発振出力
Ｂが得られないからである。
る如く調整手段２２及び２３の調整により得られるもの
であるが，その理由は．調整手段２２及び２３がその調
整如何によって発振器２１に対する上述せる周波数ｆ０
とこれとは異なる他の周波数ｆ１との２つの共振周波数
をもつ複合共振器が形成されたり．されなかったりし，
而して今述べた複合共振器が形成される場合は，その複
合共振器よりｆ０、ｆ１、｜ｆ０＋ｆ１｜、｜ｆ０−ｆ
１｜の周波数を有する発振出力が得られ．そしてその｜
ｆ０−ｆ１｜の周波数の発振出力が．周波数ｆｓの発振
出力Ｂとして位置３２に得られるも，上述せる複合共振
器が形成されない場合は．位置３２に上述せる発振出力
Ｂが得られないからである。
以上が本発明の一例構成であるが，斯る構成によれば．
上述せる非最適調整状態に於て導出手段３１側でみて第
３図Ａに示す如き主周波数をｆｏ上下帯数の周波数をｆ
ｏ＋ｆｓとせるスペクトル分布を有する出力が得られ．
又上述せる最適調整状態に於て導出手段３１側でみて第
３図Ｂに示す如き第３図Ａの状態より（ｆｏ±ｆｓ）の
周波数を有さざるスペクトル分布を有する出力が得られ
るも，斯る状態より発振器２７をこれより得られる発振
出力Ｓの周波数ｆＬをして上述せる発振出力Ｂの周波数
ｆｓの近傍に設定してこの発振出力Ｓを供給手段２９を
介して発振器２１の発振素子に供給すれば、ｆＬとｆＳ
との間には冒頭にて上述せる基本波同期型と同様の機能
で同期関係が成立してｆＳがｆＬに同期すると共に発振
器２１の発振出力Ａが第３図Ｃに示す如く，その主発振
周波数をして発振出力Ｓの周波数ｆＬと同期して周波数
ｆｏより偏位せる周波数ｆｏ′となりそして周波数ｆｏ
′を中心とする側帯波雑音が第３図Ｂの場合の周波数ｆ
ｏを中心とする側帯波雑音に比し１５ｄｂ程度又はそれ
以上減少して得られ且（ｆｏ′±ｆＬ）の周波数位置に
上下側帯数が得られ，又この場合の発振出力Ａが発振出
力Ｓと同期する周波数帯域巾が十分満足し得る如く広い
ことが確認された。
上述せる非最適調整状態に於て導出手段３１側でみて第
３図Ａに示す如き主周波数をｆｏ上下帯数の周波数をｆ
ｏ＋ｆｓとせるスペクトル分布を有する出力が得られ．
又上述せる最適調整状態に於て導出手段３１側でみて第
３図Ｂに示す如き第３図Ａの状態より（ｆｏ±ｆｓ）の
周波数を有さざるスペクトル分布を有する出力が得られ
るも，斯る状態より発振器２７をこれより得られる発振
出力Ｓの周波数ｆＬをして上述せる発振出力Ｂの周波数
ｆｓの近傍に設定してこの発振出力Ｓを供給手段２９を
介して発振器２１の発振素子に供給すれば、ｆＬとｆＳ
との間には冒頭にて上述せる基本波同期型と同様の機能
で同期関係が成立してｆＳがｆＬに同期すると共に発振
器２１の発振出力Ａが第３図Ｃに示す如く，その主発振
周波数をして発振出力Ｓの周波数ｆＬと同期して周波数
ｆｏより偏位せる周波数ｆｏ′となりそして周波数ｆｏ
′を中心とする側帯波雑音が第３図Ｂの場合の周波数ｆ
ｏを中心とする側帯波雑音に比し１５ｄｂ程度又はそれ
以上減少して得られ且（ｆｏ′±ｆＬ）の周波数位置に
上下側帯数が得られ，又この場合の発振出力Ａが発振出
力Ｓと同期する周波数帯域巾が十分満足し得る如く広い
ことが確認された。
因みに発振器２１の発振素子としてインパットダイオー
ドを使用し，これに直流バイアス源２４より５６ｍＡの
バイアス電流を供給し（この場合ダイオードの端子電圧
が１７．７Ｖであった）このダイオードに発振器２７よ
りの発振出力Ｓを供給せざる状態に於て発振器２１がそ
の発振周波数ｆｏをして４．２ＧＨＺ，発振電力Ｐｏ′
をして１６．８ｄＢｍであり．分岐回路２５及びアイソ
レータ２８間の伝送路上の位置３２で得られる発振出力
Ｂがその周波数ｆｓをして１．２１ＧＨＺである上述せ
る非最適調整状態を得て後，発振器２７より１６ｄＢｍ
の電力ＰＬを有する発振出力を発振器２１のダイオード
に供給した所．発振出力Ｓの周波数ｆＬの変化分△ｆＬ
に対する上述せるｆｏ′とｆｏとの差△ｆｏ（＝ｆｏ′
−ｆｏ）．（ｆｏ′＋ｆＬ）と（ｆｏ＋ｆｓ）との差△
ｆｕ（＝（ｆｏ′＋ｆＬ）−（ｆｏ＋ｆｓ））．及び発
振出力Ａの電力Ｐｏとの関係が第４図に示す如くに得ら
れた。
ドを使用し，これに直流バイアス源２４より５６ｍＡの
バイアス電流を供給し（この場合ダイオードの端子電圧
が１７．７Ｖであった）このダイオードに発振器２７よ
りの発振出力Ｓを供給せざる状態に於て発振器２１がそ
の発振周波数ｆｏをして４．２ＧＨＺ，発振電力Ｐｏ′
をして１６．８ｄＢｍであり．分岐回路２５及びアイソ
レータ２８間の伝送路上の位置３２で得られる発振出力
Ｂがその周波数ｆｓをして１．２１ＧＨＺである上述せ
る非最適調整状態を得て後，発振器２７より１６ｄＢｍ
の電力ＰＬを有する発振出力を発振器２１のダイオード
に供給した所．発振出力Ｓの周波数ｆＬの変化分△ｆＬ
に対する上述せるｆｏ′とｆｏとの差△ｆｏ（＝ｆｏ′
−ｆｏ）．（ｆｏ′＋ｆＬ）と（ｆｏ＋ｆｓ）との差△
ｆｕ（＝（ｆｏ′＋ｆＬ）−（ｆｏ＋ｆｓ））．及び発
振出力Ａの電力Ｐｏとの関係が第４図に示す如くに得ら
れた。
尚この場合同期帯域巾は１００ＭＨＺであった。
又上述せるｆｏ及びｆＬを夫々３４．１ＭＨＺ及び１．
２２３ＧＨＺ，電力Ｐｏ′及びＰＬを夫々１６．８ｄＢ
ｍ及び１６ｄＢｍとしたことを除いては上述せると同様
にして，上述せる△ｆに対する上述せる△ｆｏ，△ｆｕ
及びＰｏの関係が第５図に示す如くに得られた。
２２３ＧＨＺ，電力Ｐｏ′及びＰＬを夫々１６．８ｄＢ
ｍ及び１６ｄＢｍとしたことを除いては上述せると同様
にして，上述せる△ｆに対する上述せる△ｆｏ，△ｆｕ
及びＰｏの関係が第５図に示す如くに得られた。
尚この場合同期帯域巾は１００ＭＨＺ以上であった。
以上よりして明らかな如く本発明に依れば，発振器２７
がその発振出力の周波数をして安定に容易に得ることの
出来る低い周波数で足る発振器で良く，又発振器２１よ
り得られる発振出力Ａが比較的広い周波数帯域巾に亘っ
て発振器２７よりの発振出力Ｓと同期して得られるとい
う大なる特徴を有するものであり．而して斯る特徴の得
られる機能は冒頭にて前述せる基本波同期型．周波数逓
信同期型及び寄生振動同期型の何れとも異なる全く新た
な機能に基くものと考えられ．このことは第３図にて上
述せるスペクトル分布が得られること及び第４図及び第
５図にて上述せる実側結果よりしても明らかな所である
。
がその発振出力の周波数をして安定に容易に得ることの
出来る低い周波数で足る発振器で良く，又発振器２１よ
り得られる発振出力Ａが比較的広い周波数帯域巾に亘っ
て発振器２７よりの発振出力Ｓと同期して得られるとい
う大なる特徴を有するものであり．而して斯る特徴の得
られる機能は冒頭にて前述せる基本波同期型．周波数逓
信同期型及び寄生振動同期型の何れとも異なる全く新た
な機能に基くものと考えられ．このことは第３図にて上
述せるスペクトル分布が得られること及び第４図及び第
５図にて上述せる実側結果よりしても明らかな所である
。
尚上述に於ては本発明の一例を示したに留まり．第２図
にて上述せる構成に於て．その発振器２１より，より安
定に発振器２７の発振出力Ｓと同期せる発振出力Ａを得
べく，第６図に示す如く発振出力導出手段３１に方向性
結合器３３を設け．而してこれを通じて発振出力Ａを外
部に導出する様になすと共に方向性結合器３３を介して
周波数弁別器３４に供給し．これより発振出力Ａの主周
波数ｆｏ′のドリフトに応じた弁別出力Ｄを得．而して
その出力Ｄによって発振器２７の発振出力Ｓの周波数ｆ
を発振出力Ａの主周波数ｆｏ′のドリフトを打消す様に
することも出来，又発振器２７をその発振出力Ｓの周波
数をして外部より変調電圧によって変化せしめる様にし
．発振出力Ａを被周波数変調出力として得る様になすこ
とも出来，その他本発明の精神を脱しない範囲で種々の
変型変更をなし得るであろう。
にて上述せる構成に於て．その発振器２１より，より安
定に発振器２７の発振出力Ｓと同期せる発振出力Ａを得
べく，第６図に示す如く発振出力導出手段３１に方向性
結合器３３を設け．而してこれを通じて発振出力Ａを外
部に導出する様になすと共に方向性結合器３３を介して
周波数弁別器３４に供給し．これより発振出力Ａの主周
波数ｆｏ′のドリフトに応じた弁別出力Ｄを得．而して
その出力Ｄによって発振器２７の発振出力Ｓの周波数ｆ
を発振出力Ａの主周波数ｆｏ′のドリフトを打消す様に
することも出来，又発振器２７をその発振出力Ｓの周波
数をして外部より変調電圧によって変化せしめる様にし
．発振出力Ａを被周波数変調出力として得る様になすこ
とも出来，その他本発明の精神を脱しない範囲で種々の
変型変更をなし得るであろう。
第１図は従来の超高周波同期固体発振器を示す略線的系
統図，第２図は本発明に依る超高周波同期固体発振器の
一例を示す略線的系統図．第３図はその説明に供する周
波数スペクトル分布を示す図，第４図及び第５図は夫々
実測結果を示す曲線図．第６図は本発明の他の側を示す
略線的系統図である。 図中、２１は超高周波固定発振器．２２及び２３は発振
出力調整手段，２４は直流バイアス源．２５は分岐回路
，２６は直流バイアス供給手段．２７は同期用低周波発
振器．２８及び３０はアイソレータ，２９は同期用発振
出力供給手段、３１は発振出力導出手段，３３は方向性
結合器、３４は周波数弁別器を夫々示す。
統図，第２図は本発明に依る超高周波同期固体発振器の
一例を示す略線的系統図．第３図はその説明に供する周
波数スペクトル分布を示す図，第４図及び第５図は夫々
実測結果を示す曲線図．第６図は本発明の他の側を示す
略線的系統図である。 図中、２１は超高周波固定発振器．２２及び２３は発振
出力調整手段，２４は直流バイアス源．２５は分岐回路
，２６は直流バイアス供給手段．２７は同期用低周波発
振器．２８及び３０はアイソレータ，２９は同期用発振
出力供給手段、３１は発振出力導出手段，３３は方向性
結合器、３４は周波数弁別器を夫々示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 導波管内に設けられた発振素子を含んで高周波を発
振する様に構成せる超高周波固体発振器と該超高周波固
体発振器に関連しその発振出力を調整し得る発振出力調
整手段と．直流バイアスの得られる直流バイアス電源と
，該直流バイアス電源より得られる直流バイアスを分岐
回路を介して上記超高周波固体発振器の発振素子に供給
する様になされた直流バイアス供給手段と，上記超高周
波固体発振器の発振出力の周波数に比し低い同期用低周
波を発振する様に構成せる同期用低周波発振器と，該同
期用低周波発振器よりの発振出力を第１のアイソレータ
及び上記分岐回路をそれ等の順に介して上記超高周波固
体発振器の発振素子に供給する同期用発振出力供給手段
と．上記超高周波固体発振器よりの発振出力を第２のア
イソレータを介して導出する様になされた発振出力導出
手段とを具備し、 上記マイクロ波固体発振器の発振素子に上記同期用低周
波供給手段を介しての上記同期用低周波発振器よりの発
振出力を供給せざる状態に於て、上記分岐回路及び上記
第１のアイソレータ間の伝送路にて．上記発振出力調整
手段の調整により上記超高周波固体発振器の発振出力が
．最大で得られる状態より僅かにずれた状態の得られる
当該発振出力調整手段の非最適調整状態に於ては比較的
低い周波数の発振出力が得られるも，最大で得られる状
態の得られる当該発振出力調整手段の最適調整状態に於
ては当該比較的低い周波数の発振出力が得られない様に
構成され． 上記同期用低周波発振器よりの発振出力の周波数が上記
比較的低い周波数の発振出力の周波数又はその近傍とな
された状態に於て上記発振出力導出手段より得られる上
記超高周波固体発振器よりの発振出力が上記同期用低周
波発振器よりの発振出力と同期して得られる様になされ
た事を特徴とする超高周波同期固体発振器。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP51047469A JPS585615B2 (ja) | 1976-04-26 | 1976-04-26 | 超高周波同期固体発振器 |
| US05/789,220 US4099144A (en) | 1976-04-26 | 1977-04-20 | Injection-locked ultra-high frequency solid-state oscillator |
| GB17115/77A GB1540166A (en) | 1976-04-26 | 1977-04-25 | Injection-locked ultra-high frequency solid-state oscillator |
| FR7712436A FR2349996A1 (fr) | 1976-04-26 | 1977-04-25 | Oscillateur uhf a blocage par injection du type a l'etat solide |
| DE2718590A DE2718590C3 (de) | 1976-04-26 | 1977-04-26 | UHF-Festkörperoszillator-Anordnung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP51047469A JPS585615B2 (ja) | 1976-04-26 | 1976-04-26 | 超高周波同期固体発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS52130560A JPS52130560A (en) | 1977-11-01 |
| JPS585615B2 true JPS585615B2 (ja) | 1983-02-01 |
Family
ID=12776001
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP51047469A Expired JPS585615B2 (ja) | 1976-04-26 | 1976-04-26 | 超高周波同期固体発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS585615B2 (ja) |
-
1976
- 1976-04-26 JP JP51047469A patent/JPS585615B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS52130560A (en) | 1977-11-01 |
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