JPH04252605A - ノイズ縮退可調発振器 - Google Patents
ノイズ縮退可調発振器Info
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- JPH04252605A JPH04252605A JP3143525A JP14352591A JPH04252605A JP H04252605 A JPH04252605 A JP H04252605A JP 3143525 A JP3143525 A JP 3143525A JP 14352591 A JP14352591 A JP 14352591A JP H04252605 A JPH04252605 A JP H04252605A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B9/00—Generation of oscillations using transit-time effects
- H03B9/12—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices
- H03B9/14—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices and elements comprising distributed inductance and capacitance
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- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1882—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a magnetic-field sensitive resonator, e.g. a Yttrium Iron Garnet or a magnetostatic surface wave resonator
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- H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は一般に、マイクロ波発振
器に、特に、低ノイズのマイクロ波発振器回路に関する
。
器に、特に、低ノイズのマイクロ波発振器回路に関する
。
【０００２】
【従来技術】通信及び航行のための進歩した電子システ
ムは、低ノイズに適応する、発振回路を含む低ノイズ回
路を必要とすることが知られている。そのような低ノイ
ズ適応例には、宇宙通信、軍事的電子妨害技術、及び近
代的レーダー技術がある。マイクロ波発振器においては
、周波数変調（ＦＭ）ノイズが、発振器内の構成要素の
ノイズ特性のため問題となる。多くの用途において、発
振器のＦＭノイズ特性を低減することは有益である。 素子としてガリウムひ素電界効果トランジスタ（ＦＥＴ
）を有する増幅器を含む単一共振器フィードバック発振
器のＦＭノイズを低減するための１つの公知技術は、Ｏ
．Ｉｓｈｉｈａｒａ，Ｔ．Ｍｏｒｉ，Ｈ．Ｓａｗａｎｏ
，そしてＭ．Ｎａｋａｔａｎｉ等による論文「Ａ Ｈ
ｉｇｈｌｙＳｔａｂｉｌｉｚｅｄ ＧａＡｓ ＦＥ
Ｔ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ Ｕｓｉｎｇａ Ｄｉ
ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ Ｆｅｅｄ
ｂａｃｋ Ｃｉｒｃｕｉｔ ｉｎ ９−１４
ＧＨｚ」ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏ
ｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ
Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，ｖｏｌ．Ｍ．ＴＴ−２８，
Ｎｏ．８，８月，１９８０年、８１７−８２４頁に説明
されているように、フィードバック回路内に高いＱ要素
を使用することである。しかしながら、そのＦＭノイズ
は、低減されるけれどもまだ比較的に高い。
ムは、低ノイズに適応する、発振回路を含む低ノイズ回
路を必要とすることが知られている。そのような低ノイ
ズ適応例には、宇宙通信、軍事的電子妨害技術、及び近
代的レーダー技術がある。マイクロ波発振器においては
、周波数変調（ＦＭ）ノイズが、発振器内の構成要素の
ノイズ特性のため問題となる。多くの用途において、発
振器のＦＭノイズ特性を低減することは有益である。 素子としてガリウムひ素電界効果トランジスタ（ＦＥＴ
）を有する増幅器を含む単一共振器フィードバック発振
器のＦＭノイズを低減するための１つの公知技術は、Ｏ
．Ｉｓｈｉｈａｒａ，Ｔ．Ｍｏｒｉ，Ｈ．Ｓａｗａｎｏ
，そしてＭ．Ｎａｋａｔａｎｉ等による論文「Ａ Ｈ
ｉｇｈｌｙＳｔａｂｉｌｉｚｅｄ ＧａＡｓ ＦＥ
Ｔ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ Ｕｓｉｎｇａ Ｄｉ
ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ Ｆｅｅｄ
ｂａｃｋ Ｃｉｒｃｕｉｔ ｉｎ ９−１４
ＧＨｚ」ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏ
ｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ
Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，ｖｏｌ．Ｍ．ＴＴ−２８，
Ｎｏ．８，８月，１９８０年、８１７−８２４頁に説明
されているように、フィードバック回路内に高いＱ要素
を使用することである。しかしながら、そのＦＭノイズ
は、低減されるけれどもまだ比較的に高い。
【０００３】ノイズを低減するための第２の公知の技術
は、１９８５年１１月２６日に発行された米国特許第４
，５５５，６７８号「Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｏｓｃｉ
ｌｌａｔｏｒ」（この特許は本願と同じ譲受人に譲渡さ
れている）に説明されているように、単一共振器（可調
又は固定周波数）マイクロ波発振器内の能動素子として
ガリウムひ素ＦＥＴを使用している。この特許において
は、ＦＥＴのゲート・ソース間の静電容量がゲート・ソ
ース間の電圧に依存するので、ＦＥＴ増幅器のゲートバ
イアスポートが発振器の同調ポートとして使用可能であ
ることが記載されている。従って、ゲート・ソース端子
間に加えられた信号は、ＦＥＴにより増幅される信号の
位相を変調するゲート・ソース間の静電容量の値を変化
させることになる。フィードバック回路内の共振器の分
散性位相応答は、増幅された信号の位相変調を発振器の
出力において周波数変調された信号に変換する。このよ
うにして、発振器の周波数は、発振器の同調ポートとし
て働くゲートバイアスポートに加えられた信号により変
調される。
は、１９８５年１１月２６日に発行された米国特許第４
，５５５，６７８号「Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｏｓｃｉ
ｌｌａｔｏｒ」（この特許は本願と同じ譲受人に譲渡さ
れている）に説明されているように、単一共振器（可調
又は固定周波数）マイクロ波発振器内の能動素子として
ガリウムひ素ＦＥＴを使用している。この特許において
は、ＦＥＴのゲート・ソース間の静電容量がゲート・ソ
ース間の電圧に依存するので、ＦＥＴ増幅器のゲートバ
イアスポートが発振器の同調ポートとして使用可能であ
ることが記載されている。従って、ゲート・ソース端子
間に加えられた信号は、ＦＥＴにより増幅される信号の
位相を変調するゲート・ソース間の静電容量の値を変化
させることになる。フィードバック回路内の共振器の分
散性位相応答は、増幅された信号の位相変調を発振器の
出力において周波数変調された信号に変換する。このよ
うにして、発振器の周波数は、発振器の同調ポートとし
て働くゲートバイアスポートに加えられた信号により変
調される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】それは多くの適用例に
おいて有用であるが、発振器の同調ポートとしてＦＥＴ
増幅器のゲートバイアスポートを使用することには幾つ
かの欠点がある。例えば、ゲート・ソース間静電容量対
電圧の関係は正確に予測するのは困難である、なぜなら
ば、その関係は、発振器が安定状態に到達し、そして増
幅器のゲート電圧に対する位相シフト特性が必ずしも単
調ではない大信号条件の関数であるからである。その関
係はまた、ＦＥＴパラメータがＦＥＴによって変動する
ため、ＦＥＴ毎に変化するので、発振器の正確な変調感
度を予測することは非常に難しい。変調感度は重要な周
波数ロックループ設計における微妙なパラメータである
ので、全発振器の変調感度を個々に測定されなければな
らず、そして各々の対応周波数ロックループのパラメー
タは周波数ロックループの所望の性能を得るために適宜
に調整されなければならない。さらに、この発振器周波
数同調の方法は、発振器回路での能動素子としての１ポ
ート装置（例えば、ガンダイオード或はインパットダイ
オード））の使用にはあまり適していない。最後に、発
振器の電源が最初に投入される時、ゲートバイアスポー
トに供給される周波数ロックループ出力電圧は過大とな
り、有効ゲートＤＣバイアス電圧が正となり、トランジ
スタを破損する大ゲート電流を引き起こす可能性がある
。
おいて有用であるが、発振器の同調ポートとしてＦＥＴ
増幅器のゲートバイアスポートを使用することには幾つ
かの欠点がある。例えば、ゲート・ソース間静電容量対
電圧の関係は正確に予測するのは困難である、なぜなら
ば、その関係は、発振器が安定状態に到達し、そして増
幅器のゲート電圧に対する位相シフト特性が必ずしも単
調ではない大信号条件の関数であるからである。その関
係はまた、ＦＥＴパラメータがＦＥＴによって変動する
ため、ＦＥＴ毎に変化するので、発振器の正確な変調感
度を予測することは非常に難しい。変調感度は重要な周
波数ロックループ設計における微妙なパラメータである
ので、全発振器の変調感度を個々に測定されなければな
らず、そして各々の対応周波数ロックループのパラメー
タは周波数ロックループの所望の性能を得るために適宜
に調整されなければならない。さらに、この発振器周波
数同調の方法は、発振器回路での能動素子としての１ポ
ート装置（例えば、ガンダイオード或はインパットダイ
オード））の使用にはあまり適していない。最後に、発
振器の電源が最初に投入される時、ゲートバイアスポー
トに供給される周波数ロックループ出力電圧は過大とな
り、有効ゲートＤＣバイアス電圧が正となり、トランジ
スタを破損する大ゲート電流を引き起こす可能性がある
。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、発振器
は入出力を有する増幅器と、その増幅器の入出力間に配
置されたフィードバック回路を包含する。フィードバッ
ク回路は共振器、そしてその共振器と直列に配置された
電圧制御移相器を包含する。発振器は電圧制御移相器と
共振器からの信号に応答して、増幅器内の低周波数ノイ
ズを縮退させるための電圧制御移相器のコントロールポ
ートにコントロール信号を提供するための手段を更に包
含する。この特別配置によって、発振器の同調ポートと
して電圧制御移相器のコントロールポートを利用して、
発振器毎に予測可能発振器変調感度と、非常に高い信号
レベルに到達するまで発振器フィードバックループ内の
信号レベルに対して独立的である変調感度とを有する発
振器を提供する。さらに、周波数同調能力はガンダイオ
ード増幅器やインパットダイオード増幅器などの単一ポ
ート増幅器を利用する発振器のために提供される。
は入出力を有する増幅器と、その増幅器の入出力間に配
置されたフィードバック回路を包含する。フィードバッ
ク回路は共振器、そしてその共振器と直列に配置された
電圧制御移相器を包含する。発振器は電圧制御移相器と
共振器からの信号に応答して、増幅器内の低周波数ノイ
ズを縮退させるための電圧制御移相器のコントロールポ
ートにコントロール信号を提供するための手段を更に包
含する。この特別配置によって、発振器の同調ポートと
して電圧制御移相器のコントロールポートを利用して、
発振器毎に予測可能発振器変調感度と、非常に高い信号
レベルに到達するまで発振器フィードバックループ内の
信号レベルに対して独立的である変調感度とを有する発
振器を提供する。さらに、周波数同調能力はガンダイオ
ード増幅器やインパットダイオード増幅器などの単一ポ
ート増幅器を利用する発振器のために提供される。
【０００６】本発明のさらなる特徴によれば、発振器は
能動素子として電界効果トランジスタを含み入出力を有
する増幅器と、増幅器の入出力間に配置されたフィード
バック回路内のパラレルフィードバック素子として伝送
モードで使用される第１ポートと第２ポートを有する共
振器を包含する。発振器は、それに供給される信号の移
相を制御するためのコントロールポート（コントロール
信号に応答する）を有し、フィードバックループ内に共
振器と直列に配置される電圧制御移相器をさらに包含す
る。発振器はフィードバックループからの信号を少なく
とも第１パス、第２パスと、そして第１ポート、第２ポ
ート、及び第３ポートを有するサーキュレータとに分割
するための手段を更に包含し、サーキュレータの第１ポ
ートは第１パス内の信号が供給され、そしてサーキュレ
ータの第２ポートは共振器の第１ポートに接続されてい
る。発振器は、更に、第１入力ポートにサーキュレータ
の第３ポートからの信号が供給されるように配置された
第１及び第２入力ポートと出力ポートを有する位相検出
器を含んでいる。入力ポートと出力ポートを有する９０
度移相器は、９０度移相器の入力ポートに分割手段の第
２パスからの信号が供給され、そして９０度移相器の出
力ポートが位相検出器の第２入力ポートに接続されるよ
うに配置される。発振器はまた電圧制御移相器にコント
ロール信号を提供するため、位相検出器の出力ポートに
応答する手段を包含する。この特定の配置によって、発
振器毎の変調感度は、非常に高い信号レベルに到達しな
いならば、発振器フィードバックループ内の信号レベル
と無関係となり、そしてその発振器がフィードバックル
ープ内の高Ｑを有する共振器のみを有する発振器よりも
良好なＦＭノイズ性能を有する。
能動素子として電界効果トランジスタを含み入出力を有
する増幅器と、増幅器の入出力間に配置されたフィード
バック回路内のパラレルフィードバック素子として伝送
モードで使用される第１ポートと第２ポートを有する共
振器を包含する。発振器は、それに供給される信号の移
相を制御するためのコントロールポート（コントロール
信号に応答する）を有し、フィードバックループ内に共
振器と直列に配置される電圧制御移相器をさらに包含す
る。発振器はフィードバックループからの信号を少なく
とも第１パス、第２パスと、そして第１ポート、第２ポ
ート、及び第３ポートを有するサーキュレータとに分割
するための手段を更に包含し、サーキュレータの第１ポ
ートは第１パス内の信号が供給され、そしてサーキュレ
ータの第２ポートは共振器の第１ポートに接続されてい
る。発振器は、更に、第１入力ポートにサーキュレータ
の第３ポートからの信号が供給されるように配置された
第１及び第２入力ポートと出力ポートを有する位相検出
器を含んでいる。入力ポートと出力ポートを有する９０
度移相器は、９０度移相器の入力ポートに分割手段の第
２パスからの信号が供給され、そして９０度移相器の出
力ポートが位相検出器の第２入力ポートに接続されるよ
うに配置される。発振器はまた電圧制御移相器にコント
ロール信号を提供するため、位相検出器の出力ポートに
応答する手段を包含する。この特定の配置によって、発
振器毎の変調感度は、非常に高い信号レベルに到達しな
いならば、発振器フィードバックループ内の信号レベル
と無関係となり、そしてその発振器がフィードバックル
ープ内の高Ｑを有する共振器のみを有する発振器よりも
良好なＦＭノイズ性能を有する。
【０００７】
【実施例】図１において、入力及び出力を有する増幅器
１１と、その増幅器１１の周辺に配置されたフィードバ
ック回路２９を包含する発振器１０が示されている。増
幅器１１はその能動素子としてガリウムひ素ＭＥＳＦＥ
Ｔ或は他のタイプの電界効果又はバイポーラトランジス
タを包含するのが望ましいが、ガンダイオード又はイン
パットダイオード増幅器を含む他のタイプの増幅器のも
のであっも良い。フィードバック回路２９は増幅器１１
とコントロールポート１３ａの入力に結合された第１ポ
ートと第２ポートを有する共振器１３を包含する。共振
器１３はコントロールポート１３ａに供給されるコント
ロール信号により決定される共振周波数を有する。フィ
ードバック回路２９は、増幅器１１の出力に結合された
入力ポートとパワーデイバイダ１７の入力ポートに結合
された出力ポートを有する電圧制御移相器２７を更に包
含する。電圧制御移相器２７は、後述される方法でフィ
ードバック回路２９を伝搬する信号の位相を調整するラ
イン２５ａに沿うコントロール信号が供給されるコント
ロールポートと、同じように後述される方法でライン１
２ａに沿う粗コントロール信号により供給される粗コン
トロールポート２７ａを包含する。パワーデイバイダ（
電力分割器）１７はサーキュレータ１５の第１ポートに
結合される第１出力ポートと、発振器１０から出力を提
供するために使用される第３出力ポートを有する。サー
キュレータ１５は第２ポートと第３ポートを有し、サー
キュレータ１５の第２ポートは共振器１３の第１ポート
に結合される。サーキュレータ１５の第３ポート電力分
割器１７の第２ポートは後述される電圧制御移相器２７
にコントロール信号を提供する弁別回路３０に信号を供
給するために使用される。
１１と、その増幅器１１の周辺に配置されたフィードバ
ック回路２９を包含する発振器１０が示されている。増
幅器１１はその能動素子としてガリウムひ素ＭＥＳＦＥ
Ｔ或は他のタイプの電界効果又はバイポーラトランジス
タを包含するのが望ましいが、ガンダイオード又はイン
パットダイオード増幅器を含む他のタイプの増幅器のも
のであっも良い。フィードバック回路２９は増幅器１１
とコントロールポート１３ａの入力に結合された第１ポ
ートと第２ポートを有する共振器１３を包含する。共振
器１３はコントロールポート１３ａに供給されるコント
ロール信号により決定される共振周波数を有する。フィ
ードバック回路２９は、増幅器１１の出力に結合された
入力ポートとパワーデイバイダ１７の入力ポートに結合
された出力ポートを有する電圧制御移相器２７を更に包
含する。電圧制御移相器２７は、後述される方法でフィ
ードバック回路２９を伝搬する信号の位相を調整するラ
イン２５ａに沿うコントロール信号が供給されるコント
ロールポートと、同じように後述される方法でライン１
２ａに沿う粗コントロール信号により供給される粗コン
トロールポート２７ａを包含する。パワーデイバイダ（
電力分割器）１７はサーキュレータ１５の第１ポートに
結合される第１出力ポートと、発振器１０から出力を提
供するために使用される第３出力ポートを有する。サー
キュレータ１５は第２ポートと第３ポートを有し、サー
キュレータ１５の第２ポートは共振器１３の第１ポート
に結合される。サーキュレータ１５の第３ポート電力分
割器１７の第２ポートは後述される電圧制御移相器２７
にコントロール信号を提供する弁別回路３０に信号を供
給するために使用される。
【０００８】共振器１３は周波数ｆｏで共振するいかな
る共振器であっても良いが、好適形態においては、それ
はイットリュームアイアンガーネット（ＹＩＧ）同調バ
ンドパスフィルタなどの磁気的同調共振回路である。発
振器１０はここでＸバンドの周波数のために最適化され
ているので、ＹＩＧ同調バンドパスフィルタは発振器１
０の位相と周波数特性を安定化させるための共振器１３
として使用される。ＹＩＧ同調バンドパスフィルタは１
９８８年７月１９日発行の米国特許第４７５８８００号
「Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ｍａｇｎｅｔｉｃａｌｌｙ
Ｔｕｎｅｄ Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｃｉｒｃｕｉ
ｔ（この特許は本願と同じ譲受人に譲渡されている）に
説明されているように使用することができる。フィード
バック回路２９を通して伝搬する信号に対して、共振器
１３は伝送モードで動作する。共振器１３は高いＱを有
し、ＦＭノイズを低減して、フィードバック回路２９内
で正フィードバック信号を提供する。共振器１３の第２
ポートからの信号は増幅器１１の入力ポートに供給され
、そこで増幅される。増幅器１１の出力ポートにおける
信号は電圧制御移相器２７の入力ポートに供給される。 電圧制御移相器２７は入力ポートからの信号を電圧制御
移相器２７の出力ポートに結合し、しかも、選択可能微
分移相を前記信号に与えることが出来（後に詳述される
）、その量は電圧制御移相器２７のコントロールポート
２７ａ，２７ｂに加えられたコントロール信号により選
択される。 周波数ｆｏにおける発振器１０の振動開始の条件は、も
し増幅器１１の利得がフィードバック回路２９の総損失
を越え、そしてフィードバック回路２９と増幅器１１を
通じての総移相が周波数ｆｏにおいて２ラジアンの整数
倍であるならば満足される。
る共振器であっても良いが、好適形態においては、それ
はイットリュームアイアンガーネット（ＹＩＧ）同調バ
ンドパスフィルタなどの磁気的同調共振回路である。発
振器１０はここでＸバンドの周波数のために最適化され
ているので、ＹＩＧ同調バンドパスフィルタは発振器１
０の位相と周波数特性を安定化させるための共振器１３
として使用される。ＹＩＧ同調バンドパスフィルタは１
９８８年７月１９日発行の米国特許第４７５８８００号
「Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ｍａｇｎｅｔｉｃａｌｌｙ
Ｔｕｎｅｄ Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｃｉｒｃｕｉ
ｔ（この特許は本願と同じ譲受人に譲渡されている）に
説明されているように使用することができる。フィード
バック回路２９を通して伝搬する信号に対して、共振器
１３は伝送モードで動作する。共振器１３は高いＱを有
し、ＦＭノイズを低減して、フィードバック回路２９内
で正フィードバック信号を提供する。共振器１３の第２
ポートからの信号は増幅器１１の入力ポートに供給され
、そこで増幅される。増幅器１１の出力ポートにおける
信号は電圧制御移相器２７の入力ポートに供給される。 電圧制御移相器２７は入力ポートからの信号を電圧制御
移相器２７の出力ポートに結合し、しかも、選択可能微
分移相を前記信号に与えることが出来（後に詳述される
）、その量は電圧制御移相器２７のコントロールポート
２７ａ，２７ｂに加えられたコントロール信号により選
択される。 周波数ｆｏにおける発振器１０の振動開始の条件は、も
し増幅器１１の利得がフィードバック回路２９の総損失
を越え、そしてフィードバック回路２９と増幅器１１を
通じての総移相が周波数ｆｏにおいて２ラジアンの整数
倍であるならば満足される。
【０００９】発振器１０は位相検出器１９の入力に直接
的に「メインアーム」として図１で言及されるブランチ
に沿って供給されているサーキュレータ１５の第３ポー
トから前記信号の１つとともに１対の信号が供給される
弁別回路３０を包含する。第２信号は９０度移相器２１
に供給され、そして「基準アーム」として言及されるブ
ランチに沿って位相検出器１９の第２入力に供給される
。位相検出器１９の出力はループ増幅器２３と整形フィ
ルタ２５（ここではローパスフィルタ）に供給され、ラ
イン２５ａに沿ってコントロール信号を提供する。
的に「メインアーム」として図１で言及されるブランチ
に沿って供給されているサーキュレータ１５の第３ポー
トから前記信号の１つとともに１対の信号が供給される
弁別回路３０を包含する。第２信号は９０度移相器２１
に供給され、そして「基準アーム」として言及されるブ
ランチに沿って位相検出器１９の第２入力に供給される
。位相検出器１９の出力はループ増幅器２３と整形フィ
ルタ２５（ここではローパスフィルタ）に供給され、ラ
イン２５ａに沿ってコントロール信号を提供する。
【００１０】動作時、サーキュレータ１５から共振器１
３の第１ポートに加えられた信号は臨界結合される。臨
界結合は従来型のＳ型弁別曲線の形で弁別回路３０の伝
達機能を提供する。共振器１３の共振周波数ｆｏが変化
する時、Ｓ曲線の交点は同時に変化する。そのような弁
別曲線の傾斜は共振器１３の第１ポートでの結合の程度
により制御され、そして臨界結合では、共振器１３の負
荷時のＱと直接的に比例する。臨界結合は、共振器１３
の第１ポートからｆｏにおいて反射ゼロを提供するため
に共振器１３の入力結合ループ（図示せず）の部分を調
整することによりＹＩＧタイプの共振器１３で達成して
も良い。
３の第１ポートに加えられた信号は臨界結合される。臨
界結合は従来型のＳ型弁別曲線の形で弁別回路３０の伝
達機能を提供する。共振器１３の共振周波数ｆｏが変化
する時、Ｓ曲線の交点は同時に変化する。そのような弁
別曲線の傾斜は共振器１３の第１ポートでの結合の程度
により制御され、そして臨界結合では、共振器１３の負
荷時のＱと直接的に比例する。臨界結合は、共振器１３
の第１ポートからｆｏにおいて反射ゼロを提供するため
に共振器１３の入力結合ループ（図示せず）の部分を調
整することによりＹＩＧタイプの共振器１３で達成して
も良い。
【００１１】共振器１３から反射された信号はサーキュ
レータ１５とメインアーム３３を通じて位相検出器１９
の第１入力ポートに供給される。電力分割器１７の第２
出力ポートから来る信号は、９０度移相器２１と基準ア
ーム３５を通じて位相検出器１９のための基準信号を提
供する位相検出器１９の第２入力ポートに適用される。 ９０度移相器２１は、基準信号と位相検出器１９の第１
と第２入力ポートにおいて共振器１３から反射される信
号との間の直角位相関係を提供する。９０度移相器１９
は固定又は電圧制御移相器である。もし９０度移相器が
コントロールポート２１ａを有する電圧制御移相器であ
るならば、コントロールポートは位相検出器１９の入力
ポートにおける信号間の直角関係を維持するために共振
器１３と一体となって同調される。共振器１３を同調さ
せる時、「メインアーム」と「基準アーム」内のパス遅
延は、遅延時間が完全に釣合っていない場合、互いに変
化する。この場合、電圧制御移相器が遅延差を除去し、
そして位相検出器１９の入力ポートにおける信号間の９
０度位相差を維持するために移相器２１に使用されても
良い。位相検出器１９からの出力信号は発振器１０内の
ＦＭノイズ量に関する信号を提供する。弁別器３０の出
力からの信号は、そのような信号が増幅されるループ増
幅器２３に加えられる。ループ増幅器２３からの信号は
、そのような信号がろ波され、そして電圧制御移相器２
７のコントロールポートに供給される整形フィルタ２５
に供給される。Ｄ．Ｃ．オフセット電圧は、電圧制御移
相器２７のバイアスを満足させるためにループ増幅器２
３の第２入力ポートに加算される。
レータ１５とメインアーム３３を通じて位相検出器１９
の第１入力ポートに供給される。電力分割器１７の第２
出力ポートから来る信号は、９０度移相器２１と基準ア
ーム３５を通じて位相検出器１９のための基準信号を提
供する位相検出器１９の第２入力ポートに適用される。 ９０度移相器２１は、基準信号と位相検出器１９の第１
と第２入力ポートにおいて共振器１３から反射される信
号との間の直角位相関係を提供する。９０度移相器１９
は固定又は電圧制御移相器である。もし９０度移相器が
コントロールポート２１ａを有する電圧制御移相器であ
るならば、コントロールポートは位相検出器１９の入力
ポートにおける信号間の直角関係を維持するために共振
器１３と一体となって同調される。共振器１３を同調さ
せる時、「メインアーム」と「基準アーム」内のパス遅
延は、遅延時間が完全に釣合っていない場合、互いに変
化する。この場合、電圧制御移相器が遅延差を除去し、
そして位相検出器１９の入力ポートにおける信号間の９
０度位相差を維持するために移相器２１に使用されても
良い。位相検出器１９からの出力信号は発振器１０内の
ＦＭノイズ量に関する信号を提供する。弁別器３０の出
力からの信号は、そのような信号が増幅されるループ増
幅器２３に加えられる。ループ増幅器２３からの信号は
、そのような信号がろ波され、そして電圧制御移相器２
７のコントロールポートに供給される整形フィルタ２５
に供給される。Ｄ．Ｃ．オフセット電圧は、電圧制御移
相器２７のバイアスを満足させるためにループ増幅器２
３の第２入力ポートに加算される。
【００１２】電力分割器１７、弁別器３０、ループ増幅
器２３、整形フィルタ２５、そして電圧制御移相器２７
から構成されるノイズ縮退ループ３１は、発振器１０内
のＦＭノイズを、位相検出器１９内のダイオード（図示
せず）のノイズにより典型的に設定される弁別器のノイ
ズフロアーのレベルまで縮退させるために提供される。 発振器１０からの出力信号は電力分割器１７の第３出力
ポートを通じて得られる。ノイズ縮退ループ３１はまた
、移相器２７がフィードバック信号として電圧制御移相
器２７のコントロールポートに供給されたコントロール
信号により正しくバイアスされる時、電圧制御移相器２
７からの信号の周波数を共振器１３の通過帯域の中心周
波数、ｆｏに名目上ロックさせる周波数ロックループ（
ＦＬＬ）でもあることが解る。フィードバック回路２９
内の周波数の好ましくない変化は弁別器３０からの出力
信号の変化となる。後者は電圧制御移相器２７のコント
ロールポートに供給されるコントロール信号の変化とな
るので、発振器の周波数、ｆｏの変化を最小にすること
が出来る。
器２３、整形フィルタ２５、そして電圧制御移相器２７
から構成されるノイズ縮退ループ３１は、発振器１０内
のＦＭノイズを、位相検出器１９内のダイオード（図示
せず）のノイズにより典型的に設定される弁別器のノイ
ズフロアーのレベルまで縮退させるために提供される。 発振器１０からの出力信号は電力分割器１７の第３出力
ポートを通じて得られる。ノイズ縮退ループ３１はまた
、移相器２７がフィードバック信号として電圧制御移相
器２７のコントロールポートに供給されたコントロール
信号により正しくバイアスされる時、電圧制御移相器２
７からの信号の周波数を共振器１３の通過帯域の中心周
波数、ｆｏに名目上ロックさせる周波数ロックループ（
ＦＬＬ）でもあることが解る。フィードバック回路２９
内の周波数の好ましくない変化は弁別器３０からの出力
信号の変化となる。後者は電圧制御移相器２７のコント
ロールポートに供給されるコントロール信号の変化とな
るので、発振器の周波数、ｆｏの変化を最小にすること
が出来る。
【００１３】発振器１０は又、コントローラ（図示せず
）からの周波選択信号に応答して、ライン１２ａに沿っ
てコントロールポート１３ａにおける共振器１３にコン
トロール信号を提供する周波数決定回路１２をも包含す
る。コントロールポート１３ａにおけるコントロール信
号は、周波数決定回路１２に供給された周波数選択信号
に関連させて、共振器１３の中心周波数、ｆｏを決定す
るために使用される。フィードバック回路２９の周波数
が共振器１３の中心周波数を変更することにより変化さ
せられると、Ｓ曲線の交差周波数は変化し、そして発振
器１０はノイズ縮退ループ３１により新周波数にロック
されることが解る。電圧制御移相器が９０度移相器のた
めに使用される時、周波数決定回路１２はまた９０度移
相器２１のコントロールポート２１ａにコントロール信
号を提供する。後者は、周波数、ｆｏが変更されると、
位相検出器１９の入力ポートにおける入力信号間の９０
度位相差は維持されることを保証する。
）からの周波選択信号に応答して、ライン１２ａに沿っ
てコントロールポート１３ａにおける共振器１３にコン
トロール信号を提供する周波数決定回路１２をも包含す
る。コントロールポート１３ａにおけるコントロール信
号は、周波数決定回路１２に供給された周波数選択信号
に関連させて、共振器１３の中心周波数、ｆｏを決定す
るために使用される。フィードバック回路２９の周波数
が共振器１３の中心周波数を変更することにより変化さ
せられると、Ｓ曲線の交差周波数は変化し、そして発振
器１０はノイズ縮退ループ３１により新周波数にロック
されることが解る。電圧制御移相器が９０度移相器のた
めに使用される時、周波数決定回路１２はまた９０度移
相器２１のコントロールポート２１ａにコントロール信
号を提供する。後者は、周波数、ｆｏが変更されると、
位相検出器１９の入力ポートにおける入力信号間の９０
度位相差は維持されることを保証する。
【００１４】周波数決定回路１２はさらに粗コントロー
ルポート２７ｂにおける電圧制御移相器２７にライン１
２ｂに沿ってコントロール信号を提供する。そのような
コントロール信号は電圧制御移相器の粗コントロールポ
ート２７ｂをバイアスし、正しい移相を提供し、周波数
決定回路１２に供給される周波数選択信号に関連させて
、周波数、ｆｏでの発振を確保するために使用される。
ルポート２７ｂにおける電圧制御移相器２７にライン１
２ｂに沿ってコントロール信号を提供する。そのような
コントロール信号は電圧制御移相器の粗コントロールポ
ート２７ｂをバイアスし、正しい移相を提供し、周波数
決定回路１２に供給される周波数選択信号に関連させて
、周波数、ｆｏでの発振を確保するために使用される。
【００１５】図２において、マイクロ波発振器１０で使
用され、そして９．６ＧＨｚで動作するために最適化さ
れた電圧制御移相器２７（以後移相器２７とも称する）
のマイクロストリップ回路の実施例（誘電性材料（ここ
ではアルミナ）のスラブ５３上に配置されたマイクロス
トリップ回路構成を意味し、前記スラブ５３は導電材料
のシート５５上に配置されている）が示されている。移
相器２７は連続的に変更できるタイプのものが望ましい
が、２つ以上の段、その１つはデジタル的に可変のもの
から構成されても良い。移相器２７は移相器２７に供給
されるＲ．Ｆ．信号に与えられる移相の変化を提供する
ために、Ｄ．Ｃ．バイアス電圧の変化に応じて静電容量
が変化するバラクタダイオード４２を包含する。
用され、そして９．６ＧＨｚで動作するために最適化さ
れた電圧制御移相器２７（以後移相器２７とも称する）
のマイクロストリップ回路の実施例（誘電性材料（ここ
ではアルミナ）のスラブ５３上に配置されたマイクロス
トリップ回路構成を意味し、前記スラブ５３は導電材料
のシート５５上に配置されている）が示されている。移
相器２７は連続的に変更できるタイプのものが望ましい
が、２つ以上の段、その１つはデジタル的に可変のもの
から構成されても良い。移相器２７は移相器２７に供給
されるＲ．Ｆ．信号に与えられる移相の変化を提供する
ために、Ｄ．Ｃ．バイアス電圧の変化に応じて静電容量
が変化するバラクタダイオード４２を包含する。
【００１６】増幅器１１（図１）からのＲ．Ｆ．信号は
移相器２７の入力ポート５２、そしてＤ．Ｃ．ブロック
５４（ここでは２０ｐＦのコンデンサ）を通じて供給さ
れる。第１ポート６２、第２ポート６４、第３ポート６
６、そして第４ポート６８を有する９０度ハイブリッド
結合器６０は第１ポート６２におけるＤ．Ｃ．ブロック
５４からのＲ．Ｆ．信号により供給される。９０度ハイ
ブリッド結合器６０の第１ポート６２に加えられるＲ．
Ｆ．信号は９０度ハイブリッド結合器６０により第２ポ
ート６４におけるＲ．Ｆ．信号の第１部分と第３ポート
６６におけるＲ．Ｆ．信号の第２部分に等しく分割され
る。９０度ハイブリッド結合器を出て行くＲ．Ｆ．信号
の第１部分はＲ．Ｆ．同調スタブ７２を通過して、バラ
クタダイオード４２に到達する。同調スタブ７２は、ダ
イオード４２に供給された電圧の範囲で挿入損失をほぼ
一定に保ちながら、Ｒ．Ｆ．信号に与えられる移相の範
囲を増加するために提供される。１／４波長オープンス
タブ７６は、Ｒ．Ｆ．信号の第１部分にバックショート
を提供して、Ｒ．Ｆ．エネルギーの第１部分が９０度ハ
イブリッド結合器６０に向って反射されるようにする適
当な高逆バイアス電圧を有するＤ．Ｃ．バイアス信号の
バラクタダイオード４２，４４のためのバイアスを提供
するために端子２７ａ，２７ｂに適用される。Ｒ．Ｆ．
ブロック８２，８４、そして８６は、Ｒ．Ｆ．信号が端
子２７ａ，２７ｂに向って逆流するのを防ぐために提供
されている。逆バイアス電圧は、バラクタダイオード４
２，４４に順方向バイアスを与えることなく、コントロ
ールポート２７ａ又は２７ｂのいずれかに加えられたコ
ントロール信号にバラクタダイオード４２，４４のコン
トロール電圧を変更させることが出来るようなものであ
るべきである。
移相器２７の入力ポート５２、そしてＤ．Ｃ．ブロック
５４（ここでは２０ｐＦのコンデンサ）を通じて供給さ
れる。第１ポート６２、第２ポート６４、第３ポート６
６、そして第４ポート６８を有する９０度ハイブリッド
結合器６０は第１ポート６２におけるＤ．Ｃ．ブロック
５４からのＲ．Ｆ．信号により供給される。９０度ハイ
ブリッド結合器６０の第１ポート６２に加えられるＲ．
Ｆ．信号は９０度ハイブリッド結合器６０により第２ポ
ート６４におけるＲ．Ｆ．信号の第１部分と第３ポート
６６におけるＲ．Ｆ．信号の第２部分に等しく分割され
る。９０度ハイブリッド結合器を出て行くＲ．Ｆ．信号
の第１部分はＲ．Ｆ．同調スタブ７２を通過して、バラ
クタダイオード４２に到達する。同調スタブ７２は、ダ
イオード４２に供給された電圧の範囲で挿入損失をほぼ
一定に保ちながら、Ｒ．Ｆ．信号に与えられる移相の範
囲を増加するために提供される。１／４波長オープンス
タブ７６は、Ｒ．Ｆ．信号の第１部分にバックショート
を提供して、Ｒ．Ｆ．エネルギーの第１部分が９０度ハ
イブリッド結合器６０に向って反射されるようにする適
当な高逆バイアス電圧を有するＤ．Ｃ．バイアス信号の
バラクタダイオード４２，４４のためのバイアスを提供
するために端子２７ａ，２７ｂに適用される。Ｒ．Ｆ．
ブロック８２，８４、そして８６は、Ｒ．Ｆ．信号が端
子２７ａ，２７ｂに向って逆流するのを防ぐために提供
されている。逆バイアス電圧は、バラクタダイオード４
２，４４に順方向バイアスを与えることなく、コントロ
ールポート２７ａ又は２７ｂのいずれかに加えられたコ
ントロール信号にバラクタダイオード４２，４４のコン
トロール電圧を変更させることが出来るようなものであ
るべきである。
【００１７】９０度ハイブリッド結合器６０からのＲ．
Ｆ．信号の第２部分は第２Ｒ．Ｆ．同調スタブ７４を通
過して、バラクタダイオード４４に到達する。Ｒ．Ｆ．
同調スタブ７２のような同調スタブ７４が、同調電圧範
囲で挿入損失をほぼ一定に保ちながら、移相器の範囲を
増加するために提供されている。１／４波長スタブ７８
は、Ｒ．Ｆ．信号の第２部分にバックショートを提供し
て、前記第２部分が９０度ハイブリッド結合器に向って
反射されるようにする。９０度ハイブリッド結合器６０
に向って反射されたＲ．Ｆ．信号の第１部分はポート６
４に入り、そして９０度ハイブリッド結合器６０に向っ
て反射されたＲ．Ｆ．信号の第２部分はポート６６に入
る。Ｒ．Ｆ．エネルギの第１部分と第２部分は９０度ハ
イブリッド結合器６０のポート６８において９０度ハイ
ブリッド結合器６０により組み合わされる。ポート６８
からのＲ．Ｆ．信号はＤ．Ｃ．ブロック５６（ここでは
２０ｐＦコンデンサ）を通過して、移相器２７の出力ポ
ート５８に現れる。電圧制御移相器２７のそのようなＲ
．Ｆ．信号は電力分割器１７（図１）に供給される。
Ｆ．信号の第２部分は第２Ｒ．Ｆ．同調スタブ７４を通
過して、バラクタダイオード４４に到達する。Ｒ．Ｆ．
同調スタブ７２のような同調スタブ７４が、同調電圧範
囲で挿入損失をほぼ一定に保ちながら、移相器の範囲を
増加するために提供されている。１／４波長スタブ７８
は、Ｒ．Ｆ．信号の第２部分にバックショートを提供し
て、前記第２部分が９０度ハイブリッド結合器に向って
反射されるようにする。９０度ハイブリッド結合器６０
に向って反射されたＲ．Ｆ．信号の第１部分はポート６
４に入り、そして９０度ハイブリッド結合器６０に向っ
て反射されたＲ．Ｆ．信号の第２部分はポート６６に入
る。Ｒ．Ｆ．エネルギの第１部分と第２部分は９０度ハ
イブリッド結合器６０のポート６８において９０度ハイ
ブリッド結合器６０により組み合わされる。ポート６８
からのＲ．Ｆ．信号はＤ．Ｃ．ブロック５６（ここでは
２０ｐＦコンデンサ）を通過して、移相器２７の出力ポ
ート５８に現れる。電圧制御移相器２７のそのようなＲ
．Ｆ．信号は電力分割器１７（図１）に供給される。
【００１８】周波数決定回路１２（図１）からの粗コン
トロール信号は粗コントロールポート２７ｂに適用され
、周波数選択信号（図１）により選択された時の周波数
でフィードバック回路２９（図１）における発振を開始
するために要求される移相を選択するためにＤ．Ｃ．バ
イアス信号を変更する。コントロールポート２７ａに加
えられたコントロール信号はバラクタダイオード４２，
４４の電圧を変更し、それに応じてバラクタダイオード
の静電容量を変化させる。後者はノイズ縮退ループ３１
により検出された好ましくない周波数変化に応じて、伝
搬Ｒ．Ｆ．信号部分に与えられた移相を変更する。コン
トロールポート２７ａ，２７ｂに加えられたコントロー
ル信号は、Ｒ．Ｆ．信号が移相器２７を通過する時、移
相器２７に入るＲ．Ｆ．信号に与えられる移相量を制御
することは明白である。
トロール信号は粗コントロールポート２７ｂに適用され
、周波数選択信号（図１）により選択された時の周波数
でフィードバック回路２９（図１）における発振を開始
するために要求される移相を選択するためにＤ．Ｃ．バ
イアス信号を変更する。コントロールポート２７ａに加
えられたコントロール信号はバラクタダイオード４２，
４４の電圧を変更し、それに応じてバラクタダイオード
の静電容量を変化させる。後者はノイズ縮退ループ３１
により検出された好ましくない周波数変化に応じて、伝
搬Ｒ．Ｆ．信号部分に与えられた移相を変更する。コン
トロールポート２７ａ，２７ｂに加えられたコントロー
ル信号は、Ｒ．Ｆ．信号が移相器２７を通過する時、移
相器２７に入るＲ．Ｆ．信号に与えられる移相量を制御
することは明白である。
【００１９】図１に戻って、このような回路配置は発振
器毎の変調感度の変動を低減する。さらに、このような
回路配置で、ガンダイオード増幅器又はインパットダイ
オード増幅器などの単一ポート素子増幅器は、発振器１
０内の周波数変動が電圧制御移相器２７により制御され
るので、増幅器１１として交代的に使用可能である。電
圧制御移相器２７を使用することにより、フィードバッ
クループ２９とノイズ縮退ループ３１の両方において、
発振器１０は広範囲の周波数帯域幅で同調可能である。 上記形態の素子は本発明に影響を及ぼすことなく再構成
が可能であることも又明白である。例えば、電圧制御移
相器２７は、増幅器１１とパワーデイバイダ１７間の代
りに、共振器１３と増幅器１１間に接続することが可能
である。
器毎の変調感度の変動を低減する。さらに、このような
回路配置で、ガンダイオード増幅器又はインパットダイ
オード増幅器などの単一ポート素子増幅器は、発振器１
０内の周波数変動が電圧制御移相器２７により制御され
るので、増幅器１１として交代的に使用可能である。電
圧制御移相器２７を使用することにより、フィードバッ
クループ２９とノイズ縮退ループ３１の両方において、
発振器１０は広範囲の周波数帯域幅で同調可能である。 上記形態の素子は本発明に影響を及ぼすことなく再構成
が可能であることも又明白である。例えば、電圧制御移
相器２７は、増幅器１１とパワーデイバイダ１７間の代
りに、共振器１３と増幅器１１間に接続することが可能
である。
【００２０】本発明の好適実施例を説明したが、その概
念を取り入れた他の形態が使用可能であることは当業者
には明白であろう。それ故に、これらの形態は開示され
た形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲及び
その精神によってのみ限定されるべきものである。
念を取り入れた他の形態が使用可能であることは当業者
には明白であろう。それ故に、これらの形態は開示され
た形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲及び
その精神によってのみ限定されるべきものである。
【図１】本発明による低ノイズ発振器のブロック図であ
る。
る。
【図２】図１に示された発振器における使用に適した電
圧制御移相器の平面図である。
圧制御移相器の平面図である。
１０発振器
１１増幅器
１２周波数決定回路
１３共振器
１３ａコントロールポート
１５サーキュレータ
１７電力分割器
２３ループ増幅器
２５整形フィルタ
２７電圧制御移相器
２９フィードバック回路
３０弁別回路
３１ノイズ縮退ループ
Claims (8)
- 【請求項１】（イ）出力周波数を有する出力信号を供給
するための第１手段であって、該第１手段が、（ｉ）入
力と出力を有する増幅器と、（ｉｉ）増幅器の入力と出
力との間に配置されるフィードバック回路とを含み、前
記増幅器が、（ａ）共振器と、（ｂ）共振器と直列に配
置された電圧制御移相器とから構成される第１手段と、
（ロ）フィードバック回路からの信号に応答し、発振器
内の低周波数ノイズを縮退するためコントロール信号を
電圧制御移相器に供給する第２手段と、から構成される
発振器。 - 【請求項２】 増幅器がガリウムひ素電界効果トラン
ジスタを含む請求項１に記載の発振器。 - 【請求項３】 前記第１手段が、（ａ）フィードバッ
ク回路からの信号を少なくとも第１パスと第２パスに分
割する手段と、（ｂ）第１、第２、及び第３ポートを有
し、第１ポートが第１パス内の信号に応答し、第２ポー
トが共振器に結合されているサーキュレータと、から構
成され、第２手段が、（ａ）分割手段の第２パスからの
信号に応答する９０度移相器と、（ｂ）第１及び第２の
入力ポートと出力ポートを有する移相器であって、第１
入力ポートがサーキュレータの第３ポートからの信号に
応答し、第２入力ポートが９０度移相器からの信号に応
答する移相器と、（ｃ）位相検出器の出力ポートに結合
され、電圧制御移相器へのコントロール信号を発生する
手段から構成される、請求項１に記載の発振器。 - 【請求項４】 コントロール信号発生手段が、（ａ）
位相検出器の出力ポートからの信号に応答するループ増
幅器と、（ｂ）入力と出力を有する整形フィルタであっ
て、その入力がループ増幅器からの信号に応答し、その
出力は電圧制御移相器のコントロールポートに結合され
る整形フィルタと、から構成される請求項３に記載の発
振器。 - 【請求項５】 分割手段が出力からの信号を第３パス
に分割するための手段を更に有し、前記第３パスは発振
器のための出力である請求項３に記載の発振器。 - 【請求項６】（ａ）出力周波数を有する出力信号を生成
する手段であって、（ｉ）入力と出力、そしてその能動
素子として電界効果トランジスタを有する増幅器と、（
ｉｉ）増幅器の入力と出力との間に配置されたフィード
バックループ内にフィードバック素子として送信モード
で使用される第１ポートと第２ポートを有する共振器と
、（ｉｉｉ）コントロールポートを有し、フィードバッ
クループ内で共振器と直列に配置され、コントロール信
号に応答して、供給された信号の位相シフトを制御する
ための電圧制御移相器と、（ｉｖ）フィードバックルー
プからの信号を少なくとも第１パスと第２パスに分割す
る手段と、（ｖ）第１ポート、第２ポート及び第３ポー
トを有するサーキュレータであって、その第１ポートが
第１パス内の信号に応答し、その第２ポートが共振器に
接続されるサーキュレータと、から構成される生成手段
と、（ｂ）反射モードで共振器を使用する弁別回路であ
って、（ｉ）第１及び第２の入力ポートと出力ポートを
有する位相検出器であって、第１入力ポートはサーキュ
レータの第３ポートからの信号に応答する位相検出器と
、（ｉｉ）入力ポートと出力ポートを有する９０度移相
器であって、入力ポートが第２パスからの信号に応答し
、出力ポートが位相検出器の第２入力ポートに接続され
ている９０度移相器と、（ｉｉｉ）位相検出器出力ポー
トに応答し、電圧制御移相器にコントロール信号を提供
する手段と、から構成される弁別回路と、を含む発振器
。 - 【請求項７】 ９０度移相器は電圧制御移相器であり
、発振器はさらに、（ａ）出力周波数で共振器を同調さ
せるための共振器コントロール信号を生成し、（ｂ）９
０度移相器を同調させるための９０度移相器コントロー
ル信号を生成し、（ｃ）出力周波数に対応して選択微分
移相を生成するために電圧制御移相器を同調させるため
の電圧制御移相器粗コントロール信号を生成する、手段
を有する請求項６に記載の発振器。 - 【請求項８】 出力周波数とともに出力信号を有する
マイクロ波発振器であって、（ａ）能動素子としてＧａ
ＡｓＭＥＳＦＥＴを有する増幅器と、（ｂ）出力周波数
において共振し、そしてイットリウム・アイアン・ガー
ネット（ＹＩＧ）フィルタから構成され、増幅器に接続
されて、そしてＦＭノイズを低減するため高Ｑを有し、
正フィードバック信号を提供する共振器と、（ｃ）入力
ポート、出力ポート及びコントロールポートを有する電
圧制御移相器であって、入力ポートは増幅器から信号供
給され、出力ポートは共振器に接続されている移相器と
、（ｄ）９０度だけ移相された電圧制御移相器からの信
号と正フィードバック信号の１部分に応答し、増幅器内
に発生される低周波数ノイズを表す信号を提供する位相
検出手段と、（ｅ）位相検出手段からの信号に応答し、
電圧制御移相器のコントロールポートにコントロール信
号を提供し、前記低周波数ノイズを縮退する手段と、か
ら構成されるマイクロ波発振器。
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|---|---|---|---|
| US07/538,439 US5032800A (en) | 1990-06-15 | 1990-06-15 | Tunable oscillator with noise degeneration |
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-
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