JPS5846881B2 - ケンパカイロ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は振幅変調波を検波する検波回路の改良に関す
る。

従来の振幅変調波を検波する検波回路ｌオ、ダイオード
（またはトランジスタ）で半波整流を行っているが、検
波入力を増幅する前段の増幅器のゲインの変動でバイア
ス電位がずれてしまい、良好な半波整流がなし得ないの
で、前段増幅器の入力を直接結合することができず、カ
ップリングコンデンサで接続する必要があった。

そのため検波回路をＩＣで構成する場合には、外付けの
カップリングコンデンサを必要とし、これがＩＣ化の障
害となっていた。

第１図に従来の代表的な検波回路の例を示す。

この第１図で、トランジスタＱ１と抵抗Ｒ１，Ｒ２とに
より振幅変調波の中間周波増幅器が構成されており、ま
た、ダイオードＤと抵抗Ｒ３、Ｒ４とにより検波用トラ
ンジスタＱ２（実際はダイオードの動作をする）のバイ
アス回路が、トランジスタＱ３と抵抗Ｒ５、Ｒ６とによ
り検波出力の増幅器が、それぞれ構成される。

今、中間周波増幅器により希望の振幅レベルに増幅され
たとする。

この振幅変調波信号が検波用トランジスタＱ２のベース
に送られて検波動作が行なわれる訳であるが、検波動作
を行なうためには、第２図に示すトランジスタＱ２の動
作特性図の点Ｐのようにオンレベルすれすれにトランジ
スタＱ２のベースバイアス電位を設定し、半波整流作用
が行なわれるようにしなければならない。

そこで、中間周波増幅器のゲインの若干の変動でこのバ
イアス電位がずれることを避けるため、中間周波増幅器
と検波回路との間は直接接続できず、外付けのカップリ
ングコンデンサＣを介して接続する必要がある。

したがって本発明は簡単な回路でカップリングコンデン
サを不要とする検波回路を提供することを目的とする。

以下本発明に係る一実施例について図面を参照しながら
説明する。

第３図において、ＮＰＮ トランジスタ１および２は差
動増幅器を構成しており、それぞれのベースは抵抗５，
６を介して抵抗３，４で構成される分圧回路に接続され
、所定のバイアス電位を与えられている。

このトランジスタ１および２の一方のベースは検波すべ
き振幅変調波を出力する入力信号源７に接続されている
。

これらトランジスタ１．２の両エミッタは共通接続され
、定電流源８に接続される。

トランジスタ１のコレクタには順次抵抗１０およびダイ
オード１１が接続され、正の電源端子に接続される。

トランジスタ２のコレクタは順次ダイオード１２、抵抗
１３を介して正の電源端子に接続される。

トランジスタ１のコレクタには第３のトランジスタ９の
エミッタが接続され、トランジスタ２のコレクタにはト
ランジスタ９のコレクタが接続される。

このトランジスタ９のベースはダイオード１２と抵抗１
３との接続点に接続される。

次にこの回路の動作について第４図および第５図を参照
しながら説明する。

まず信号源７からの入力信号が正の場合について説明す
る。

この場合にはトランジスタ１のベースに正の電位が加え
られるため、トランジスタ１のコレクタ電流は増大し、
そのため抵抗１０による電圧降下４５大きくなる。

このときトランジスタ２のコレクタ電流は減少し、その
ため抵抗１３に流れる電流は少なくなる。

したがってトランジスタ９のエミッタ電位は低く、コレ
クタ電位は高くなる。

その結果トランジスタ９は第４図に示すｖｃＥが正の領
域中の能動領域での動作を行い、すなわちコレクタ・エ
ミッタ間のインピーダンスが低くなる。

そのためトランジスタ１，２のコレクタ間が短絡された
と同じ状態となるので、トランジスタ１，２で構成され
る差動増幅器のゲインはほぼ零となる。

なお、ダイオード１２はトランジスタ９のベースバイア
ス電圧を発生するためであり、またダイオード１１は差
動増幅器の負荷条件をバランスさせるためであり、ダイ
オード１１と１２は等価な特性のものが望ましい。

すなわち電源電圧変動、周囲温度変化に対し同様のイン
ピーダンス特性変化を呈し負荷のバランスを保てるから
である。

次に入力信号源７よりの信号が負の場合には、トランジ
スタ２のコレクタ電流が増大し、したがってトランジス
タ９のコレクタ電位が下がり、トランジスタ１のコレク
タ電位は上昇するのでトランジスタ９は第４図のＶＯＥ
の負の領域での動作を行う。

すなわちこのトランジスタ９のコレクタ・エミッタ間は
高インピーダンスとなり、差動増幅器を構成するトラン
ジスタ１，２のコレクタ間ヲはぼしゃ断する。

したがってこの時には差動増幅器のゲインは通常の差動
増幅器としてのゲインが得られる。

したがって第５図Ａに示すような被検波入力が入力され
た場合には、その正負の半サイクルで差動増幅器のゲイ
ンが極端に異なるため、第５図Ｂに示すような半波整流
出力が、たとえばトランジスタ１のコレクタ端子より得
られ、これを積分することにより第５図Ｃに示すような
検波出力が得られる。

このように、入力信号の極性によって差動増幅器のゲイ
ンを大幅に異ならせるようにしているため、前段増幅器
のゲインが多少変動したとしても、トランジスタ９のコ
レクタ・エミッタ間バイアス電圧ＶｃＥが第４図のＯポ
イントから左右に若干ずれるだけであるから、入力の正
・負でのゲインの差自体はそれ程度らず、結局、第５図
Ｂのような波形の出力が得られる。

したがってトランジスタ１のベースバイアス電圧の許容
量は従来（第１図）よりも余裕があり、カップリングコ
ンデンサを用いずに直接接続できる。

なおこの回路をＩＣ化する場合にはダイオード１１．１
２はトランジスタのＢＣ（ベース・コレクタ）間あるい
はＢＥ間（ベースエミッタ）間の接合を用いて構成する
のが普通である。

このときダイオード１１．１２はいずれも第６図に示す
ようにトランジスタ１４．１５のＢＣ接合を利用したも
のを用いるのが好ましい。

すなわち定常状態（無信号時）でトランジスタ９のコレ
クタ・エミッタ間に電流が流れないように、トランジス
タ９のＢＣ間スレッシュホールド電圧とダイオード１２
のスレッシュホールド電圧とを等しくするのが好ましい
からである。

このダイオード１２を第６図に示すものとは逆にトラン
ジスタのＢＥ間接合を利用したものを用いたとすると、
ダイオード１２のスレッシュホールド電圧の方がトラン
ジスタ９のＢＣ間スレッシュホールド電圧よりも高くな
って、定常状態でトランジスタ９に負のコレクタ電流が
流れるからである。

以上説明したように、上記検波回路によれば、直流バイ
アスの調整がきわめて簡単であり、検波回路前段のゲイ
ンに影響されないため、前段の増幅器にカップリングコ
ンデンサを介さず直結することができる。

したがってＩＣ化した場合にきわめて好ましい。

また差動増幅器を用い、さらにダイオード１１．１２を
同一特性のものを用いることにより、電源電圧変動ある
いは温度変化に対してきわめて安定した検波を行うこと
が可能である。

なお、上記の説明ではトランジスタは全てＮＰＮ型のも
のを用いているがＰＮＰ型を用いることができることは
勿論である。

また、ダイオード１１゜１２の代りに抵抗を用いること
も可能である。

さらに、第３図および第６図では、差動増幅器を構成す
るトランジスタ１，２のコレクタ負荷として抵抗１０．
１３を使用した場合の例を示しているが、第７図に示す
ように高利得を得るためＰＮＰ型トランジスタ１０１，
１３１を負荷として用いることもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例の回路図、第２図は第１図のトランジス
タＱ２のベース・エミッタ電圧とエミッタ電流との関係
を示すグラフ、第３図は本発明の一実施例を示す回路図
、第４図は第３図のトランジスタ９のコレクタ・エミッ
タ電圧とコレクタ電流との関係を示すグラフ、第５図Ａ
、Ｂ、Ｃは第３図の回路の動作を説明するための波形図
、第６図および第７図は他の実施例をそれぞれ示す回路
図である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 差動増幅器を構成する第１、第２のトランジスタと
   、これら両トランジスタのコレクタにそのコレクタおよ
   びエミッタがそれぞれ接続される第３のトランジスタと
   を有し、このトランジスタのコレクタ・エミッタ間のイ
   ンピーダンスが前記第１、第２のトランジスタのコレク
   タ電位に応じて変化するように、第３のトランジスタの
   ベースを第１または第２のトランジスタのコレクタ電流
   通路に接続しかつ、第３のトランジスタのベース・コレ
   クタ間にダイオードまたは抵抗を挿入したことを特徴と
   する検波回路。