JPS5830290A - テレビ音声信号の受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 テレビ音声多重放送の実施に伴い、従来ともすれば無視
されがちであったテレビ音声の音質の向、上につい【着
目されるようになった。

本発明は、このテレビ音声の音質の向上を図ったもので
ある。

テレビジ冒ン侶号中の音声信号を受信し復調する回路方
式としてはインターキャリア方式とスゲリットキャリア
方式とが知られている。以下に、これら方式について説
明する。

第１図はインターキャリア方式の概要を示す系統図で、
アンテナ（１）にて受信された高ｆｌ信号は、チューナ
（２）に供給されて、これよりｆｐ＝５８．７５旙りの
映像搬送波成分とｆｐ＝５４．２５ＭＨｚの音声搬送波
成分が得られ、これら搬送波成分は映像中間周波増幅回
路（３）　Ｋ供給されるとともに両搬送波成分のみを取
り出すフィルタ（４）に供給され、その出力が増−回路
（５）を介して音声検波回路（６）に供給される。

この検波回路（６）よりは両像送波の差の周波数の４．
５ＭＨｚのビート信号として被ＦＭ変調音声信号が得ら
れ、これが周波数弁別回路（力に供給されて周波数復調
され、その出力は音声多重信号のデコーダ（８）に供給
される。そして、このデコーダ（８）よりはテレビ音声
が多重音声でないときは通常のモノ−ツル音声信号が出
力信号ｓＡ及びｓＢとして得られ、テレビ音声が多重音
声でそれがステレオ（２か国＃ｍ）であるときＫは、一
方の出力ＳＡとして左音声信号（日本語音声信号）が、
他方の出力ｓＢとして右音声信号（英語音声信号）が、
それぞれ得られる。なお、音声検波回路（６）よりの信
号が増幅回路（５）にフィードバックされてＡＧＣがか
かるようにされている。

一方、第２図はスズリットキャリア方式の概要を示す系
統図で、チューナ（２）の出力信号はバンドパス特性の
表面波フィルタ（９）に供給されてこれより　１ｓ＝５
４．２ｓＭＨｚの音声搬送波成分のみが得られる。この
音声搬送波成分は増幅回路α呻を通じて混合回路（υに
供給される。一方、局部発振回路ａｚが設けられ、これ
より６４．９５ＭＨ１の発振信号が混合回路αυに供給
されて、両信号が掛は合わされる。

したがって、混合回路ａυよりは両゛者の崖の周波数１
０．７ＭＨ！の音声搬送波成分が得られ、これがバンド
パス特性のセラミツクフィルタ０３＆通じて周波数弁別
回路α４に供給されて復調され、その出力信号は音声多
重信号デコーダ（８）に供給され、第１図の場合と同様
の出力信号Ｓム及びｓＢが得られる。

なお、周波数弁別１ｇｌ路Ｑ４）の出力が局部発振−路
α湯に供給されて局部発振周波数が制御されるＡＦＣル
ープが形成される。

上述のインターキャリア方式では、映像搬送波と音声搬
送波との差の４．５Ｍ）！ｚの周波数成分を利用するも
のであるため、本質的に映像信号成分が音声チャンネル
に混入しゃすくバズが発生するとりう欠点がある。

しかし、音声多重放送を考慮しなければ、通常は音声Ｆ
Ｍ検波器出力のディエンファシス回路で、高域成分がか
なり落ちているためこのバズもそれ根気にならないａｔ
であるが、音声多重放送の場合はその嗣チャンネル信号
をディエンファシス回路の前から取り出す必要があるた
め、とのバズ妨書は音質に多大の影響を及ぼす。

これに対し、スズリットキャリア方式でヰ、音声搬送波
成分と映倫搬送波成分とを分離して象り出すものである
ので、映像信号成分の影響を受けることがなく、良質の
音声信号を得ることができる。

ところが、スズリットキャリア方式では映像搬送波とは
関係なく、独立に音声搬送波を処理するものであるので
、プリセットチューナでプリセット選局をしたときやフ
ァインチューニングを行った場合に局部発振周波数がず
れて＾ＦＣがはずれると画像は出ているのに音は出なく
なるという不幽然な状１１Ｊなる。テレビ受像機と音声
多重信号の復調用デコーダが別体のものであればまだし
も、両ｉが一体のものではこのように両像は映出されて
いるのに音が出ないという状態は一般の受信者にとって
は不可解であり、使い勝手が悪く、取り扱いが複雑にな
る。

これに対し、インターキャリア方式では映像搬送波と音
声搬送波との差の周波数を利用するものであるので、画
と音とが合わないということはない。

また、スプリットキャリア方式は、ＶＨＦ受信の場合に
は、上述のようにバズやバズビートがなく、音質の向上
という点で申し分のない性能となるが、υ−ＨＦ受信の
場合には必ずしも音質の向上が期待できず、場合によっ
てはインターキャリア方式よりも性能が劣ることがある
。

すなわち、チューナにおける局部発振周波数は、日本の
場合、受信信号よりも５８．７５ＭＨｚ”だけ高い周波
数となっている。受信した高周波信号のレベル、したが
って、入力信号のレベルが低い場合には、局部発振器は
所定の局部発振周波数で安定に発振するが、入力信号の
レベルが高くなると、局部発振器のパリキャップなどの
周波数決定素子に妨害波がのり、局部発振周波数が映像
搬送波の影響を受けて変動するという、いわゆるローカ
ル引き込み現象が生じる。

ところで、チューナにはＡＧＣ（自動利得制御）がかか
つてお０．ＶＨＦ　、ＵＨＦともに映像のいを確保する
ため入力信号レベルが例えば６５ンｄＢμを越える点か
らＡＧＣがきくようになっている。

ＶＨＦでは、このＡＧＣにより上述した引き込み現象は
無視し得る程度に抑えられている。

ところが、ＵＨＦでは、周波数が高いので、局部発振器
のパリキャップ等の周波数決定素子の感度がＶＨＦの場
合に比べて、約４倍程度高くなる。

このため、ＵＨＦの場合、ＡＧＣのきかない入力信号レ
ベル５０〜６０　ｄＢμ程度で、上述の引き込み現象な
生じ、局部発振周波数が入力信号レベルに従って変動し
てしまう。テレビジョン受像機の場合、入力信号は被Ａ
Ｍ変調信号であるので、局部発振周波数は映倫搬送波に
従って変動することになる。

この局部発振周波数の変動は、スプリットキャリア方式
では、変動な受けた音声信号がそのまま分離されて取り
出されるため、この変動が、そのまま音となって現われ
、バズ音となる。このバズ音による音質の劣化の度合は
、ＵＨＦでＡＧＣがかからない領域において、急激であ
り、バズ音が検知されてから、さらに入力レベル１５ｄ
Ｂ程度上げただけで音質はインターキャリア方式による
音質に比べて非常に悪化し【しまう。

この現象を防止するには、ＵＨＦチューナのＡＧＣが５
０〜６０ｄＢμからきくようにすればよいが、前述した
ように、それでは映像のＳ／Ｎが劣化し、実用にならな
い。そこで、ＵＨＦチューナの局部発振器とミキサーと
の間にバッファ増幅回路を挿入することが考えられるが
、ＵＨＦ帝すべてなカバーするバッファ増幅回路は、コ
スト面及び設計的な面で実現が困難である。

また、送信機側の問題ではあるが、この送（ｌｌｉｌｌ
でＡＭ−ＰＭ変換があると、サテライト多段中継の場合
、映像搬送波だけでなく音声搬送波も位相変調を受ける
ので、インターキャリア方式では位相変調分が相殺され
て、これによるバズは発生しないが、スズリットキャリ
ア方式の場合には、位相変調を受けた音声搬送波成分が
そのまま分離されて取り出され【復調されるため、位相
変調分を除去できず、バズが発生する。

以上のように、スプリットキャリア方式はテレビ音声の
音質の向上という点で万能ではなく種々の欠点がある。

そこで、音声多重信号のデコーダを内蔵するテレビジ曹
ン受像機において、受信者の使い勝手を考慮するととも
に、常にバズの少ない音質の良いテレビ音声が得られる
ようにしたテレビ音声信号の受信機が提案されている。

そこで、以下に嬉３図を参照してかかる受信機の１０１
な説明する。

これは、インターキャリア方式及びスズリットキャリア
方式の音声復調回路な備え、その両復調出力な選択する
ように構成されている。先ず、そのインターキャリア方
式の音声復調回路について説明する。チューナ（２）の
出力信号は、映像中周波増幅回路（３）に供給される。

この増幅回路（３）の出力ｇＩ号は、映像検波回路（図
示せず）に供給されると共に音声検波回路（６）に供給
される。音声検波図＊　（６）よりの被ＦＭ液調音声信
号は周波数弁別回路（ηに供給されて周波数復調され、
その出力信号は信号切換回路ａｌに供給される。

次に、スズリットキャリア方式の音声復調回路について
説明する。チューナ（２）の出力信号はフィルタ（９）
に供給されて、音声搬送波成分のみが得られ、これが周
波数変換回路−に供給され’Ｃ１０，７ＭＨｚの搬送波
成分に変換される。周波数変換回路α９の出力信号は周
波数弁別回路α尋に供給されて復調されれ、その復調出
力は信号切換回＃６ａｌ　Ｋ供給されて、周波数弁別回
路（７ンの復調出力と切換えられた後、デコーダ（８）
に供給される。

次にこの切換回路顛を切換制御する制御回路につい″Ｃ
説明する０周波数弁別回路α尋の出力がローパスフィル
タαηに供給され、得られた８字出力（第４図参照）が
比較回路α樽に供給される。

受信状態が悪く、チューナ（２）でファインチューニン
グ等によりその局部発振周波数が例えば±２５０ｋＨｚ
以上変化すると、この比較回路Ｑｌより例えば検出出力
「１」が得られ、これがオア回路員を通じて切換回路α
ｅに制御信号として供給され、インターキャ替ア復調回
路の周波数弁別回路（刀よりの復調出力がデコーダ（８
）に供給されるように切換えられる。

受信状態が良好で、比較回路ａ８から検出出方「１」が
得られないときは、スズリットキャリア方式の音声復調
回路の周波数弁別器Ｑ４１よりの復調出力がデコーダ（
８）に供給されるように切換えられる・したがって、通
常の良好な受信状態では、比較回路α尋より検出出力ｒ
ｌＪは得られないので、スプリットキャリア方式の音声
復調回路によって復調された復調出力がデコーダ（８）
に供Ｗ１すれて、バズのない良好なテレビ音声が再生さ
れる。

そして、チューナ（２）で７フインチ品−二ングなどを
行ったときに局発周波数が所定値以上ずれたときには、
比較回路Ｑ８より検出出方「１」が得られるので、イン
ターキャリア方式の音声復調回路によって復調された出
方はデコーダ（８）に供給される。

したがって、画像が画面に現われているのに、音が出な
いということはなくなる。

また、例えば受信機にインターキャリア方式への強制切
換スイッチが設けられ、ＵＨＦ放送受信時等のときであ
って、出力音声にバズが目立つときに、このスイッチが
オンされると、端子（至）を通じて比較回路ａ８の検出
出力「１」と同様の強制インターキャリア切換制御信号
が供給され、これがオア回路αｌｆ：通じて切換回路ａ
ｅＫ供給されて、強制的にインターキャリア方式の音声
復調回路に切り換えられる。したがって、スプリットキ
ャリア方式のみの場合の欠点が改善される。

次に、第４図をも参照して、第３図の受信機の動作ｆ：
説明する。ローパスフィルタαυより得られる出力電圧
Ｅは、周波数弁別器α滲の特性によりその入力信号の周
波数ｆの変化に応じて、第４図に示す如き８字％性を呈
する。第４図に於いて、ｆ。

は周波数弁別器ａ４の同調周波数で、ｆ＝ｆ、のときＥ
＝０となる。ｆがｆ１≦ｆ≦ｆ２のときはＥとｆは直線
関係となり、’　＜　ｆｌ−ｆ　）　ｆ２のときはＥ−
Ｑとなる。尚、ｆがｆｌ　ｐ　ｆ２のときのＥを夫々Ｅ
ｌｅｇｙとする。又、’ｔ’＊’ｊ’を夫々ｆｌ＜　ｉ
ｌ’＜　ｆｏ　ｖ’Ｏ＜　ｆ／＜　ｉｓで且つｆ２’　
　ｆ６　ｘｘ　ｆｏ　　１．ｔに遇び、そのときのＥを
夫々ｇ＝ｔＥｌ’、ｇ−Ｅ、／とする。そして、上述し
た局部発振周波数が±２５０ｋＨｚずれたときのｆｋ夫
々ｆ　＝ｆｉ　、　ｆ　ｘｘ　ｆ＊’とする。

そして、比較回路（１１に於いて、基準電圧ＥＩ’ｓ　
Ｅｘ’な設ける。ＥがＢ、Ｉ≦Ｅ≦Ｅ！′のとき、即ち
ｆがｆ　ｔ／≦ｆ≦ｆｌの範囲１内にあるときは検出信
号は上述の如く「Ｏ」となって、切換回路１Ｇによりス
ズリットキャリア方式の音声復調回路の復調出方がデコ
ーダ（８）に切換供給される。

又、Ｅがｇ（Ｅｌ’、Ｅ）Ｅ雪′のとき、即ち、ｆがｆ
＞ｆｘ’＊ｆ＜ｆｔ’の＠ＷＩｉｂＦＩ’ＪＩＩＣある
ときは、検出信号は上述の如く「ｌ」となって、切換回
路ａｅによりインターキャリア方式の音声復調回路の復
調出方がデコーダ（８）に切換供給される。

ところで、かかるインターキャリア方式及びスプリット
キャリア方式の音声復調回路を具備したテレビ音声信号
の受信機（テレビ受像機）に於いて、ＰＬＬシンセサイ
ザ方式のチューナな用いた−のにあつ【は、スズリット
キャリア方式の音声復調回路の復調出力が選択されてい
るときに、ＡＦＴ回路（デジタルＡＦＴ回路）から出力
が得られて、これによりチューナのプログラマブル分周
器の分周比が変化した場合は、その過渡時にノイズが発
生するという欠点があった。

即ち、スプリットキャリア方式の音声復調回路の復調出
力が選択されているときにチューナの局部角ｆＲ器の１
振周波数が変化すると、その周波数の変化分は電圧の変
化分に変換され、これがＡＦＴ回路の出力となる。ＰＬ
Ｌシンセサイザ方式のチューナの場合は、プログラマブ
ル分周器の分周比がｌＸｆツブ変化すると、肉えば１０
０ｋＨｚの変化分に相当するＡＦＴ回路の出力（電圧）
が得られる。１００％変調の場合の周波数偏移が通常±
２５ｋＨｚであるから、１ＱＱｋＨ！に対応するＡＦＴ
回路の出力電圧は２００％変調の尖頭−尖頭値に相当す
る。インターキャリア方式及びスプリットキャリア方式
の音声復調回路の復調出力の選択は、上述したように１
０　、７ＭＨｚの周波数弁別回路の弁別出力に基づいて
行なっているが、スプリットキャリア方式の着岸復調回
路の復調出力が選択されているときは、周波数弁別開路
への入力信号の周波数が例えば１０．７ＭＨｚ±２００
ｋＨの範囲を越えない限り、インター中ヤリア方式の音
声復調回路に切換えられない、かくして、スゲリフト命
ヤリ７方式の音声復調回路の復調出力が選択されている
ときに、１函が絵柄等の場合はＡＦＴ回路の出力電圧が
変化し、その度に「ポコ、ボコ、・・・−・」とい５ノ
イズがスビー★から放声されることになる。

かかる点に鑑み、本発明は上述の欠点を除去したこの種
、テレビ音声信号の受信機を提案しようとする１のであ
る。

本発明は、ＰＬＬシンセサイザ方式のチューナと、デジ
タルＡＰＴ回路と、インターキャリア方式の音声復調回
路と、スプリットキャリア方式の音声復調回路と、テレ
ビ音声多重信号のデ；−ダと、両復調回路の復調出力を
選択し【デ；−ダに供給する選択手段と、チューナの局
部発振周波数のずれを検出してその検出出力により選択
手段を制御する周波数弁別器とを有し、通常はスプリッ
トキャリア方式の音声復調回路の復調出力が選択され、
チューナの局部発振周波数のずれが所定値以上のときは
インターキャリア方式の音声復調回路の復調出力が選択
されるようにしたテレビ音声信号の受信機に於いて、デ
ジタルＡＦＴ回路から出力が得られたときＫはインター
キャリア方式の音声復調回路の復調出力が選択されるよ
５に選択手段を制御する制御手段を設けたものである。

以下に譲５図を参照して、本発明の一実施渕を説明する
も、第１図〜第３図と対応する部分゛には同一符号な付
して一部重複説明を省略する。

（２）はＰＬＬシンセサイザ方式のチューナな示し、以
下、：しにツイテ説明−１，（４２Ｖ）、（４２０）ハ
ＶＨＦ及びＵＨＦ用高周波増幅器で、その各入力端に夫
夫ＶＨＦ及びＵＨＦ用アンテナ（ＩＶ）、（ＩＵ）が接
続されている＠　（４４Ｖ）、（４４Ｕ）はＶＨＦ及び
ＵＨＦ用ミキサである。尚、ミキサ（４４Ｖ）はＵＨＦ
用の中間周波増幅器も兼ねている。（４５Ｖ）、（４５
Ｕ）はＶＨＦ及びＵＨＦ用局部発振器である。

−は上述の発振器（４５Ｖ）、（４５Ｕ）な含むＰＬＬ
シンセサイザな示す。以下これについて説明する。

−は発振周波数が８００ｋＨｇの基準発振器で、その発
損償号が分周比が」−〇分周器１１）Ｋ供給されて１２ 分周された１、５６２５ｋＨｚの基準周波数信号が位相
比較器−に供給される。発振器（４５Ｖ）又は（４５０
）よりの局部発振信号は分周比かｎのプリスケ−ツーｉ
ａに供給されて分周され、その出力が分局比が１のプレ
グツマプル分周器（ロ）に供給され【分周さ騰 れる０分周Ｓ−は制御回路（マイクロコンビエータ）＠
によって、その分周比が制御される。尚、＠　、　９１
は夫々手動及び遠隔制御選局信号入力端子である。そし
て、分周器−の出力が位相比較器匈に供給されて、１．
５６２５ｋＫｇの基準周波数信号と比較される０位相比
較器−の比較出力はＶＨＦ及ヒＵ　ＨＦ　用ルー　フ７
４　ルＩ　（５５Ｖ）、（５５Ｕ）　Ｋ供給ｆｉれ、そ
の出力が発振周波ａＷ＊＊号として発振器（４５Ｖ）、
（４５υ）に供給される。

上述のチューナ（２）Ｋ於いて、発振器（４５Ｖ）又は
＜４８υ）の発珈周波数＆−〜とすると、これは次式０
式％ ） コノ場合の、ＶＨＦの１チ’ｒ７ネ／’　（９４，２５
ＰＪ（ｚ　）の電波な受信する場合のｎを求めると次式
のようになる。但し、映像中間周波数は５８．７５ＭＨ
ｚである。

ｆｙ　−９１，２５（ＭＨｚ）　＋　５８．７！Ｓ　（
ＭＨｚ）＝　１５０　（ＭＨｚ　） 、°、ｒｉ−１５００ 又、ＶＨＦ（Ｄ１２ｆヤ７ネ”　（２１７，２５ＭＨり
の電波な受信する場合のｎを求めると、次式の如くなる
。

ｆｙ　−２１７，２５（Ｍ（ｚ）　＋　５８．７５（Ｍ
Ｈｚ）−２７６（旙（ｚ）） 、°、ｎ−２７６０ チューナ（２）の出力信号は映像中間周波選択特性を有
する表面波フィルタ（２）を通じて中間周波増幅回路（
２）に供給され、その出力は音声トラップ回路＠を通じ
て映像検波回路（至）に供給されて映像検波出力がこれ
より取り出される。又、増幅回路（２）よりの信号はデ
ジタルＡＦＴ回路−に供給されて映像搬送波のレベルが
検出され、その検出出力によリテエーナ（２）の局部発
振周波数が制御されてＡＰＴ（オートファインチューニ
ング）がかけられるっ次にデジタルＡＰＴ回路−につい
【説明する。

増幅回路（２）の出力がアナログＡＰＴ回路（２！９に
供給され、その出力がＡ−Ｄ変換回路しりに供給される
。

このＡ−Ｄ変換回路−では、比、較器ｗ、岡が設けられ
、アナロ、グＡＦＴ回路（ハ）の出力がこれら比較器−
１鋤に供給されて、正電源十Ｂ　（＋１２Ｖ）と接地と
の間に順次直列接続された抵抗器−一一一一炉ら成る基
準電圧発生回路−よりの第１及び第２の基準電圧（前者
は後者より高い）と比較される。

そして、比較ａｌＧ、６７）より夫々ＡＦＴアップ及び
ダウン出力（論理値「Ｏ」）が得られて、上述の制御回
路−に供給されるようになされている。従って、比較器
−２＠の出力は、アナログＡＰＴ回路（２）の出力が夫
々第１又は第２の基準電圧と一致したときは、論理値ｒ
ｌＪとなる。

（至）はスプリットキャリア方式の舊声復調回路を示し
、チェーナ（２）の出力が表面波フィルタ（９）に供給
されて５４，２５１劇２の音声搬送波成分が取り出され
、これが増幅回路αＩな通じて混合回路αυに供給され
る。一方、局部発振回路０３より６４．９５Ｗ（ｚの局
部発振信号がこの混合回路αυに供給される。この混合
回路αυの出力としては両信号の差と和の周波数の信号
が得られるが、その出力はバンドパス特性のセテミツク
フィルタ（１３を通じて差の周波数である１０．７ＭＨ
ｚの音声搬送波成分が取り出され、これが３段構成のリ
ミッタ増幅回路（２７）な介して周波数弁別回路α尋に
供給されて周波数復調され、その復調出力が選択手段と
しての切換回路ａｅに供給される。又、周波数弁別回路
伍４の出力゛７−が−ＣＺ−−−パスフィルタαＤを介
して局部発振回路（２）に供給されることにより、その
発振周波数が制御されてＡＦＣが行われる。

（至）はインターキャリア方式の音声復調回路を示し、
増幅回踏部よりの信号が音声検出回路（６）に供給され
て４．５ＭＨｚの音声搬送波成分が取り出され、これが
周波数弁別回路（７）に供給されて復調され、その復調
出力が選択手段としての切換回路αｅＫ供給される。尚
、切換回路ａＱはミューティング機能も有する。

次に、切換回路（１１１９を切換及びミュ〒ティング制
御する制御回路（至）中の第１の制御回路（２９，１）
について説明する。周波数弁別回路Ｑ４）の復調出力が
ｐ−パスフィルタα７）に供給され、得られた８字出力
（第６図Ｃ参照）が比較回路仏樽に供給され、これより
の検出出力が第１のヒステリシス回路（至）−オアー踏
部を通じて切換回路（１６１に切換制御信号として供給
される。内、趨子（イ）の説明は、第３図についてのそ
の説明を援用する。

次に、制御回路（２）中の第２の制御回路（２９ｂ）に
ついて説明する。３段構成のリミッタ増幅回路（５）の
例えば２段目及び３段目よりの１０．７ＭＨｚの音声搬
送波成分が末々レベル検出回路（至）、　Ｃ１１）に供
給され、その各検出出力（直流電圧）がインバータ（反
転増幅器）（至）、Ｇ３１を介して合成器例に供給され
て加算される。その加算出力（第６図Ｃ参照）が第２の
ヒステリシス回路（至）に供給され、その出力（第６図
Ｃ参照）が建ニーティング制御信号として、切換−路＜
ｌｆ９に供給され、同調が外れたとき、切換回路ａＱに
ミューティングが！Ｉけられる。

次に第６図を参照して、第５ａｌｌの制御回路（２）に
係わる部分の動作を説明しよう。第６図Ａは比較回路（
２）に供給される８字出力電圧８１（ｆ）の周波数特性
曲線を示す。第６図Ｂは第１のヒステリシス回路−の出
力電圧５ｓ（ｆ）の周波数特性曲線を示す。第６図Ｃは
第２のヒステリシス回路ｇａＫ供給されるレベル検出電
圧５ｓ（ｆ）の周波数特性曲線を示す。

８４（ｆ）は第２のヒステリシス回路（至）の出力電圧
の周波数特性曲線を示す。

第６図に於いて、ｆｏは周波数弁別器ａ４の同調周波数
を示す。又、ｆ１〜ｆ８も周波数を示し、ｆｌ＜ｆｓ＜
ｆｓ＜ｆｙ＜ｆｏ＜ｆｓ＜ｆｓ＜ｆｔ＜ｆｓ＋の関係を
有する。又、ｆｏを中心として、’１＋ｆ２ｓｆ３＊ｆ
４；ｆＳｐ’１１；’７ｓｆ８は互いに対称である。

比較回路ａＦｊへの入力電圧、即ち８字出力電圧５ｌ（
ｆ）　（Ｍ　６図Ａ）は、ｆ＜ｆｘｔｆ＞ｆ２ｅｆｚｆ
ｏのときはいずれも８１（ｆ）＝０、ｆｔ＜ｆ＜ｆ２の
ときはｆの増大につれて５ｒ（ｆ）はす＝７に増大する
。

第１のヒステリシス回路（ト）の出力電圧、即ち切換制
御信号５ｔ（ｆ）（第６図Ｂ）は、ｆの増大につれて、
ｆ（ｆｌのときはａｔ（ｆ）＝　ｒＯＪ、ｆｌ≦ｆ≦ｆ
１のときは５ｓ（ｆ）−ｒｌＪ　、　ｆｖ≦ｆ（ｆ４の
ときは５２（ｆ）−ｒｏ」。

ｆｎ≦ｆ（ｆｚのときは８１（ｆ）＝　［Ｉ　Ｊ　、　
ｆｚ≦ｆのときはＳ雪（ｆ）−ｒＯＪとなる。

又、＠１のヒステリシス回路（ハ）の出力電圧、即ち切
換制御信号Ｓ！（ｆ）（第６図Ｂ）は、ｆの減少につれ
て、ｆ！≦ｆのときは５ｔ（ｆ）＝「ＯＪ、ｆ８≦ｆ（
ｆ、のときは８ｚ（ｆ）−ｒｌＪ、ｆｓ≦ｆ（ｆＢのと
きは５２（ｆ）−「ｏＪｆ１≦ｆ（ｆＢのときは５２（
ｆ）−ｒｌＪ、ｆ＜ｆ、のときはＳ鵞（ｆ）−ｒＯＪと
なる。

かくして、５２（ｆ）＝　ｒｌＪのときは、切換回路α
ｅにより周波数弁別器（力よりのインターキャリア方式
の復調出力がデコーダ（８）に、８ｚ（ｆ）＝　ｒｏ」
のときは、゛切換回路αｅＫより周波数弁別器α滲より
のスプリットキャリア方式の復調出力がデコーダ（８）
に夫々切換供給される。

１ｓ２のヒステリシス回路（至）への入力電圧５ｓ（ｆ
）（第６図Ｃ）は、ｆ、≦ｆ≦ｆ６のときレベルが最低
（一定値）で、ｆがｆ、より減少あるいはｆ６より増大
するＫつれてレベルが漸次大となる。これはフィルタ（
１３のバンドパス特性の反ｉした特性となる。

第２のヒステリシス回路（至）よりの出力電圧、即ち１
ｓ−−ティｙｙｒａｕｍｍ号５４（ｆ）　（ｍ　ｌ　図
Ｄ　）　ハ、ｆの増大につれて、ｆ（ｆＢのときは５ａ
（ｆ）−ｒｌＪ、ｆ５≦ｆ＜１４のときは５４（１）−
「ＯＪ、ｆ４≦ｆのときは８ｉ（ｆ）−ｒｌＪとなる。

又、第２のヒステリシス回路（至）よりの出力電圧−：
−即ちミー−ティング制御１８号８４（ｆ）　（第６図
Ｄ）は、ｆの減少につれて、ｆ、≦ｆのときは５４（ｆ
）＝　ｒｌＪ、ｆ３≦ｆ（ｆ、のときは８４（ｆ）＝　
ｒＯＪ、ｆ＜ｆＢのときは８４（ｆ）＝　［ＩＪとなる
。

かくして、５ａ（ｆ）＝　ｒｌＪのとき切換回路αｅに
ミニ−ティングが掛けられ、５４（ｆ）＝　ｒＯＪのと
きはミューティングは解除される。

次にデジタＮＡ　Ｆ　Ｔ回路−から出力、即ちアラ。

プ又はダウン出力（パルス）が得られたときには、イン
ターキャリア方式の音声復調回路（至）の復調出力が選
択されるように選択手段、即ち切洪回路員七制御する制
御手段σ１）Ｋついて説明する。即ち、デジタルＡＦＴ
回路ＭＫ於ける比較器（至）、　Ｉ？）の出力端が夫々
オア回路を構成するダイオードσａ、（至）の各カソー
ドに接続され、その各アノードが互いに接続され、その
接続中点が抵抗器σ尋を介してＰＮｐＨのトランジスタ
σ・のベースに接続される。

トランジスタσｅのエンツタは正電源＋ＢＣ±１２■）
ＫＩＩ統されると共に、ベースは抵抗器σｅを介して電
源十Ｂに接続される。トランジスタσＱのコレクタは以
下に述べるリドリガーモノマルチパイプレークｇ′ＯＫ
接続される。

次にバイブレータσηについて説明する。トランジスタ
σｅのコレクタは逆流防止用ダイオードのアノード・カ
ソード関を介して時定数回路σ尋の一端に接続され、そ
の一端がスレッシュホールド回路σ縫の入力端に接続さ
れる。即ち、ダイオード■のカッニドは、並列接続され
た充放電用；ンデンサ■及び放電用抵抗器−から成る時
定数回路ａ槽の一端Ｋｌ！続され、他瑠は接地され【い
る。尚、コンデンサーに直列に、入力信号の立上りを遅
延させるための小抵抗値の抵抗器＠１）が接続されてい
る。

この時定数回路ｆｌ榎に於いて、信号源インピーダンス
なｒｇ、コンテン？（イ）の容量をＣ１抵抗器■、＠１
）の抵抗値を夫々Ｒ，ｒとすると、充電時定数はＣ（ｒ
ｇ、＋：ｒｌ　）　、＋放電時定数は、Ｃ（ｒ＋Ｒ）！
−ｖｃＲとなる。

時定数回路σ梯の出力電圧は高入カイ／ビーダンスのス
レッシュホールド回路（至）に供給すれる。即ち、エミ
ツタホｐア形トランジスタ（ｎｐｎ形）−が設けられる
。トランジスターのベースが抵抗器（２０にΩ）１１１
４）を介してダイオード■及び時定数回路ＣＩ婦の接続
中点に接続される。トランジスタ（至）のコレクタが抵
抗器（２４にΩ）−な通じて電源十Ｂ（＋１２Ｖ）に接
続される。トランジスターの”エミッタは定電流回路（
又は高抵抗器も可）−を通じて接地されると共に、抵抗
器（７，５ｋΩ）＠を通じてオアゲートＱｌの入力側に
接続される。

尚、高入力インピーダンスのスレッシュホールド回路σ
湯は、オアゲー）（ＩＣ内に構成される）■の入力側に
同様の回路が設けられている場合は省略できる。

次に、第５図の受信機の制御手段σ１）Ｋ−関する動作
を説明する。デジタルＡＦＴ１ｇｌ路−から出力（パル
ス幅τ１のパルス）が得られると、ダイオード（ｔ３．
（ハ）のいずれか一方がオンとなり、これによりトラン
ジスタσ脅もオンとなる。かくすると、時定数回路σ種
の出力電圧は、ＡＦＴ回路−よりのパルスの立上りから
電源十Ｂの電圧（＋１２Ｖ）に近い電圧まで急速に立上
り、そのパルスの立下り後充分長い時定数を以って徐々
に立下る。そして、時定ａ囲路σ樽の出力電圧値が、ス
レッシュホールド回路σ場のスレッシュホールド電圧（
トランジスターがオフからオンに転換する電圧）　Ｅｔ
ｈ　（例えば３Ｖ）よ暑；り大となる所定範囲内にある
所定時間τ３（丁３）τ１）なτ３≧ｔ１＋ｒｔ（本例
ではτ３−τｘ＋ｙｚ）に選ぶことＫより、常時スプリ
ットキャリア方式の音声復調回路（至）よりの復調出力
が選択されているときにＡＦＴ回路−からパルスが出力
されると、今までオフであったトランジスタ■が時間τ
３関に於いてオンとなり、これにより切換回路（１６１
が制御されて、その時間τ３だけインターキャリア方式
の音声復調回路（至）よりの復調出力が選択される。か
くして、ノイズの発生は回避される。その後は元の状Ｍ
Ｐｃ復帰する。

ＡＦＴ回路−から頻繁にパルスが得られて、あるパルス
の立上り後、時間１３以内に次のパルスが到来すると、
時定数回路σ枠の出力電圧は再度上昇するから、見掛上
時間τ３が延長されたことになる。従って、その間は、
インターキャリア方式の音声復調回路（至）よりの復調
出力が選択され、ノイズの発生は回避される。

テレビ音声信号の受信機に於いて、制御手段を設けない
場合と、本発明の如く設けた場合の作用な夫々第７図及
び第８図にフローチャートで示す。

上述せる本発明によれば、上述の如き制御手段を設けた
ので、スプリットキャリア方式の音声復調回路の復調出
力が選択されているときＫ、デジタルＡＦＴ回路から出
力が得られても、そのときはインターキャリア方式の音
−声復調回路から復調出力か選択されるように選択手段
が切換制御されるから、デジタルＡＦＴ回路から出力が
得られることによるノイズの発生は有効に回避される。

又、上述の実施的の構成によれば次のような利点もある
。チューナ（２）でファインチューニングなどを行った
ときに局発周波数が所定値以上ずれたときＫは、インタ
ーキャリア方式の音声復調回路（至）によって復調され
た出力はデコーダ（８）に供給されるので、画像が画面
に現われているのに、音が出ないということはなくなる
。

そして、チューナ（２）の局部発振周波数が大幅にずれ
ても、スプリットキャリア方式の音声復調回路が選択さ
れるという誤動作は屏消することができる。

又、ヒステリシス回路（至）、（至）を設ける場合は、
インターキャリア方式及びスプリットキャリア方式の音
声復調回路の復調出力の選択及びミューティングにパタ
ツキが生じる處がなくなる。

−、インターキャリア方式及びスズリットキャ間７方式
の音声復調の復調出力の選択手段は、切換回路叫の代り
に、周波数弁別器（力、（１４の次段に増幅回路な夫々
設け、その増幅回路のいずれかに選択的にミューティン
グな掛けるよ５Ｋして構成することもできる。

【図面の簡単な説明】

第１＠ｌは従来のインター中ヤリア方式のテレビ音声信
号の受信機を示すブロック線図、第２図は従来のスプリ
ットキャリア方式のテレビ音声信号の受信機を示すブロ
ック線図、第３図は従来のインターキャリア方式及びス
プリットキャリア方式切換のテレビ音声信号の受信機を
示すプ目ツク線図、第４図は周波数特性曲線図、第５図
は３本角明の一実施ｆ４を示すプμツク朦べ、第６図は
周波数特性曲線図、第７図及び第８図は夫々７ｏ−チャ
ートを示す図である。 （２）はＰＬＬシンセサイザ方式のチューナ、ａＱは選
択手段としての切換回路、翰はセパレートキャリア方式
の音声復調回路、（至）はインターキャリア方式の音声
後１４囲路、−はデジタルＡＦＴ回路、σルは制御手段
である。 手続補正書 昭和Ｓ７年６月　１日 １、事件の表示 昭和番６年特許願第　　１１８８８６　　号２、発明の
名称　テレビ音声信号の受信機３、補正をする者 事件との関係　　　特許出願人 住所　東京部品用区北品用６丁目７番３５号名称（２１
８）ソニー株式会社 代表取締役　岩間和夫 ６、補正により増加する発明の数 （１）明細書中、特許請求の範閤を別紙の如く訂正する
。 （２）同、Ｊ１１１１頁１５〜１６行「テレビ・・・・
デコーダと、」とあるを削除する。 以　　　上 畳許−求の範囲 ＰＬＬシｙセナイず方式０ｆ３−−すと、デジタルムＦ
Ｔｌｉ路と、インター中ヤリア方式の音声復調回路と、
スズリットキャリア方式の音声復調回路と、上記両復脚
ｉｇｇ＊の復調出力を選択して上記デコーダに供給する
選択手段と、上記チ為−すの局部発振馬歇款のずれを検
出し【その検出中力により上記選択手段を制御する周液
数弁別ＩＩｉを有し、通常は上記スプリットキャリア方
式の音声復調回路の復調出力が選択され、上記チェーナ
の局部発振周腋欽のずれが所定値以上のとぎは上記イン
ター中ヤマア方式の音声復調回路の復調出力が選択され
るようにしたテレビ音声信号の受信機に於いて、上記デ
ジタルＡＦＴｉｉｌ路から出力が得られたとｔには上記
インター中ヤリア方式の音声復調回路の復調出力が選択
されるように上１選択手段を制御する制御手段を設けた
ことを特徴とするテレビ音声信号の受信機。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ＰＬＬシンセサイザ方式のチューナと、デジタルＡＦＴ
   Ｑ路と、インターキャリア方式の音声復調回路と、スズ
   リットキャリア方式の音声復調回路と、テレビ音声多重
   信号のデーーダと、上記両復調■路の復調出力を選択し
   て上記デ；−ダに供給する選択手段と、−上記チューナ
   の局部発振局波ａ４、ず二・−れを検出してその検出出
   力により上記選択手段を制御する周波数弁別器とを有し
   、通常は上記スゲリットキャリア方式の音声復調回路の
   復調出力が選択され、上記チューナの局部発振周波数の
   ずれが所定値以上のときは上記インク、７キヤリア方式
   の音声復調回路の復調出力が選択されろようにしたテレ
   ビ音声信号の受［機に於いて、上記デジタルＡＦＴ回路
   から出力が得られたときには上記インターキャリア方式
   の音声復調回路の復調出力が選択されるように上記選択
   手段な制御する制御手段を設けたことな特徴とするテレ
   ビ音声信号の受信機。