JPS5821930A

JPS5821930A - Ｆｍラジオ受信機

Info

Publication number: JPS5821930A
Application number: JP12044881A
Authority: JP
Inventors: Yasuo Kawakami; 泰雄川上
Original assignee: Pioneer Corp; Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1981-07-31
Filing date: 1981-07-31
Publication date: 1983-02-09

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、一般のＦＭ放送信号と特定の情報信号が受信
でき、かつ特定の情報信号の有無を検知し得る情報デコ
ーダ回路を具備したＩＭ′）ジオ受信機に関するもので
ある・現在西ドイツでは、７Ｍ放送による全国交通放送、所謂
ムＲＩ　（Ａ　ｕｔｏｆｌａｋａｒ　Ｒｗｗｌｔａｎｋ
　ｉｎｆｏｒｍｔｉｏｎｓ　）システムが導入されてい
る。このシステムは、西ドイツを１３のブロックに分け
、そのブロック内の複数局が同じ交通二１−スを流す方
式で、１８１局となっている放送局からの１Ｍ放送搬送
波には、交通情報を流す局であることを示す信号、その
局の属するブロックを示す信号、及び現在交通情報を放
送中であることを示す信号がのせられている・本発明に係るＦＭラジオ受信機は、特定の情報信号とし
て上述のような交通情報信号を受信するのに好ましく適
用されるもので、情報デコーダはムＲｘ局から送信され
るムＲ１局であることを示す第１の情報信号としてのパ
イロット信号（以下８に信号と略記する）、どのブロッ
クの局であるかを示す第２の情報信号としての地域識別
信号（以下ＢＫ信号と略記する）、及び交通情報を放・
送中であることを示す第３の情報信号としての情報放送
信号（以下ＤＫ傷信号略記する）を検出して、ムＲＩ局
の検知、情報送信の検知を行う。

上記８Ｉ信号はＦＭ放送搬波に１Ｍ変調されて送信され
、ＢＥ信号及びＤＩ信号はＳに信号をムＭ変調した形で
送出される。ＤＩ信号は交通情報を送信するときだけ送
出され、通常はＢＫ倍信号ムＭ変調されたＢＫ倍信号み
が送出されている。

従来一般に１ムＲＩ局の検知は、上記ＢＫ倍信号けを検
出して行っていたが、８に信号の周波数がｓ　ｙ　ＩＣ
１ｔｚであるため、１　ｇ　Ｕｉｚのステレオパイ　。

ｐット信号の高調波や、ホワイトノイズ中のＳＫ信号の
周波数に等しい周波数の成分などくよってしげしば誤動
作を生じ、ムＲＩ局でないにも拘らずムＲＸ局として検
知するという欠点があった。

そこで、８に信号をム輩復調するととくより得られるＢ
Ｋ倍信号検出してムＲＸ局の検知を行うという方法が提
案された。

第１図は、この提案された方法を実施するために構成さ
れたデコーダ回路を備えるＩＭラジオ受信機の要部ブロ
ック図を示す０図において、ＦＭ受信機本体のＦＭ検波
回路１の出力の一部は、デコーダ回路１０に加えられ、
そこでＩＣＣ信号増幅機検波回路１０ｍよって８ＩＣ信
号を検波し、この検波したＳ区信号から更にＢＫ倍信号
ＤＫ信号を取シ出す、このため罠、回路１０＆の検波出
力は、ＢＫ信号バンドパスフィルタ１０ｂとＤＫ信号バ
ンドパスフィルタ１００とによってＢＫ倍信号ＤＫ信号
とに分離され、その仮それぞれ整流回路１０（ｌ及び１
０・によって整流される。整流出力はＢＫ信号スイッチ
回路１０ｆ及びＤＩ信号スイッチ回路１（ｌを動作させ
、回路１０ｆ及び１０ｇの両出力はＬ罵りなどからなる
表示器やミ為−ト回路などの被制御回路１０ｈを駆動す
るために利用される。

この方法では、ＢＫ倍信号有するＳＫ信号が入力されな
ければ応答しないため、ムＲＸ局の検知についての上述
した様な誤動作は少なくなる。ところが、ＢＩＣ信号の
みを通過するバンドパスフィルタ１０１）は、その帯域
特性の曲線が緩いと、離調時の歪やホワイトノイズ等の
ＢＫ信号帯域外の入力が加えられると、そのレベルによ
っては、整流回路１０１１１で通過してしまい、誤動作
を招くようになる。このため、バンドパスフィルタ１０
ｂは帯域外の入力を十分く減衰するようなものでなけれ
ばならない。

ところで、ＢＫ倍信号上述したように地域識別信号で、
全国を１３に分けた各ブロックを識別できるように、２
３．７５〜５３．９！ＩＨｚ　　ｔｖ周波数を６つに分
割し、それぞれのブロックに割当てている。

なお、互−離れたプ胃ツク間では、一方のブ０１りのム
Ｒｘ局からの放送を他方のブロックで受信できないので
、同一の周波数がＢＫ倍信号重複して割蟲てられる。

この丸め、全てのブロック０ＡＲＩ局を検知することが
できるようにしておくためＫは、Ｂｒ：パｙドパｘ７４
ｋｆｉｌ　Ｏｂは、２３．７５〜５Ｂ−９８Ｈｚの帯域
を持つ必要があシ、またＱの高い複数のフィルタを組合
せて構成しなければならない、各フィルタが高いｑを維
持するためには、高精度の部品を使用しなければならず
、それ丈高何処なるという欠点があった。

一方、ＤＫババンパスフィルタ１０Ｇは１２５Ｈｚ　の
単一の通過周波数をもつだけでよいが、同じように娯動
作を生じさせないようにするためには、Ｑの高いフィル
タとしなければならず′、同じように高価になることが
さけられなかった。

本発明状上述した点く鑑みてなされたもので、その目的
とするところは、７Ｍ放送搬送波に乗せられている識別
信号を確実に検知でき、しかもそのための回路の簡素化
を図ったＦＭ受信機を提供することにある。

以下本発明を第２図乃至第１図に示す実施例について説
明する。

第２図は本発明によるＦＭ受信機の要部であるデコーダ
回路を示し、図中２０はＦＭ受信機本体のＦＭ検波回路
からの一部が加えられるＳ区信号増幅・検波回路、２１
は該増幅・検波回路２０の出力に接続されたＢＫ−ＤＣ
信号分波回路、２２及び２３は分波回路２１によって分
波された信号をそれぞれ入力とするＢＫ信号波形整形処
理回路及びＤＣ信号波形整形処理回路、２４及び２５は
波形整形処理回路２２及び２３の出力をそれぞれ入力と
して被制御回路２６を駆動するパルス幅弁別回路である
。

第３図は第２図中の各回路の詳細を示し、以下各回路の
回路構成とその動作を説明する。

まず、８に信号増幅・検波回路２ｏで受信機本体からの
信号が検波されて８に信号が得られ、これが分波回路２
１に導かれる。

分波回路２１＃ｉ、演算増幅器（以下ｏＰアンプと略記
する）ＵｌどコンデンサＣ，，ａ、及び抵抗Ｒｘ　ｅ　
Ｊ　とからなる第１のバンドパスフィルタと、ＯＰアン
プ−とコンデンサ’　ｓ　ａ　Ｏａ及び［抗Ｒ，１Ｒ，
ｔ　Ｒ，とからなる第２のバンドパスフィルタと、第２
のバンドパスフィルタカラ第１のバンドパスフィルタへ
信号を注入する抵抗Ｒ・、Ｒｑからなる分圧回路とくよ
って構成されている。

上記第１及び第２のバンドパスフィルタは、それぞれ単
独では、第４図（１）にイ及び口でそれぞれ示すような
特性を有する。第１のバンドパスフィルタは、その低域
カットオフ点がコンダン？Ｃ。

と抵抗Ｒ１とＫよ）、マた高域カットオフ点がコンデン
サＣ３と抵抗Ｒ１とＫよりそれぞれ決定されるが、全体
としては広斌の一次形フィルタとして機能する。第２の
バンドパスフィルタは、多重帰還形フィルタと呼ばれる
、中心周波数１２５　Ｈｚの単峰特性フィルタで、第１
のバンドパスフィルタよ〕（が高く決定されている。第
２のバンドパスフィルタの出力は、抵抗”＠　＃　Ｒｙ
　よシなる分圧回路を経て、第１のバンドパスフィルタ
のＯＰアンプＵ、の非反転入力端子に注入される。

従って、８Ｓ信号を検波し良信号中に１２５１１Ｍ成分
がある場合には、第２のバンドパスフィルタはとのｔｚ
ｓａｘ成分の信号を選択増幅して第１のバンドパスフィ
ルタのＯＰアンプυｍの非反転入力端子に１２５Ｂ成分
を注入するようにな夛、第１のバンドパスフィルタＨ１
ｏｐアンプの持つ同相信号除去特性によって、そのＯＰ
アｙプＵｌの反転入力端子に加えられる信号から１２５
−成分を除去する。このことによシ、第１及び第２のバ
ンドパスフィルタの出力特性が第４図（ｂ）及び（Ｏ）
にそれぞれ示すようになり、２Ｓ、７５〜５３４８ジの
Ｂ！信号と１２５ｈのＤＫ信号とが分離される。

分波回路２１に使用する２つの上記バンドパスフィルタ
のＱｈ、第１図について上述した従来の方法によるもの
のバンドパスフィルタ線ど高くする必要がないが、これ
は後に詳述するパルス幅弁別回路２４．２５自体が良好
なバンドパスフィルタ特性を有している九め、分波回路
２１での選択度を上げる必要がないからである。従って
、この２つのバンドパスフィルタは、主に不必要な帯域
外の緒音を除去することを目的として設けられている。

なお、分波回路２１として鉱、第３図の例の他に、従来
と同様に複数のフィルタを組合せて構成することもでき
るが、上述した理由でその選択度は従来程きびしくしな
くてもよい―分波回路２１の出力は波形整形回路２２及
び２３へ導かれる・波形整形回路２２と２３は同じ回路
でよいので、以下波形整形回路２２についてのみ説明す
る。

波形整形回路２２はシ＆２ットトリガ回路から構成され
ている。ところで、分波回路２１には、バイアス電圧Ｖ
、　　が与えられていて、ＯＰアンプＵＩ、Ｕ、にオフ
セットがない場合には、その出力の直流成分はｖｌ　　
に等しく、分波回路２１の出力の交流外、すなわちＢＫ
信号若しくはＤＩ傷信号、とのマ農　を中心に振れる。

従って、コンパレータＵ、で構成されているシＩＩＬミ
ツトトリガ回路のＵＴＬ　（アッパトリップレベル）と
ＬＴＬ　（ロワートリップレベル）は、上記Ｖ、　　を
中心に対称な電位差を持つように抵抗Ｒ１及びＲ１によ
って設定されている。一般にｓ　’ｌ　　は電源電圧Ｖ
Ｏａの２分の１に選ばれるので、Ｒげ１゜とするのが一
般的”ｔ’ｓる。；ンパレータＵ、には抵抗Ｒ１゜によ
って正帰還が与えられていて、その閾値がｖｌ　　を中
心に等しい電位差で変化するため、コンパレータＵ、の
出力は入力周波数に応じたデユーティ比５０チ前俵のパ
ルスを出力する。

この波形整形回路２２からのパルスはパルス幅弁別回路
２４に導かれる。パルス幅弁別回路２４と２５とは基本
的に同一の構成であるので、以下回路２４についてのみ
説明する。

パルス幅弁別回路２４は、再トリガできる七ノステブル
マルチパイブレータｙ、及びＭｌとデータラッチフリッ
プ７０ツブＤ１及びり、との２組の組合せ回路で構成さ
れている。波形整形回路２２で作成されたパルスは、！
ルチパイブレータＭ１及びＭ、とフリップフロップｐ、
及びり、のり四ツクとして用いられる。マルチバイブレ
ータＭ１、及びＭｔはそれぞれ時定数’ｓ’ｔｔ及びＯ
，Ｒ，を有し、り四ツクが入力される毎にこれらの時定
＃によってそれぞれ定まる一定幅のパルスを出力する。

今、第５図に示すような周期！０　のクロックがマルチ
バイブレータＭ１に入力されると、マルチバイブレータ
Ｍｌはクロックの立上シ（又は立下シ）毎にパルスｌ［
ＴＨのパルスを出力する・Ｔ。

〉τ豐の条件下では、第５図％）に示すように、マルチ
バイブレータＭ１の出力は周期ＴＯ毎に（Ｔ。

−Ｔｖ）の間Ｌレベルとなるパルスとなる。このパルス
はアリップフ党ツブＤ１のデータ入力端子りに与えられ
る。一般にデータラッチフリップフロッグはクロックの
立上シ時にその直前のデータ入力の状態をζ端子から出
力するように働く。このため、第５図（ＩＬ）のような
Ｔｏ＞τＷの条件下では、フリップフロップＤ１のζ端
子はＬレベルとなシ、その反転出力を送出するζ端子は
Ｈレベルとなる。

次に、ＴＯ〈詣　となったとき、すなわちＴｏの周期が
短くなったときには、第５図（ｂ）に示すように、！ル
チバイブレータＭ１のζ端子はＨレベルのままとなるが
、これは最初のクロックによってＴ、なる幅のパルスを
出力している間に次のクロックによって再トリガされる
ため、ζ端子がＬレベルになることができないためであ
る。このような信号が７リツプフ四ツブＤ１に入力され
ると、フリップフロップＤ、は、クロックの立上り直前
のデータが常にＨレベルにあるためそのζ端子がＨレベ
ルを、ζ端子がＬレベルを出力する。

以上のように、マルチバイブレータＭｌ　と７リツプ７
胃ツブＤ、との組合せくよって、ＴＯがＴＶより長いか
短いかを判別することができる。／くルス幅弁別回路２
４としては、上記マルチノくイブレータＭ、と７リツプ
フロツプＤＩとの組合せ回路の他に、マルチバイブレー
タＭ１と７リツプフロツプＤ、との組合せ回路を有する
ので、ｉルチノ（イブレータ輩、及びＭ、がトリガされ
たとき出力するパルスの幅がそれぞれＴ１１及びＴＶ２
となるように時定数’ｓ”ｕ及び’６Ｒ１！をそれぞれ
設定することによって、クロックの周期テＣがＴＷｌ　
とＴＶ２との間にあることを検出することができる・す
なわち、第３図の回路では、Ｔｏがマルチノくイブレー
タＭ１のパルス幅テＷ１よシ短く、かつマルチバイブレ
ータＭ、のパルス幅τＷ２よシ長いことを、ツリツブフ
ロップＤ、及びり、の出力をムＮＤゲートＧ、（て論理
判断し、上記条件のとき五Ｍ′ＤゲートＧ１の出力かに
レベルとなるようにしている。

下表は上述したパルス幅弁別回路２４の動作を要約して
示す真理値表である。

表ここで、上記クロックの周期Ｔ、は、ＢＫ（又はＤＫ）
信号によって作成されているのでｓ　”ＩＮと７ｗ２と
を適当に選ぶことによってＢＫ（又はＤＫ）信号を検知
できる。具体的には、２３−７５〜ｓ　ｓ、ｓ　ｓ　＆
のＢＫ傷信号検知するためには、τＷｔとしては１／２
Ｓ、Ｔ５＃４２．１０５ミリ秒、丁Ｗ！としては１１５
３．９１１　＃　１　Ｂ、５２５ミリ秒とすればよい。

しかし、現実的には、部品の誤差やクロックのτ０の作
成時の誤差があるので％　Ｔｌｊｌ及び７ｗ２の設定は
着千幅が広ぐなるように設定する。Ｄ！倍信号検知する
場合も同じようにＴＷｌとＴＷ２とを決定する。

さて、上述のようにしてパルス幅を弁別してＢ区信号又
ｄＤＫ信号を検知した場合、弁別出方は”ＨとテＷ！と
によって設定された周期以外の周期（すなわち周波数）
に対しては、その出方がＬレベルとなって、中間値を有
しないので、フィルタとして見ればＭ想的な方形特性と
なる。従って、従来のように急峻なフィルタを特に必要
としない。

また、弁別回路２４の出方そのものが、ＨかＬレベルか
の電圧の形で取出されるので、第［１に示す従来例のバ
ンドパスフィルタと整流及びスイッチング回路とく相当
する出方が弁別回路２４だけで得ることができる。更に
、局間ノイズなどのランダムな絨音が入力されてもデコ
ーダ回路は反応しない。これは、ＢＩＣ信号或はＤＫ倍
信号周期に等しいノイズ成分が入力されると、波形整形
回路２２．２３の出力のクロック周期がランダムに駆動
し、パルス幅弁別回路２４．２５が応答しないためであ
る。しかし、分波回路２１のフィルタのＱが必要以上に
高い場合には、２ンダムなノイズもサイン波に近い形に
変形されてしまうため、弁別回路２４．２５の誤動作を
招くことがある。従って、分波回路２１のｑは必要以上
に上げないことが必要である。

とζろで、上述のようにＢＫ信号又Ｆｉ、ＤＫ倍信号検
出すると、弁別回路２４又は２５はその出方がＨレベル
となるので、このＨレベルの出力で被駆動回路１８が駆
動される。第３図の例では、弁別回路２４及び２５の出
力によってそれぞれ駆動される被駆動回路部分２８１及
び２６ｂからなル。

特ＫＢＫ信号の検知出力で被駆動回路部分２６亀の発光
ダイオードからなる発光素子２６′ａを点灯させるよう
にしているが、この例以外の回路構成としてもよい。

ところで、８に、ＢＫ及びＤＫ倍信号受信するためＫは
、これらの信号がのっているＦＭ放送信号にＦＭ受信機
を同調操作によって同調させてやらなければならないが
、上記弁別回路２４　、２５の弁別速度が遅い場合には
、ｙＭ放送信号に同調していてもＢＫ信号の存在の判断
が遅れてしまうため、そのＩＭ放送信号を送出している
局がムＲＩ局であるかどうか知るまでに一瞬時間をおか
なければならなくなシ、同調操作のフィーリングを損う
ようＫなる。

この点、ｆｌｃ３図に示したパルス幅弁別回路２４では
、第５図（ｂ）Ｋ示すように、クロックが入力されてか
ら弁別出力が７リツプフロツプから出方されるまでにり
ｐツク１周期分だけ遅れが生じる。

このことは、ＢＩｃ信号を検知する場合で、最大４゜２
１　ζり秒の反応遅れとなる仁とを意味する・第６図は
この点の機能を強化するためＫなされた変形例を示し、
ＢＫ信号波形整形処理回路２２とパルス幅弁別回１６２
４との間にり四ツク逓倍回路２Ｔを挿入している。

第６図のクロック逓倍回路２Ｔは、波形整形回路２２の
出力パルスの王立シ、立下ｐを微分してクロックを２逓
倍する例である。今、第３図の分波回路２１に分波され
た信号が第７図にｅ）で示すようなものであると、波形
整形回路２２の出力には第Ｔ図Ｋ（ｂ）で示すようなパ
ルスが発生される。

このパルスはインバータＵ、で反転されて第１図Ｋ（ψ
で示すようなパルスに変換される。上記両パルスはコン
デンサＣｔＯと抵抗Ｒ１◎からなる微分回路とコンデン
サ’ｔｔと抵抗Ｒ□からなる微分回路とくよってそれぞ
れ微分されて、Ｉｇｖ図に（０）及び←）で示すような
微分波形に変換され、その後ダイオード”ｔｏ及びり、
、　Ｋよって正方向のパルス合成が行われて、第１図に
：（ｆ）で示すような波形が得られる。そして、波形整
形回路Ｖｔｔによって２倍の周期のりｐツクが作成され
る。

クロックの逓倍方法は、この他に、ＰＬＬにょる方法も
あるが説明は省略する。この他に、パルス幅弁別回路の
モノステーブルマルチバイブレータにクロックの立上シ
、立下シでトリガされる２人力をもった専用ＩＣを用い
て、動作時間を２分の１とする方法もある。第３図の例
では、クロックの立上）だけでトリガされるものとして
マルチバイブレータを説明しているが、立上シと立下シ
の両方のエツジでパルスを出力するよう和すれば、クロ
ックの周期の２分の１で弁別可能になることが容易に想
像できる。この方法では、使用するモノステプルマルチ
パイプレータｘＣにもよるが、２相り四ツクが必要とな
る場合があるが、波形整形回路２２を２組にすれば解決
できる。

いずれにしても、一般に１０ツクの周期をＮ倍に逓倍し
てパルス１幅弁別回路のクロックとできればｔ反応時間
は１／Ｎ　　となるが、このとき当然としてパルス幅弁
別回路２４のＴＷＩと７ｗ２とは１／Ｎとしておくこと
が必要である。ＴＶ、とＴＶ、を１／Ｎとすることはモ
ノステプルマルチパイプレータの時定数を１／ｌとする
ことで、第３図におけるコンデンサＣ３及び０・を１／
ａ　Ｋできる。コンデンサは一般に、大容量のものよ〕
も小容量のものの方が精度が良く、かつ安価であること
から、反応時間の短縮以外に％メリットを生ずるように
なる。

上述したように本発明はＦＭ放送信号と共に受信される
情報信号の周期をデジタル的に弁別するようＫしている
ため、情報信号の帯域外の信号には応答せず、また帯域
内の周波数成分を持つランダムノイズに対しても従来の
ものに比べ誤動作を生じにくいという利点を有する。

また、従来のようにＱの高いフィルタを必要としないた
め、低コスト化を図ることも可能である。

特に実施例の波形整形回路とパルス幅弁別回路は、パル
ス幅を決定する時定数回路以外はコンデンサを必要とし
ないため、モノリシック或はＣＭｏ５ｘｃ化が容易であ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＦＭ受信機の情報デコーダ回路を示すブ
ロック図、第２図は本発明によるＦＭ受信機の情報デコ
ーダ回路の一実施例を示すブロック図、第３図は第２図
のデコーダ回路の具体例を一部ブロックもまじえて示す
回路図、第４図（＆）乃至（０）は第３図の回路中の分
波回路の動作を説明する九めの特性図、第５図に）及び
Φ）は第３図の回路中のパルス幅弁別回路の動作を説明
するための波形図、第６図は第３図の回路の変形例を示
す回路図、及び第７図（ト）乃至（船は第６図の変形例
の動作を説明する丸めの波形図である。２１・・・信号分波回路２２　、２３・・・信号波形整形処理回路２４　、２５
・・・パルス幅弁別回路

Claims

【特許請求の範囲】

ＦＭ放送信号の搬送波をＦＭ変調して送出される第１の
情報信号と、この第１の情報信号を異なる周波数でムＭ
変調して送出される第２及び第３の情報信号とを検出で
きるデコーダ回路を備えるＩＭラジオ受信機において、
前記デコーダ回路が前記第２及び第３の情報信号に応じ
たパルスを作成する手段と、このパルスとこのパルスに
同期した所定の幅を有するパルスとの長短を比較識別す
る手段とを有することを特徴とするＦＭラジオ受信機。