JPS58215969A - スイツチングレギユレ−タ - Google Patents
スイツチングレギユレ−タInfo
- Publication number
- JPS58215969A JPS58215969A JP9847982A JP9847982A JPS58215969A JP S58215969 A JPS58215969 A JP S58215969A JP 9847982 A JP9847982 A JP 9847982A JP 9847982 A JP9847982 A JP 9847982A JP S58215969 A JPS58215969 A JP S58215969A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- dummy
- load
- transistor
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、スイッチングレギュレータの低消費電力化に
関するものである。
関するものである。
第１図は、従来のスイッチングレギュレータの一例を示
す回路図である。同図において、１はＤＣ−ＤＣコンバ
ータ、２はパルス幅制御回路、３は二次平滑回路、４は
ダミー負荷、５は過電流検出素子、である。
す回路図である。同図において、１はＤＣ−ＤＣコンバ
ータ、２はパルス幅制御回路、３は二次平滑回路、４は
ダミー負荷、５は過電流検出素子、である。
動作を説明する。直流入力電圧Ｖｌｎは、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１を通し二次平滑回路３を介し、安定化された
直流電圧■。ｕｔとしａ′Ｃ図示せざる負荷へ供給され
る。出力電圧Ｖｏｕｔが変動すると、それに応じてパル
ス幅制御回路２が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１内のスイッ
チングトランジスタＴｒの駆動パルス幅を制御し、出力
電圧Ｖ。ｕｔが一定値を維持するようになっている。
ンバータ１を通し二次平滑回路３を介し、安定化された
直流電圧■。ｕｔとしａ′Ｃ図示せざる負荷へ供給され
る。出力電圧Ｖｏｕｔが変動すると、それに応じてパル
ス幅制御回路２が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１内のスイッ
チングトランジスタＴｒの駆動パルス幅を制御し、出力
電圧Ｖ。ｕｔが一定値を維持するようになっている。
所で、かかるスイッチングレギュレータにおいて、出力
電圧Ｖｏｕｔを安定化させるだめの動作は、二次平滑回
路３におけるインタフタンスＬを通って流れる電流ＩＬ
が成る一定電流（以後、臨界電流という）以上流れてい
る場合に可能なのであり、この電流ＩＬが少なくなった
υ、零になったシすると、二次平滑用コンデンサＣに電
荷がたまシすぎ、出力電圧Ｖｏｕｔは異常に上昇し、安
定化のための動作が働かなくなることが知られている。
電圧Ｖｏｕｔを安定化させるだめの動作は、二次平滑回
路３におけるインタフタンスＬを通って流れる電流ＩＬ
が成る一定電流（以後、臨界電流という）以上流れてい
る場合に可能なのであり、この電流ＩＬが少なくなった
υ、零になったシすると、二次平滑用コンデンサＣに電
荷がたまシすぎ、出力電圧Ｖｏｕｔは異常に上昇し、安
定化のための動作が働かなくなることが知られている。
このように、安定化動作が機能しなくなる限界を示す臨
界電流の値は、インダクタンスＬの値を大きくすると、
低減する。この関係を第２図に示す。
界電流の値は、インダクタンスＬの値を大きくすると、
低減する。この関係を第２図に示す。
第２図において、インダクタンスＬを流れる電流ＩＬを
横軸に、出力電圧Ｖｏｕｔを縦軸にとっである。
横軸に、出力電圧Ｖｏｕｔを縦軸にとっである。
インダクタンスＬ１． Ｌ２はパラメータである（但し
Ｌｌ＜Ｌ２）。すなわち第２図から、インダクタンスが
Ｌｌのときは、出力電圧■。。しが安定化動作を受けて
安定化されるのに必要な最小電流ＩＬの値、すなわち臨
界値はＩＤＩであシ、インダクタンスＬ１よシ大きなＬ
２になると、電流工りの臨界値はＩＤ２に低減すること
が判る。
Ｌｌ＜Ｌ２）。すなわち第２図から、インダクタンスが
Ｌｌのときは、出力電圧■。。しが安定化動作を受けて
安定化されるのに必要な最小電流ＩＬの値、すなわち臨
界値はＩＤＩであシ、インダクタンスＬ１よシ大きなＬ
２になると、電流工りの臨界値はＩＤ２に低減すること
が判る。
従って原理的には、インタフタンスＬの値を無限に大き
くしたシ（或いはコンデンサＣの容量を大きくしたシ）
すれば、電流ＩＬが零でも、出方電圧Ｖｏｕｔは安定化
される筈である。しかし、インダクタンスＬの値を無限
大にするようなことは、物理的に不可能であるし、また
出来たとしても経済的に得策でない。
くしたシ（或いはコンデンサＣの容量を大きくしたシ）
すれば、電流ＩＬが零でも、出方電圧Ｖｏｕｔは安定化
される筈である。しかし、インダクタンスＬの値を無限
大にするようなことは、物理的に不可能であるし、また
出来たとしても経済的に得策でない。
そこで従来は、負荷電流■ｏが零であっても、少なくも
臨界値を超える電流■Ｌが流れるように、第１図に見ら
れる如く、出力端子間にダミー負荷４を接続し、ダミー
電流よりを流すことが行なわれている。装置の経済性を
考慮すると、このダミー電流ＩＤの大きさくすなわち臨
界電流の値）は出力電流（負荷電流Ｉ。）の最大値の１
０〜２５％に設定されるのが一般的である。
臨界値を超える電流■Ｌが流れるように、第１図に見ら
れる如く、出力端子間にダミー負荷４を接続し、ダミー
電流よりを流すことが行なわれている。装置の経済性を
考慮すると、このダミー電流ＩＤの大きさくすなわち臨
界電流の値）は出力電流（負荷電流Ｉ。）の最大値の１
０〜２５％に設定されるのが一般的である。
このように、従来のスイッチングレギュレータは、負荷
電流工。の大小にかかわシなく、常にダミー電流ｌＤを
流してお（方式であったから、その分だけ消費電力が大
きく、効率が低いという欠点があった。
電流工。の大小にかかわシなく、常にダミー電流ｌＤを
流してお（方式であったから、その分だけ消費電力が大
きく、効率が低いという欠点があった。
本発明は、上述のような従来技術における欠点を改善す
るためになされたものであり、従って本発明の目的は、
電力損失が従来よシ少ない、高効率のスイッチングレギ
ュレータを提供するこトニある。
るためになされたものであり、従って本発明の目的は、
電力損失が従来よシ少ない、高効率のスイッチングレギ
ュレータを提供するこトニある。
本発明の構成の要点は、上述のようなスイッチングレギ
ュレータにおいて゛、ダミー負荷として電流制御素子を
含む回路を接続し、負荷電流■ｏが臨界電流の値よ、り
少ないか零のときのみダミー電流ＩＤを流し、負荷電流
■ｏが臨界電流の値を超したとぎには、電流制御素子を
カットオフし、ダミー電流ＩＤを遮断して流さないよ５
にすることによυ、消費電力の低減を図った点にある。
ュレータにおいて゛、ダミー負荷として電流制御素子を
含む回路を接続し、負荷電流■ｏが臨界電流の値よ、り
少ないか零のときのみダミー電流ＩＤを流し、負荷電流
■ｏが臨界電流の値を超したとぎには、電流制御素子を
カットオフし、ダミー電流ＩＤを遮断して流さないよ５
にすることによυ、消費電力の低減を図った点にある。
次に図を参照して本発明の一実施例を説明する。
第３図は本発明の一実施例を示す回路図である。
同―において、ダミー負荷として、制御トランジスタエ
４と抵抗１１〜１３から成る図示の如き回路が二次平滑
回路３の後段に接続される。
４と抵抗１１〜１３から成る図示の如き回路が二次平滑
回路３の後段に接続される。
第３図において、制御用トランジスタ１４のベース・エ
ミッタ間電圧ＶＢＩは次の（１）式によって表わされる
。
ミッタ間電圧ＶＢＩは次の（１）式によって表わされる
。
ＶＢＩ］＝ＶＥ （ＩｂｘＲｓ３＝ＶＢ−Ｖｓ ＝
（１）但し、ＶＢは、出力端子間に直列に接続された抵
抗１工および工２のうち、抵抗１２の両端間電圧であシ
、ｌＬは二次平滑回路３におけるインダクタンスＬを流
れる電流であシ、Ｒｓは電流検出抵抗１３の抵抗値であ
る。
（１）但し、ＶＢは、出力端子間に直列に接続された抵
抗１工および工２のうち、抵抗１２の両端間電圧であシ
、ｌＬは二次平滑回路３におけるインダクタンスＬを流
れる電流であシ、Ｒｓは電流検出抵抗１３の抵抗値であ
る。
また、次の各式が成立する。
ＩＬ＝ＩＯ＋ ＩＤ
ＩＤ ＝ ＩＢＥＸ ｈＦ’Ｆｌｉ
但し、Ｖｏｕｔは出力電圧、”Ａ ｓ ＲＥはそれぞれ
抵抗１１．１２の抵抗値、Ｉｏは負荷電流、ＩＤは制御
トランジスタ１４を流れるダミー電流、ｈｒｍはトラン
ジスタ１４の直流電流増幅率、よりｍはトランジスタ１
４におけるベース・エミッタ電流、である。
抵抗１１．１２の抵抗値、Ｉｏは負荷電流、ＩＤは制御
トランジスタ１４を流れるダミー電流、ｈｒｍはトラン
ジスタ１４の直流電流増幅率、よりｍはトランジスタ１
４におけるベース・エミッタ電流、である。
上記（すおよび（２）式から次の式が成立する。
・・・・・・・・・・・・（３）
上記（３）式の右辺を検討すると、その第１項は、出力
電圧■。ｕｔが安定化された一定電圧であるから、一定
値にと置くことができる。また第２項は、ｌＬが変数で
あり、ＲＡ＋几Ｂ ＋ Ｒ８は何れも回路定数であるか
ら■Ｌ−Ｎ（但しＮは回路定数によシ決まる定数）と表
わすことができる。従って上記（３）式は次のように書
き直すことができる。
電圧■。ｕｔが安定化された一定電圧であるから、一定
値にと置くことができる。また第２項は、ｌＬが変数で
あり、ＲＡ＋几Ｂ ＋ Ｒ８は何れも回路定数であるか
ら■Ｌ−Ｎ（但しＮは回路定数によシ決まる定数）と表
わすことができる。従って上記（３）式は次のように書
き直すことができる。
ＶＢＦｌ！＝に−ＩＬ−Ｎ ＝・＝
−（４）上記（４）式から、制御トランジスタ１４のベ
ース・エミッタ間電圧ＶＢＥは、インダクタンスＬを流
れる電流■Ｌが増すと、減少することが判る。負荷電流
■０が零のときは、電流ＩＬがトランジスタ１４を流れ
るダミー電流■Ｄになるわけであるから、上記（４）式
を用い、トランジスタ１４をカットオフさせないための
ペース・エミッタ間電圧ＶＢＥから逆算して゛ダミー電
流■Ｄの大きさを決定することができる。また同様にト
ランジスタ１４をカットオフさせるに足る電流工りの大
きさを求めることもできる。
−（４）上記（４）式から、制御トランジスタ１４のベ
ース・エミッタ間電圧ＶＢＥは、インダクタンスＬを流
れる電流■Ｌが増すと、減少することが判る。負荷電流
■０が零のときは、電流ＩＬがトランジスタ１４を流れ
るダミー電流■Ｄになるわけであるから、上記（４）式
を用い、トランジスタ１４をカットオフさせないための
ペース・エミッタ間電圧ＶＢＥから逆算して゛ダミー電
流■Ｄの大きさを決定することができる。また同様にト
ランジスタ１４をカットオフさせるに足る電流工りの大
きさを求めることもできる。
すなわち、負荷電流ｌｏが零のときは、ダミー電流ＩＤ
をトランジスタ１４に流しておき（このとき工Ｌ＝より
）、負荷電流工。が流れ始めると、電流ＩＬが増し、ト
ランジスタ１４のペース・エミッタ間電圧ＶＢＩＩ：が
減少してくる（このときＩＬ−ＩＤ ＋ ＩＯ）ので、
□ダミー電流よりも減少してくる。負荷電流Ｉ。
をトランジスタ１４に流しておき（このとき工Ｌ＝より
）、負荷電流工。が流れ始めると、電流ＩＬが増し、ト
ランジスタ１４のペース・エミッタ間電圧ＶＢＩＩ：が
減少してくる（このときＩＬ−ＩＤ ＋ ＩＯ）ので、
□ダミー電流よりも減少してくる。負荷電流Ｉ。
が更に増すと、トランジスタ１４は遂にカットオフする
に至シ、ダミーを流ＩＤは零になる（このときＩＬ＝■
ｏ）。
に至シ、ダミーを流ＩＤは零になる（このときＩＬ＝■
ｏ）。
以上の関係を第４図のグラフに示す。
以上のことから、本発明によれば、負荷電流工０の増大
と共にダミー１ｉ流ＩＤが減少し始め、負荷電流Ｉ０が
一定値を超えると、それ以後ダミーｍ流ＩＤは零になる
から、常時ダミー電流ＩＤを流していた従来のスイッチ
ングレギュレータに比し、消費電力の低減か可能である
ことが理解されるであろう。
と共にダミー１ｉ流ＩＤが減少し始め、負荷電流Ｉ０が
一定値を超えると、それ以後ダミーｍ流ＩＤは零になる
から、常時ダミー電流ＩＤを流していた従来のスイッチ
ングレギュレータに比し、消費電力の低減か可能である
ことが理解されるであろう。
第５図は本発明の他の実施例、すなわち、電圧の変動要
因を考慮に入れた場合の実施例を示す回路図である。以
下、これについて説明する。
因を考慮に入れた場合の実施例を示す回路図である。以
下、これについて説明する。
上記（１）式から次の式を得ることができる。
ＶＢ＝ＶＢＥ＋ＶＳ ・・・・・・・
・・・・・・・・（５）し介し、ベース・エミッタ間電
圧ＶＢＥの諸要因による変動分をΔＶＢＥとすると、上
記（５）式は次の如く書き改められる。
・・・・・・・・（５）し介し、ベース・エミッタ間電
圧ＶＢＥの諸要因による変動分をΔＶＢＥとすると、上
記（５）式は次の如く書き改められる。
ｖＢ＝ｖＢＥ＋ｖｓ−ΔｖＢｍ
ここで変動分ΔＶＢＥは次の如く表わすことができる。
ΔＶＢ、＝Ｇ・ΔＴ＋Ｆ−ΔＶｏ−Ｚ−Δ■Ｌここで、
Ｆ・ΔＶｏは出力電圧ｖｏの変動に起因する変動分であ
るが、唯今の場合、出力電圧ＶＯは安定化された一定電
圧であるから、かかる変動分Ｆ・ΔＶｏは無視する。次
に、Ｚ・ΔＩＬであるが、これはインダクタンスＬの誤
差に起因する変動分であるので、設計時に技術的に対処
すべき誤差としてこれも無視する。残るＧ・ΔＴは、温
度変化に起因する変動分であシ、実際問題としてこれを
無視することにｔ出来ない。
Ｆ・ΔＶｏは出力電圧ｖｏの変動に起因する変動分であ
るが、唯今の場合、出力電圧ＶＯは安定化された一定電
圧であるから、かかる変動分Ｆ・ΔＶｏは無視する。次
に、Ｚ・ΔＩＬであるが、これはインダクタンスＬの誤
差に起因する変動分であるので、設計時に技術的に対処
すべき誤差としてこれも無視する。残るＧ・ΔＴは、温
度変化に起因する変動分であシ、実際問題としてこれを
無視することにｔ出来ない。
耐５図は、かかる温度変化に起因する変動分を補償し°
た実施例を示している。同図において、１５は温度補償
ダイオードであシ、１６は電流制限抵抗である。すなわ
ち、トランジスタ１４のベース・エミッタ間電圧’ＹＢ
ｍの温度特性とダイオード１５の順方向電圧降下の温度
特性を同じにしておけば、温度補償という目的は達せら
れる。
た実施例を示している。同図において、１５は温度補償
ダイオードであシ、１６は電流制限抵抗である。すなわ
ち、トランジスタ１４のベース・エミッタ間電圧’ＹＢ
ｍの温度特性とダイオード１５の順方向電圧降下の温度
特性を同じにしておけば、温度補償という目的は達せら
れる。
動作説明は第３図のそれと同じであるから、繰シ返す必
要はないであろう。々お１７は、本発明によるダミー負
荷回路を示している。
要はないであろう。々お１７は、本発明によるダミー負
荷回路を示している。
第６図は、第５図に示す実施例において得られた実測デ
ータを示す第４図と同様なグラフである。
ータを示す第４図と同様なグラフである。
実験では、出力電圧Ｖｏｕｔを１０ｖ１最大負荷電流Ｉ
ｏ（ｍａｘ）をＩＡ、ダミー電流ＩＤを０，２人とした
。
ｏ（ｍａｘ）をＩＡ、ダミー電流ＩＤを０，２人とした
。
実験によれば最大出力（負荷）電流時において、ダミー
電流分の電力損失は零であった。また出力電流が最大出
力電流の２０％のときでも、ダミー電流分の電力損失は
０．５５Ｗであり、本発明のスイッチングレギュレータ
では、約８０％の効率となる。従来のように、固定抵抗
によるダミー回路を用いると、その効率は約５０％にな
るから、本発明によシ、電力損失の少ないスイッチング
レギュレータを実現できることが理解されるであろう。
電流分の電力損失は零であった。また出力電流が最大出
力電流の２０％のときでも、ダミー電流分の電力損失は
０．５５Ｗであり、本発明のスイッチングレギュレータ
では、約８０％の効率となる。従来のように、固定抵抗
によるダミー回路を用いると、その効率は約５０％にな
るから、本発明によシ、電力損失の少ないスイッチング
レギュレータを実現できることが理解されるであろう。
第７図は従来のマルチ出力電源を示す回路図である。同
図においては、入力電圧Ｖｉｎの変動を抑えるために、
入力電圧を検出し、それによシパルス幅制御回路２を制
御して、スイッチングトランジスタＴｒの駆動パルス幅
を変えて出力電圧の安定化を図っている。
図においては、入力電圧Ｖｉｎの変動を抑えるために、
入力電圧を検出し、それによシパルス幅制御回路２を制
御して、スイッチングトランジスタＴｒの駆動パルス幅
を変えて出力電圧の安定化を図っている。
この場合、入力電圧Ｖｉｎを検出するのでなく、出力電
圧■。ｕｔｌ ｌ Ｖｏｕｔ２ ｔ Ｖｏｕｔ３のうち
の一つを検出し、これによシパルス幅制御回路２を制御
しても同じ結果が得られる。しかしこの°ときは、出力
電圧を検出されない残シの出力回路（これを非制排出力
回路と呼ぶことにすれば）、非制御出力回路では、出力
インピーダンスに起因する負荷変動を抑えることが出来
ず、精度の良い出力電圧を得ることができない。
圧■。ｕｔｌ ｌ Ｖｏｕｔ２ ｔ Ｖｏｕｔ３のうち
の一つを検出し、これによシパルス幅制御回路２を制御
しても同じ結果が得られる。しかしこの°ときは、出力
電圧を検出されない残シの出力回路（これを非制排出力
回路と呼ぶことにすれば）、非制御出力回路では、出力
インピーダンスに起因する負荷変動を抑えることが出来
ず、精度の良い出力電圧を得ることができない。
そこで精度の良い出力電圧を得たい場合には、第７図に
示すように、各出力回路にシリーズレギュレータ１８を
接続して出力電圧の安定化を図っていた。このためシリ
ーズレギュレータでの電力損失が大きくなり、効率が低
下するとい５欠点があった。
示すように、各出力回路にシリーズレギュレータ１８を
接続して出力電圧の安定化を図っていた。このためシリ
ーズレギュレータでの電力損失が大きくなり、効率が低
下するとい５欠点があった。
第７図に示した如き、マルチ出力電源に本発明を寅施し
た場合の実施例を第８図に示す。
た場合の実施例を第８図に示す。
すなわち、第８図においては、非制御出力回路に、ダミ
ー負荷４とシリーズレギュレータ１８の代シに、本発明
によるダミー負荷回路１７（第５図の１７）が接続され
ておシ、これにょシ効率低下という欠点を解消している
。
ー負荷４とシリーズレギュレータ１８の代シに、本発明
によるダミー負荷回路１７（第５図の１７）が接続され
ておシ、これにょシ効率低下という欠点を解消している
。
定電圧精度のよい電源を必要とする独立した複数個の電
子回路へ精度の良い電源を供給するという用途に第８図
の実施例を用いた場合、電力損失が少なく高効率である
ため、そのコストを低減できるという点で効果が大きい
。
子回路へ精度の良い電源を供給するという用途に第８図
の実施例を用いた場合、電力損失が少なく高効率である
ため、そのコストを低減できるという点で効果が大きい
。
この発明によれば次のような効果を期待することができ
る。
る。
（イ） スイッチングレギュレータの二次平滑回路にお
けるインダクタンスを流れる最大電流を、従・来は定格
出力電流以上に多く流す必要があったのに対し、本発明
によれば、これを定格出力電流と同じにできるので、そ
れだけ高効率化が図れる。
けるインダクタンスを流れる最大電流を、従・来は定格
出力電流以上に多く流す必要があったのに対し、本発明
によれば、これを定格出力電流と同じにできるので、そ
れだけ高効率化が図れる。
また同時に、ダミー負荷回路を構成する制御素子等にお
ける通電り流の大きさを抑制できるので、それら素子の
信頼性を損なうことが少ない。
ける通電り流の大きさを抑制できるので、それら素子の
信頼性を損なうことが少ない。
（ロ）出力電流に応じてダミー負荷電流を制限すること
によシ負荷変動による電圧変動を抑えることができるの
で、マルチ出力をもつ電源等でその非制御出力の精度を
良くするのに本発明を用いて好適である。これによシミ
力損失を抑えるとともに簡便な回路で精度のよいマルチ
出力の電源を安価に提供することができる。
によシ負荷変動による電圧変動を抑えることができるの
で、マルチ出力をもつ電源等でその非制御出力の精度を
良くするのに本発明を用いて好適である。これによシミ
力損失を抑えるとともに簡便な回路で精度のよいマルチ
出力の電源を安価に提供することができる。
第１図は従来のスイッチングレギュレータの一例を示す
回路図、第２図は、第１図の回路において、インダクタ
ンスＬを流れる電流ＩＬと出力電圧Ｖｏｕｔの関係を、
インダクタンスＬをパラメータとして示したグラフ、第
３図は本発明の一実施例を示す回路図、第４図は第３図
の回路における電流”Ｌ ’＋ ＩＤ ＨＩ。の関係を
示したグラフ、第５図は本発明の他の実施例を示す回路
図、第６図は第５図の回路において実測された電流ＩＬ
＋ ＩＤ ｒ ’ｏの関係を示したグラフ、第７図は
従来のマルチ出方電源を示す回路図、＃Ｉ８図は本発明
の更に他の実施例を示す回路図、である。 符号説明 １・・・・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ、２・・・・・・
パルス幅制御回路、３・・・・・・二次平滑回路、４・
・・・・・ダミー負荷、５°・・・・・過電流検出素子
、１１〜１３・・・・・・抵抗、１４・・・・・・制御
トランジスタ、１５・・量温度補償タイオード、１７・
・・・・・本発明によるダミー負荷回路代理人 弁理士
並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清
回路図、第２図は、第１図の回路において、インダクタ
ンスＬを流れる電流ＩＬと出力電圧Ｖｏｕｔの関係を、
インダクタンスＬをパラメータとして示したグラフ、第
３図は本発明の一実施例を示す回路図、第４図は第３図
の回路における電流”Ｌ ’＋ ＩＤ ＨＩ。の関係を
示したグラフ、第５図は本発明の他の実施例を示す回路
図、第６図は第５図の回路において実測された電流ＩＬ
＋ ＩＤ ｒ ’ｏの関係を示したグラフ、第７図は
従来のマルチ出方電源を示す回路図、＃Ｉ８図は本発明
の更に他の実施例を示す回路図、である。 符号説明 １・・・・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ、２・・・・・・
パルス幅制御回路、３・・・・・・二次平滑回路、４・
・・・・・ダミー負荷、５°・・・・・過電流検出素子
、１１〜１３・・・・・・抵抗、１４・・・・・・制御
トランジスタ、１５・・量温度補償タイオード、１７・
・・・・・本発明によるダミー負荷回路代理人 弁理士
並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清
Claims (1)
- １）無負荷時または低負荷時に備えて出力端子間にダミ
ー負荷を接続し、該負荷に所定のダミー電流を流してお
くよ５にしたスイッチングレギュレータにおいて、前記
ダミー負荷として、電流制御素子を含む回路を接続し、
負荷電流に応じて前記ダミー電流を制御し、負荷電流が
所定の電流値を上まわっているときは、前記電流制御素
子をカットオフして該素子を流れていたダミー電流を遮
断するようにしたことを特徴とするスイッチングレギュ
レータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9847982A JPS58215969A (ja) | 1982-06-10 | 1982-06-10 | スイツチングレギユレ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9847982A JPS58215969A (ja) | 1982-06-10 | 1982-06-10 | スイツチングレギユレ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58215969A true JPS58215969A (ja) | 1983-12-15 |
Family
ID=14220782
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9847982A Pending JPS58215969A (ja) | 1982-06-10 | 1982-06-10 | スイツチングレギユレ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58215969A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63287365A (ja) * | 1987-05-20 | 1988-11-24 | Stanley Electric Co Ltd | 電源装置 |
| US5402059A (en) * | 1994-02-08 | 1995-03-28 | Ford Motor Company | Switching power supply operating at little or no load |
-
1982
- 1982-06-10 JP JP9847982A patent/JPS58215969A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63287365A (ja) * | 1987-05-20 | 1988-11-24 | Stanley Electric Co Ltd | 電源装置 |
| US5402059A (en) * | 1994-02-08 | 1995-03-28 | Ford Motor Company | Switching power supply operating at little or no load |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5666044A (en) | Start up circuit and current-foldback protection for voltage regulators | |
| US5847554A (en) | Synchronous switching regulator which employs switch voltage-drop for current sensing | |
| US4912621A (en) | Current-balance switching regulator | |
| US6664773B1 (en) | Voltage mode voltage regulator with current mode start-up | |
| US7816897B2 (en) | Current limiting circuit | |
| EP0735452A2 (en) | Current-limit circuit | |
| US6636025B1 (en) | Controller for switch mode power supply | |
| JP2000227808A (ja) | インダクタ電流検出器を備えるｄｃ―ｄｃコンバ―タ及びその調整方法 | |
| US7012791B2 (en) | Constant-voltage power supply unit | |
| US2991410A (en) | Static constant voltage d. c. to d. c. converter | |
| JP3527216B2 (ja) | 直流安定化電源回路 | |
| JP2000350447A (ja) | 電源装置及び電源システム | |
| JPS58215969A (ja) | スイツチングレギユレ−タ | |
| US6611436B2 (en) | Switching power supply unit having a regulator circuit and electronic apparatus using the same | |
| US4652987A (en) | Regulator with rectifier IR drop compensation | |
| JPS58112114A (ja) | 直流安定化電源回路 | |
| US3560837A (en) | Shunt regulated power supply with limited over-voltage and short-circuit current | |
| US6531851B1 (en) | Linear regulator circuit and method | |
| JP2846679B2 (ja) | 電源ユニットの並列冗長運転方式 | |
| JPS6359766A (ja) | スイツチングレギユレ−タ | |
| WO2007120131A1 (en) | Method for regulating a voltage and circuit therefor | |
| JPH04251563A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JPS6176064A (ja) | スイツチングレギユレ−タの出力回路 | |
| JPH0591741A (ja) | 多出力スイツチング電源 | |
| JPS6113318A (ja) | 定電流電源回路 |